JP2010178103A

JP2010178103A - スペクトル拡散受信装置

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Publication number: JP2010178103A
Application number: JP2009019047A
Authority: JP
Inventors: Hideki Igarashi; 秀樹五十嵐
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2009-01-30
Filing date: 2009-01-30
Publication date: 2010-08-12

Abstract

【課題】装置規模を増大させることなく、同期追従特性の良好なＭ−ａｒｙ／ＳＳ方式のスペクトル拡散受信装置を得ることを目的とする。
【解決手段】送信側における拡散符号の繰返し周期に同期した再生シンボルクロックに同期した複素相関信号（ＣＵＲＲＥＮＴ、ＬＡＴＥ、ＥＡＲＬＹ）を生成する。ビタビ復号器１０により、ビタビ復号を行うとともに実数成分の振幅が最大となるＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号に対応する第１の直交符号系列番号を検出し、最大電力検出部１１により相関電力が最大となるＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号に対応する第２の直交符号系列番号を検出する。直交符号系列番号を適切に選択し、ＤＬＬ１２およびシンボル同期回路５により再生シンボルクロックを調整し、ＡＦＣ１３、ＣＲ１４および同期検波部２により周波数および位相を調整する。
【選択図】図１

Description

この発明は、例えばディジタル移動体通信、ディジタル衛星通信、ディジタル移動体衛星通信等のディジタル無線通信に使用されるスペクトル拡散受信装置に関するものである。

ディジタル無線通信における伝送方式の一つとして、スペクトル拡散通信方式（以下、ＳＳ方式と呼ぶ）が多方面で実用化されており、そのＳＳ方式のうち、伝送速度の高速化に適した方式としてＭ−ａｒｙ／ＳＳ方式が知られている。Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式では、２^Ｋ個の互いに直交する符号系列（以下、直交符号系列と呼ぶ）を送信装置と受信装置の双方に予め記憶しておく。送信装置では、情報信号よりＫビット単位（Ｋ≧２）のデータ系列を順次生成し、各データ系列を予め対応付けられた所定の直交符号系列に各々置換して伝送を行う。このＭ−ａｒｙ／ＳＳ方式の復調回路では、受信信号のＳ／Ｎ比が低い場合、「受信信号の中に所定の直交符号系列が含まれているかどうかを判定する処理」において誤判定確率が高くなるため、同期追従特性が劣化するという課題がある。特許文献１に記載の従来のスペクトル拡散受信装置は、この課題を克服するため、ビタビ復号器において再符号化を行うことによって得られた直交符号系列番号と相関電力が最大となる直交符号系列番号とを適切に切り替えることにより、同期追従特性の向上を図ったものである。

特開２００４−２１５０２２

従来のスペクトル拡散受信装置は、直交符号系列の誤判定確率を低く抑えて、復調回路における同期追従特性を向上させることを目的としたものである。しかしながら、従来のスペクトル拡散受信装置の構成では、ビタビ復号器において再符号化を行う必要があり、その処理により装置規模が増大するという問題点があった。

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、装置規模を増大させることなく、同期追従特性の良好なＭ−ａｒｙ／ＳＳ方式のスペクトル拡散受信装置を得ることを目的とする。

請求項１の発明に係るスペクトル拡散受信装置は、規定数の直交符号系列に、拡散符号を所定ビット数で分割した各部分拡散符号と複素ベースバンド信号との相関値を乗じて、前記規定数分の第１の直交相関値を算出する相関値算出手段と、前記第１の直交相関値に対して、それぞれ同一の遅延量を付加した第２の直交相関値とその半分の遅延量を付加した第３の直交相関値とを生成し、その後、前記規定数分の第１、第２および第３の直交相関値を、送信側における拡散符号の繰返し周期に同期した再生シンボルクロックを用いて標本化する標本化手段と、前記標本化後の第３の直交相関値に対する復号処理を実行し、さらに、実数成分の振幅が最大となる標本化後の第３の直交相関値に対応する直交符号系列の系列番号（第１の直交符号系列番号）を検出する第１の系列番号検出手段と、相関電力が最大となる標本化後の第３の直交相関値に対応する直交符号系列の系列番号（第２の直交符号系列番号）を検出する第２の系列番号検出手段と、前記第１または第２の直交符号系列番号のいずれか一方を選択し、当該選択結果に対応する前記標本化後の第１および第２の直交相関値に基づいて前記再生シンボルクロックを調整するクロック調整手段を備えたものである。

請求項２の発明に係るスペクトル拡散受信装置は、請求項１の発明に係るスペクトル拡散受信装置において、前記第１または第２の直交符号系列番号のいずれか一方を選択し、当該選択結果に対応する前記標本化後の第３の直交相関値を用いてキャリア周波数偏差を推定し、その推定結果に基づいてキャリア周波数同期制御を行う周波数制御手段を備えたものである。

