JP4514616B2 - 周波数同期または位相同期を自動確立する無線受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、移動体通信や携帯電話、衛星通信、マイクロ波中継装置などの無線通信に使用され、周波数同期または位相同期を自動確立する無線受信装置に関し、特に、周波数同期を制御する自動周波数制御回路の同期・非同期状態や、位相同期を制御するキャリアリカバリ回路の同期・非同期状態を検出し、非同期状態の時に自動的に同期確立することができる無線受信装置に関する。

無線通信装置では、送信装置側の周波数と受信装置側の周波数との間に偏差が存在し、この周波数偏差の影響でビット・エラー・レート（ＢＥＲ）特性が劣化することが知られている。そこで、受信側の復調装置では自動周波数制御（ＡＦＣ: Automatic Frequency Controller）回路などにより送受信間の周波数偏差を除去している。また、同様に送受信間で位相誤差または位相ずれが存在し、復調装置ではキャリアリカバリ回路などによりその位相誤差を除去している。

かかる周波数偏差を除去する方法については、例えば特許文献１，２などに記載されている。これらの特許文献には、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式を利用した場合に固有の周波数同期の困難性を解決する方法が記載されている。

ＡＦＣ回路は、位相回転器、周波数弁別器、電圧制御発振器からなるＡＦＣループを構成し、ベースバンド帯域に周波数変換された受信変調信号から、周波数弁別回路が周波数偏差成分を求め、電圧制御発振器（ＶＣＯ）が当該周波数偏差成分に対応する周波数を有するＡＦＣ基準信号を生成し、位相回転器がＡＦＣ基準信号を利用して受信変調信号から周波数偏差に対応する位相回転を行ってその周波数偏差成分を除去する。

無線伝送路には様々な雑音や干渉信号が存在し、それらの影響によりＡＦＣ回路による周波数同期がはずれることがある。特に、移動体通信、携帯端末などでは、遮蔽物による急激な信号の遮断が発生し、ＡＦＣ回路の同期がはずれやすくなる。また、衛星移動体通信などでは微弱電波を使用しているので、ＡＦＣ回路の同期が一旦はずれてしまうと同期状態への復帰が困難になる場合が多い。

一般的に、着信電力を検出した時から一定時間の間で、ＡＦＣループが上記の帰還制御動作による周波数の引き込み動作を行い、周波数偏差を除去して周波数同期を確立する。引き込み動作中は周波数帯域を広くして周波数の引き込みを容易にし、一旦引き込みが完了すると周波数帯域を狭くして定常状態にされ、安定した引き込み状態（同期状態）を維持するようにしている。この初期の引き込み状態から同期確立後の定常状態への切換は、受信波の着信を検出してからあらかじめ決められた一定時間カウントするタイミングで行われる。
特開平６−２４４８２０号公報 特開２００２−２３７７６７号公報

しかしながら、従来のＡＦＣ回路では、周波数の引き込みに失敗する可能性がある。その理由は、引き込み中のノイズなどにより所期の引き込み動作に支障が生じる場合があるからである。再度受信信号が遮断されて着信電力を検出することができれば、ＡＦＣ回路を引き込み状態に制御して、引き込み動作を行わせることができるが、引き込み動作に失敗した後、受信信号が遮断されないなど、ＡＦＣ動作の開始をトリガする現象が生じない場合は、周波数同期を確立することができなくなる。

位相誤差を除去するキャリアリカバリ回路も、ＡＦＣ回路と同様のフィードバックループ構成を有し、初期の引き込み動作では帯域を広くし、一旦引き込みを完了すると帯域を狭くして安定した定常状態に制御される。したがって、位相同期を確立するキャリアリカバリ回路においても、ＡＦＣ回路と同様に位相同期を確立することができなくなるという課題を有する。

そこで、本発明の目的は、周波数同期を制御する自動周波数制御回路の同期・非同期状態を検出し、非同期状態の時に自動的に同期確立することができる無線受信装置を提供することにある。

また、本発明の別の目的は、位相同期を制御するキャリアリカバリ回路の同期・非同期状態を検出し、非同期状態の時に自動的に同期確立することができる無線受信装置を提供することにある。

上記の目的を達成するために、本発明の第１の側面では、無線受信装置は、ベースバンド帯域に周波数変換された受信変調信号から、当該受信変調信号に含まれる送信側と受信側との間の搬送波の周波数偏差成分を検出し、前記受信変調信号から当該周波数偏差成分を除去する自動周波数制御手段を有し、当該自動周波数制御手段は、周波数引き込み動作状態と、当該周波数引き込み動作後の定常状態とを有する。無線受信装置は、更に、前記受信変調信号の変調成分を除去して同期検出基準信号を生成する変調成分除去手段と、当該同期検出基準信号と前記自動周波数制御手段が検出する周波数偏差成分との不一致を検出する一致検出手段とを有し、一致検出手段が不一致を検出した場合に、前記自動周波数制御手段が前記周波数引き込み動作状態に制御される。

本発明の第１の側面において、好ましい実施例では、変調成分除去手段は、既知情報を含む受信変調信号から、当該既知情報に対応する変調成分を除去して、前記同期検出基準信号を生成する。より好ましくは、前記既知情報を含む既知情報信号に基づいて、変調成分除去手段は、前記既知情報を含む受信変調信号の位相を回転する。既知情報を含む受信変調信号とは、例えば、各フレームのヘッダ部分のあらかじめ決められた信号や、パイロット信号などである。既知の情報であるので受信側で既知情報信号を生成することができ、その既知情報信号の位相に応じて既知情報が含まれる受信変調信号の位相を回転することで、変調成分を除去された同期検出基準信号を生成することができる。

上記の実施例において、より好ましい実施例では、ベースバンド帯域に周波数変換された受信変調信号がデジタル変換され、前記変調成分除去手段は、当該デジタル受信変調信号の符号ビットと、デジタル既