請求項３の発明に係るスペクトル拡散受信装置は、請求項２の発明に係るスペクトル拡散受信装置において、前記第１または第２の直交符号系列番号のいずれか一方を選択し、当該選択結果に対応する前記標本化後の第３の直交相関値を用いてキャリア位相誤差を推定し、その推定結果に基づいてキャリア位相同期制御を行う位相制御手段を備えたものである。

請求項４の発明に係るスペクトル拡散受信装置は、請求項３の発明に係るスペクトル拡散受信装置において、前記クロック調整手段、前記周波数制御手段および前記位相制御手段は、拡散符号の初期同期完了時からの時間をカウントし、カウンタ値が拡散符号初期同期完了からキャリア位相同期成立までに要する時間より短い場合、前記第２の直交符号系列番号を選択し、一方、カウンタ値が拡散符号初期同期完了からキャリア位相同期成立までに要する時間以上の場合、前記第１の直交符号系列番号を選択するものである。

この発明によれば、ビタビ復号部において相関値の振幅が最大となる直交符号系列の系列番号を出力するようにしたことにより、装置規模を増大させることなく、復調回路における同期追従特性を向上させることができる。

この発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散受信装置の構成を表わすブロック図である。スペクトル拡散送信装置の構成を表わす機能ブロック図である。この発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散受信装置の同期検波部の一構成例を表わすブロック図である。この発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散受信装置のシンボル同期回路の一構成例を表わすブロック図である。この発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散受信装置のビタビ復号部の一構成例を表わすブロック図である。ブランチメトリック算出部の一構成例を表わすブロック図である。この発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散受信装置の最大電力検出部の一構成例を表わすブロック図である。この発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散受信装置の遅延ロックループ（ＤＬＬ）の一構成例を表わすブロック図である。この発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散受信装置の直交符号系列番号選択部の一構成例を表わすブロック図である。直交符号系列番号選択部の動作を示すタイミングチャートである。この発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散受信装置の自動周波数制御回路（ＡＦＣ）の一構成例を表わすブロック図である。この発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散受信装置のキャリア再生回路（ＣＲ）の一構成例を表わすブロック図である。

実施の形態１

図１はこの発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散受信装置の構成を表わすブロック図である。図１において、１は受信アンテナ、２は同期検波部、３−１〜３−（Ｊ−１），７−１〜７−Ｐ，８−１〜８−Ｐは遅延器、４−１〜４−Ｊは部分相関器、５はシンボル同期回路、６は行列乗算部、９はラッチ回路、１０はビタビ復号部、１１は最大電力検出部、１２は遅延ロックループ（ＤＬＬ）、１３は自動周波数制御回路（ＡＦＣ）、１４はキャリア再生回路（ＣＲ）である。ここで、Ｐは直交符号系列数（＝２^Ｋ）、Ｊは直交符号系列の符号長を表す。

ここで、本発明に係るスペクトル拡散受信装置について説明を行う前に、スペクトル拡散送信装置側の動作を説明する。図２はスペクトル拡散送信装置の構成を表わす機能ブロック図である。スペクトル拡散送信装置では、まずデータ発生部２１が２値情報データを発生する。ここで、２値情報データの発生速度を情報レートと呼び、２値情報データの発生速度の値をＲ_ｉと表記する。そして、畳込み符号化部２２が、上記２値情報データに対して符号化率ｒ（０＜ｒ＜１）の畳込み符号化を行い、発生速度Ｒ_ｂ（＝Ｒ_ｉ／ｒ）で２値データを出力する。

直並列変換部２３では、発生速度Ｒ_ｂで出力される２値データをＫ（Ｋは２以上の自然数）ビットの並列２値データに変換する。ここで、Ｋビットの並列２値データの発生速度をシンボルレートと呼び、シンボルレートの値をＲ_Ｓ’（＝Ｒ_ｂ／Ｋ）と表記する。そして、シンボルレートＲ_Ｓ’を持つクロックの周期をシンボル周期Ｔ_Ｓ’（＝１／Ｒ_Ｓ’）と表記する。

直交関数符号化部２４では、Ｔ_Ｓ’ごとに、上記並列２値データに対応する長さＪビットの直交符号系列を２^Ｋ個の中から出力する。一方、ＰＮ符号発生部２６では、クロック発生部２５で作成されたＲ_Ｓ’×Ｌのクロック速度を持つクロックの周期で、繰返し周期ＬチップのＰＮ符号を生成する。ここで、クロック発生部２５で作成されるクロックの速度をチップレートＲ_Ｃ’（＝ＬＲ_Ｓ’）と呼び、チップレートＲ_Ｃ’を持つクロックの周期をチップ周期Ｔ_Ｃ’（＝１／Ｒ_Ｃ’）と呼ぶ。なお、ここでは、説明の簡略化のため、ＰＮ符号の繰返し周期Ｌチップが、直行符号系列の繰返し周期Ｊビットの整数倍であると仮定して説明を行う。

拡散変調部２７では、直交関数符号化部２４から出力される直交符号系列とＰＮ符号発生部２６から出力されるＰＮ符号とを乗算することにより、送信ＳＳ信号を生成する。そして、周波数変換部２８では、拡散変調部２７の出力である送信ＳＳ信号と搬送波（キャリア）とを乗算することにより周波数変換を行い、電力増幅部２９で周波数変換後の送信ＳＳ信号の電力を増幅することにより生成した送信信号を送信アンテナ３０から送信する。

このように、上記スペクトル拡散送信装置では、直交符号系列を用いてスペクトル拡散伝送を行うことにより、情報レートＲ_ｉの２値情報データを受信側の装置に対して送信する。

次に、本発明の特徴となるスペクトル拡散受信装置の動作について説明する。この実施の形態に係るスペクトル拡散受信装置では、まず、同期検波部２が、後述するＡＦＣ１３から出力されるキャリア周波数誤差信号を打ち消すような周波数補正と、後述するＣＲ１４から出力されるキャリア位相誤差信号を打ち消すような位相補正とを実行することにより、受信アンテナ１で受信した信号に対して同期検波を行い、複素ベースバンド信号を出力する。

遅延器３−１〜３−（Ｊ−１）では、複素数の値を持つ入力信号に対してＬ／Ｊチップ周期時間だけ遅延を付加して出力する。すなわち、遅延器３−１から出力される複素ベースバンド信号の遅延量はＬ／Ｊチップ周期時間であり、遅延器３−（Ｊ−１）から出力される複素ベースバンド信号の遅延量は（Ｊ−１）×Ｌ／Ｊチップ周期時間である。

部分相関器４−ｊ（ｊ∈｛１，２，‥，Ｊ｝）では、複素数の値を有する入力信号と、送信側のスペクトル拡散送信装置で用いられるＰＮ符号の１繰り返し周期をＪ等分した場合のｊ番目の各部分拡散符号との相関を算出し、それぞれ部分相関複素信号ｅ_ｊを出力する。

行列乗算部６には、送信側のスペクトル拡散送信装置で用いられる全Ｐ個の直交符号系列ｄ_１〜ｄ_Ｐが、所定の行列形式で保存されている。具体的には、下記（１）式で示す通り、直行符号系列ｄ_１〜ｄ_Ｐを行要素とする直交符号行列Ｄ（Ｐ行Ｊ列）が予め保存されている。

そして、行列乗算部６では、上記部分相関複素信号ｅ_ｊと上記行列Ｄとを下記（２）式に従い乗算し、直交符号系列ｄ_１〜ｄ_Ｐに関する直交相関複素信号ｉ_ｐ（ｉ_１〜ｉ_Ｐ）を算出する。

遅延器７−ｐ（ｐ∈｛１，２，‥，Ｐ｝）では、上記直交相関複素信号ｉ_ｐに対してΔ時間だけ遅延を付加する。なお、Δは、０＜Δ＜２Ｔ_ｃ’（Ｔ_ｃ’はチップ周期）の値を有する。また、遅延器８−ｐ（ｐ∈｛１，２，‥，Ｐ｝）では、上記直交相関複素信号ｉ_ｐに対してΔ／２時間だけ遅延を付加する。

一方、シンボル同期回路５では、部分相関器４−ｊから出力される部分相関複素信号ｅ_１〜ｅ_Ｊに基づいて、送信側のスペクトル拡散送信装置で用いられるＰＮ符号との符号同期を行い、ＰＮ符号の発生周期に同期した再生シンボルクロックを出力する。

そして、ラッチ９では、行列乗算部６から出力された遅延が付加されていない直交相関複素信号ｉ_１〜ｉ_Ｐ，遅延器７−ｐから出力されたΔ時間だけ遅延が付加された直交相関複素信号ｉ_１〜ｉ_Ｐ，遅延器８−ｐから出力されたΔ／２時間だけ遅延が付加された直交相関複素信号ｉ_１〜ｉ_Ｐをそれぞれ上記再生シンボルクロックの立ち上がりエッジでラッチして標本化しており、ＬＡＴＥ複素相関信号ＬＡ_１〜ＬＡ_Ｐ、ＥＡＲＬＹ複素相関信号ＥＡ_１〜ＥＡ_Ｐ、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ_１〜ＣＵ_Ｐを出力する。

ビタビ復号部１０では、上記ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ_１〜ＣＵ_Ｐの実数成分を枝メトリックとして用いてビタビ復号を行い、その復号結果を復号データとして出力するとともに、ＣＵ_１〜ＣＵ_Ｐの中から、実数成分の振幅が最大となるものを選択し、選択したＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の添え字の数字を第１の直交符号系列番号として出力する。

最大電力検出部１１では、上記ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ_１〜ＣＵ_Ｐの中から、絶対値の二乗値が最大となるものを選択し、選択したＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の添え字の数字を第２の直交符号系列番号として出力する。

ＤＬＬ１２では、上記第１の直交符号系列番号または上記第２の直交符号系列番号のいずれかに対応するＬＡＴＥ複素相関信号とＥＡＲＬＹ複素相関信号とを用いて再生２倍チップクロックの進み／遅れを判定する。そして、その判定結果に基づいてクロック位相制御実施後の再生２倍チップクロックを出力する。

また、ＡＦＣ１３では、上記第１の直交符号系列番号または上記第２の直交符号系列番号のいずれかに対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を用いてキャリア周波数偏差を推定する。そして、その推定結果に基づいてキャリア周波数誤差信号を更新する。

また、ＣＲ１４では、上記第１の直交符号系列番号または上記第２の直交符号系列番号のいずれかに対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を用いてキャリア位相を推定する。そして、その推定結果に基づいてキャリア位相誤差信号を更新する。

次に、スペクトル拡散受信装置を構成する各回路の動作を詳細に説明する。図３はこの発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散受信装置の同期検波部２の一構成例を表わすブロック図である。本実施の形態の同期検波部２は、搬送波発生器３１と、移相器（π／２）３２と、乗算器３３，３４と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３５，３６と、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）３７，３８と、位相回転部３９から構成される。

図３に示す同期検波部２では、搬送波再生器３１が、送信側のスペクトル拡散送信装置にて用いられる搬送波とほぼ等しい周波数を有する正弦波を発生する。そして、乗算器３３にて搬送波発生器３１から出力される正弦波とアンテナ１で受信した信号とを乗算し、ＬＰＦ３５にてこの乗算により生成された信号の高調波成分を除去し、さらに、Ａ／Ｄ３７にてサンプリングする。これにより、複素スペクトル拡散信号の同相成分を生成する。同様に、乗算器３４にて、移相器３２でπ／２だけ移相された搬送波発生器３１出力の正弦波とアンテナ１で受信した信号とを乗算し、ＬＰＦ３６にてこの乗算により生成された信号の高調波成分を除去し、さらに、Ａ／Ｄ３８にてサンプリングする。これにより、複素スペクトル拡散信号の直交成分を生成する。また、位相回転部３９が、複素スペクトル拡散信号に対する位相回転処理として、後述する高精度に生成されたキャリア周波数誤差信号に基づく周波数補正と、後述する高精度に生成されたキャリア位相誤差信号に基づく位相補正とを行うことにより、複素ベースバンド信号を生成する。

このように本実施の形態の同期検波部２では、ＡＦＣ１３から出力されたキャリア周波数誤差信号およびＣＲ１４から出力されたキャリア位相誤差信号を用いて同期検波を行うことにより、高精度なキャリア周波数同期特性およびキャリア位相同期特性が得られる。

図４はこの発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散受信装置のシンボル同期回路５の一構成例を表わすブロック図である。本実施の形態のシンボル同期回路５は、ラッチ４１と電力算出回路（｜・｜^２）４２−１〜４２−Ｊと、第１の加算器（Σ）４３と、第２の加算器４４と、フレームメモリ４５と、ピーク検出部４６と、遅延器（Δ／２）４７から構成される。

図４に示すシンボル同期回路５では、まずラッチ４１が、後述するＤＬＬ１２から出力される再生２倍チップクロックの立ち上がりエッジで、部分相関器４−１〜４−Ｊから出力される信号をラッチする。そして、電力算出回路４２−１〜４２−Ｊが、ラッチ４１から出力されるＪ個の信号の絶対値の二乗値を算出し、その算出結果として部分相関電力信号を出力する。次に、第１の加算器４３が、上記部分相関電力信号の総和として相関電力信号を算出し、出力する。そして、第２の加算器４４とフレームメモリ４５が、相関電力信号に対して、受信側で用いたＰＮ符号の１繰返し周期で累積加算（巡回加算）を行う。次に、ピーク検出部４６が、巡回加算結果がＰＮ符号の１繰返し周期内で最大となる位置に立ち上がりエッジを持つクロックを生成する。そして、遅延器４７が、受け取ったクロックに対してΔ／２だけ遅延を付加する。これにより、ＰＮ符号の１繰返し周期と同じ周期を持ち、かつＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号のピークタイミングに高精度に同期した再生シンボルクロックを生成できる。

図５はこの発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散受信装置のビタビ復号部１０の一構成例を表わすブロック図である。本実施の形態のビタビ復号部１０は、ブランチメトリック算出部５１と、パスメトリック算出部５２と、パスメモリ５３と、パスメトリックメモリ５４と、最尤状態検出部５５と、トレースバック部５６から構成される。

図５に示すビタビ復号部１０では、まずブランチメトリック算出部５１が、ラッチ９から出力されるＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号（ＣＵ_１〜ＣＵ_Ｐのいずれか）の実数成分の最大値を検出し、その最大値に対応する直交符号系列の系列番号を第１の直交符号系列番号として出力するとともに、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の実数成分と上記最大値との差からブランチメトリックをそれぞれ算出する。次に、パスメトリック算出部５２が、各状態遷移における１シンボル前のパスメトリック値と各状態遷移に対応するブランチメトリック値とを加算し、１シンボル前の状態から遷移するパスの中から最尤パスを選択し、その最尤パスの各状態のパスメトリック値をパスメトリックメモリ５４に格納する。また、各々の状態で選択された最尤パスへ到達するためのパス情報をパスメモリ５３に格納する。次に、最尤状態検出部５５が、全状態に対するパスメトリック値に基づいて最尤状態を検出する。そして、トレースバック部５６が、最尤状態検出部５５にて検出された最尤状態を起点として、パスメモリ５３内のパス情報を用いてＱシンボル分のトレースバックを行い、復号データを出力する。なお、Ｑは１以上の自然数であり、送信側のスペクトル拡散送信装置で畳込み符号化する際の拘束長の４〜５倍程度の値である。

図６はブランチメトリック算出部５１の一構成例を表わすブロック図である。本実施の形態のブランチメトリック算出部５１は、実数成分抽出部（Ｒｅ（・））６１−１〜６１−Ｐと、最大値検出部６２と、減算器６３−１〜６３−Ｐから構成される。

図６に示すブランチメトリック算出部５１では、まず実数成分抽出部６１−１〜６１−Ｐが、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号（ＣＵ_１〜ＣＵ_Ｐのいずれか）の実数成分を算出した後、最大値検出部６２でＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の実数成分の最大値を検出するとともに、その最大値に対応する直交符号系列の系列番号を第１の直交符号系列番号として出力する。一方、減算器６３−１〜６３−Ｐでは、実数成分抽出部６１−１〜６１−Ｐで求めたＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の実数成分と、最大値検出部６２で求めたＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の実数成分の最大値との差を求め、ブランチメトリックとして出力する。

このように本実施の形態のビタビ復号器１０は、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号からビタビ復号を行って復号データを得るとともに、ブランチメトリック算出の過程で、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の実数成分の振幅が最大となる直交符号系列の系列番号を得ることができる。なお、上記のようにＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の実数成分とそれらの最大値との差をブランチメトリックとする構成は、ブランチメトリックおよびパスメトリックの大きさを抑えることにより、ビタビ復号部１０のハードウェア規模を抑えることを目的としたものである。

図７はこの発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散受信装置の最大電力検出部１１の一構成例を表わすブロック図である。本実施の形態の最大電力検出部１１は、電力算出回路（｜・｜^２）７１−１〜７１−Ｐと、最大状態番号検出部７２から構成される。

図７に示す最大電力検出部１１では、まず電力算出回路７１−１〜７１−Ｐが、ラッチ９から出力されるＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号（ＣＵ_１〜ＣＵ_Ｐのいずれか）の絶対値の二乗値を算出し、その算出結果としてＣＵＲＲＥＮＴ相関電力信号を出力する。次に、最大状態番号検出部７２が、電力算出回路７１−１〜７１−Ｐにて算出されたＰ個のＣＵＲＲＥＮＴ相関電力信号から相関電力が最大となる信号を検出し、その最大信号に対応する直交符号系列の系列番号を第２の直交符号系列番号として出力する。

このように本実施の形態の最大電力検出部１１では、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ_１〜ＣＵ_Ｐから相関電力が最大となる信号を検出し、その信号に対応する直交符号系列の系列番号を出力することにより、前述のビタビ復号部１０とは異なる処理で、受信信号に乗算されている直交符号系列の系列番号を得ることができる。

図８はこの発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散受信装置の遅延ロックループ（ＤＬＬ）１２の一構成例を表わすブロック図である。本実施の形態の遅延ロックループ１２は、直交符号系列番号選択部８１と、電力算出回路（｜・｜^２）８２−１〜８２−Ｐ，８３−１〜８３−Ｐと、セレクタ８４，８５と、減算器８６と、ループフィルタ８７と電圧制御発振器（ＶＣＯ）８８から構成される。

図８に示すＤＬＬ１２では、まず直交符号系列番号選択部８１が、ビタビ復号部１０から出力される第１の直交符号系列番号、または最大電力検出部１１から出力される第２の直交符号系列番号のいずれか一方を適切に選択し、選択した番号を選択直交符号系列番号として出力する。一方、電力算出回路８２−１〜８２−Ｐが、ラッチ９から出力されるＬＡＴＥ複素相関信号（ＬＡ_１〜ＬＡ_Ｐのいずれか）の絶対値の二乗値を算出し、その算出結果としてＬＡＴＥ相関電力信号を出力する。同様に、電力算出回路８３−１〜８３−Ｐが、ラッチ９から出力されるＥＡＲＬＹ複素相関信号（ＥＡ_１〜ＥＡ_Ｐのいずれか）の絶対値の二乗値を算出し、その算出結果としてＥＡＲＬＹ相関電力信号を出力する。次に、セレクタ８４が、直交符号系列番号選択部８１から出力される選択直交符号系列番号に対応するＬＡＴＥ相関電力信号を選択して出力する。同様に、セレクタ８５が、上記選択直交符号系列番号に対応するＥＡＲＬＹ相関電力信号を選択して出力する。

次に、減算器８６が、セレクタ８４出力のＬＡＴＥ相関電力信号からセレクタ８５出力のＥＡＲＬＹ相関電力信号を減算し、その結果としてクロック誤差信号を生成する。例えば、フェージングや熱雑音がないという条件において、クロック誤差信号の値が０より大きい場合は、ＶＣＯ８８が出力した再生２倍チッククロックのクロック位相が進んでいることを表し、クロック誤差信号の値が０より小さい場合は、ＶＣＯ８８が出力した再生２倍チッククロックのクロック位相が遅れていることを表し、また、クロック誤差信号の値が０の場合は、再生２倍チップクロックのクロック位相が受信信号に乗算されている直交符号系列周期に対して完全に同期していることを表す。次に、ループフィルタ８７が、上記のような特性を有するクロック誤差信号の平均化を行い、上記再生２倍チップクロックのクロック位相の進みまたは遅れを高精度に求める。次に、ＶＣＯ８８が、高精度に求められたクロック位相の進みまたは遅れに基づいて、再生２倍チップクロックが受信信号に乗算されている直交符号系列周期に同期するようにクロック位相制御を行う。そして、その結果として、チップクロックの２倍のクロック速度を有する再生２倍チップクロックを出力する。

このように本実施の形態のＤＬＬ１２では、適切に選択された選択直交符号系列番号のＬＡＴＥ相関電力信号とＥＡＲＬＹ相関電力信号とを用いて再生２倍チップクロックのクロック位相の進みまたは遅れを算出することにより、高精度に符号同期追従を行うことができ、良好な復調特性を得ることができる。

図９はこの発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散受信装置の直交符号系列番号選択部８１の一構成例を表わすブロック図である。本実施の形態の直交符号系列番号選択部８１は、カウンタ９１と、しきい値比較部９２と、セレクタ９３から構成される。

図９に示す直交符号系列番号選択部８１では、まずカウンタ９１が、シンボル同期回路５における拡散符号初期同期完了時からの時間をカウントする。次に、しきい値比較部９２は、カウンタ値がしきい値Ｔ_ｔｈより小さい場合、最大電力検出部１１から出力される第２の直交符号系列番号を選択するための選択信号を出力し、一方、カウンタ値がしきい値Ｔ_ｔｈ以上の場合は、ビタビ復号部１０から出力される第１の直交符号系列番号を選択するための選択信号を出力する。すなわち、第１の直交符号系列番号は、キャリア位相同期が確立されるまで正しい出力結果が得られないため、キャリア位相非同期時は、キャリア位相の同期／非同期に関係なく直交符号系列の推定が可能な第２の直交符号系列番号を選択する。また、キャリア位相同期時は、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の実数成分のみを比較して直交符号系列番号を求めることによって、第１の直交符号系列番号の方が第２の直交符号系列番号よりもノイズによる誤判定確率が小さくなるため、第１の直交符号系列番号を選択する。従って、しきい値Ｔ_ｔｈは、シンボル同期回路５における拡散符号初期同期完了からＣＲ１４におけるキャリア位相同期成立までに要する時間程度が適切である。最後に、セレクタ９３が、しきい値比較部９２から出力される選択信号に従い、第１の直交符号系列番号または第２の直交符号系列番号のいずれか一方を選択して出力する。

図１０は直交符号系列番号選択部８１の動作を示すタイミングチャートである。図１０で示されるように、直交符号系列番号選択部８１は、拡散符号初期同期完了時を起点としたしきい値Ｔ_ｔｈを用いて、第１の直交符号系列番号と第２の直交符号系列番号の出力を切り替える。

このように本実施の形態の直交符号系列番号選択部８１では、拡散符号初期同期完了からキャリア位相同期成立までに要する時間を所定のしきい値とし、このしきい値に基づいて第１の直交符号系列番号と第２の直交符号系列番号の出力を切り替えることとした。これにより、常に適切な直交符号系列番号を選択することができる。

図１１はこの発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散受信装置の自動周波数制御回路（ＡＦＣ）１３の一構成例を表わすブロック図である。本実施の形態のＡＦＣ１３は、先に説明した直交符号系列番号選択部８１と、セレクタ１１１と、遅延器（Ｔ_Ｓ’）１１２と、複素共役算出部（＊）１１３と、複素乗算器１１４と、ループフィルタ１１５と、逆正接部（Ｔａｎ^−１）１１６から構成される。

図１１に示すＡＦＣ回路１３では、まず直交符号系列番号選択部８１が、ビタビ復号部１０から出力される第１の直交符号系列番号、または最大電力検出部１１から出力される第２の直交符号系列番号のいずれか一方を適切に選択し、選択した番号を選択直交符号系列番号として出力する。次に、セレクタ１１１が、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ_１〜ＣＵ_Ｐの中から、直交符号系列番号選択部８１より出力される選択直交符号系列番号に対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を選択して出力する。次に、遅延器１１２が、セレクタ１１１から出力される信号に対して１シンボルに相当する遅延を付加する。そして、複素共役算出部１１３が、１シンボル遅延付加後の信号の複素共役を出力する。次に、複素乗算器１１４が、セレクタ１１１から出力される現在の信号と、１シンボル前の信号の複素共役値とを複素乗算することにより、１シンボル遅延検波を行う。なお、１シンボル遅延検波結果である遅延検波複素信号の位相は、周波数偏差による１シンボル当たりの位相回転量を意味する。次に、ループフィルタ１１５が、複素乗算器１１４から出力される遅延検波複素信号の平均化を行い、更に逆正接部１１６が、平均化後の遅延検波複素信号の位相を算出することにより、周波数偏差による１シンボル当たりの位相回転量を示すキャリア周波数誤差信号を高精度に求める。

このように本実施の形態のＡＦＣ１３では、適切に選択された選択直交符号系列番号に対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を用いて周波数誤差推定を行うことにより、高精度にキャリア周波数誤差信号を算出することができる。また、同期検波部２が、この高精度なキャリア周波数誤差信号を用いて周波数同期制御を行っているため、良好な周波数同期特性を得ることができ、良好な復号特性を得ることができる。

図１２はこの発明の実施の形態１に係るスペクトル拡散受信装置のキャリア再生回路（ＣＲ）１４の一構成例を表わすブロック図である。本実施の形態のＣＲ１４は、先に説明した直交符号系列番号選択部８１およびセレクタ１１１と、ループフィルタ１２１と、逆正接部（Ｔａｎ^−１）１２２から構成される。

図１２に示すＣＲ１４では、まず直交符号系列番号選択部８１が、ビタビ復号部１０から出力される第１の直交符号系列番号、または最大電力検出部１１から出力される第２の直交符号系列番号のいずれか一方を適切に選択し、選択した番号を選択直交符号系列番号として出力する。次に、セレクタ１１１が、ＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号ＣＵ_１〜ＣＵ_Ｐの中から、直交符号系列番号選択部８１から出力される選択直交符号系列番号に対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を選択して出力する。なお、このセレクタ１１１から出力される複素信号の位相は、同期検波部２で用いているキャリア位相に対する位相誤差を意味する。次に、ループフィルタ１２１が、セレクタ１１１から出力される複素信号の平均化を行い、逆正接部１２２が、平均化後の複素信号の位相を算出することにより、キャリア位相誤差を示すキャリア位相誤差信号を高精度に求める。

このように本実施の形態のＣＲ１４では、適切に選択された選択直交符号系列番号に対応するＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号を用いてキャリア位相推定を行う。これにより、高精度にキャリア位相誤差信号を算出することができる。また、同期検波部２がこの高精度なキャリア位相誤差信号を用いてキャリア位相同期を行っているため、良好なキャリア位相同期特性を得ることができ、更に、良好な復号特性を得ることができる。

以上、本実施の形態においては、実数成分の振幅が最大となるＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号に対応する直交符号系列の系列番号（第１の直交符号系列番号）と、相関電力が最大となるＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号に対応する直交符号系列の系列番号（第２の直交符号系列番号）とのいずれか一方を適切に選択して、符号同期追従処理、周波数同期制御、キャリア位相同期制御を行うこととした。これにより、高精度な同期追従特性、高精度なキャリア周波数同期特性および高精度なキャリア位相同期特性を得ることができる。

なお、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置においては、各直交符号系列番号ｄ_１〜ｄ_Ｐについて特定していないが、例えば、Ｗａｌｓｈ関数によって特定されるＷａｌｓｈ系列を適用することとしてもよい。これにより、行列乗算部６における行列演算に高速アダマール変換を適用することが可能となり、スペクトル拡散受信装置の回路規模を削減することができる。

また、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置においては、符号同期追従を行うクロックとして、チップクロックの２倍のクロック速度を有する再生２倍チップクロックを用いたが、これに限らず、チップレートの２倍以上のクロック速度であれば、他のクロックを用いてもよい。

また、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置の遅延ロックループ１２においては、ＬＡＴＥ複素相関信号ＬＡ_１〜ＬＡ_ＰとＥＡＲＬＹ複素相関信号ＥＡ_１〜ＥＡ_Ｐの絶対値の二乗を算出後に選択直交符号系列番号に対応したＬＡＴＥ相関電力信号とＥＡＲＬＹ相関電力信号を選択しているが、これに限らず、選択直交系列番号に対応するＬＡＴＥ複素相関信号とＥＡＲＬＹ複素相関信号を選択した後に、選択された信号の絶対値の二乗値を算出することとしてもよい。

また、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置のＡＦＣ１３においては、遅延器１０２の遅延量を１シンボルとしたが、これに限らず、例えば遅延量をｈシンボル（ｈは２以上の自然数または分数）としてもよい。この場合は、ｈシンボル遅延検波を行った結果からキャリア周波数誤差信号を生成する。

また、本実施の形態のスペクトル拡散受信装置においては、ビタビ復号部１０でＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の実数成分の振幅が最大となる直交符号系列番号を検出する構成としたが、これに限らず、例えば試験用に硬判定データを求めるための回路でＣＵＲＲＥＮＴ複素相関信号の実数成分の振幅が最大となる直交符号系列番号を検出する構成としてもよい。

２同期検波部
３−１、３−２、３−（Ｊ−１）、７−１、７−２、７−Ｐ、８−１、８−２、８−Ｐ遅延器
４−１、４−（Ｊ−１）、４−Ｊ部分相関器
５シンボル同期回路
６行列乗算部
９ラッチ
１０ビタビ復号部
１１最大電力検出部
１２遅延ロックループ（ＤＬＬ）
１３自動周波数制御回路（ＡＦＣ）
１４キャリア再生回路（ＣＲ）
６２最大値検出部
８１直交符号系列番号選択部
９１カウンタ
９２しきい値比較部
９３セレクタ

Claims

規定数の直交符号系列に、拡散符号を所定ビット数で分割した各部分拡散符号と複素ベースバンド信号との相関値を乗じて、前記規定数分の第１の直交相関値を算出する相関値算出手段と、前記第１の直交相関値に対して、それぞれ同一の遅延量を付加した第２の直交相関値とその半分の遅延量を付加した第３の直交相関値とを生成し、その後、前記規定数分の第１、第２および第３の直交相関値を、送信側における拡散符号の繰返し周期に同期した再生シンボルクロックを用いて標本化する標本化手段と、前記標本化後の第３の直交相関値に対する復号処理を実行し、さらに、実数成分の振幅が最大となる標本化後の第３の直交相関値に対応する直交符号系列の系列番号（第１の直交符号系列番号）を検出する第１の系列番号検出手段と、相関電力が最大となる標本化後の第３の直交相関値に対応する直交符号系列の系列番号（第２の直交符号系列番号）を検出する第２の系列番号検出手段と、前記第１または第２の直交符号系列番号のいずれか一方を選択し、当該選択結果に対応する前記標本化後の第１および第２の直交相関値に基づいて前記再生シンボルクロックを調整するクロック調整手段を備えたことを特徴とするスペクトル拡散受信装置。
前記第１または第２の直交符号系列番号のいずれか一方を選択し、当該選択結果に対応する前記標本化後の第３の直交相関値を用いてキャリア周波数偏差を推定し、その推定結果に基づいてキャリア周波数同期制御を行う周波数制御手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散受信装置。
前記第１または第２の直交符号系列番号のいずれか一方を選択し、当該選択結果に対応する前記標本化後の第３の直交相関値を用いてキャリア位相誤差を推定し、その推定結果に基づいてキャリア位相同期制御を行う位相制御手段を備えたことを特徴とする請求項２に記載のスペクトル拡散受信装置。
前記クロック調整手段、前記周波数制御手段および前記位相制御手段は、拡散符号の初期同期完了時からの時間をカウントし、カウンタ値が拡散符号初期同期完了からキャリア位相同期成立までに要する時間より短い場合、前記第２の直交符号系列番号を選択し、一方、カウンタ値が拡散符号初期同期完了からキャリア位相同期成立までに要する時間以上の場合、前記第１の直交符号系列番号を選択することを特徴とする請求項３に記載のスペクトル拡散受信装置。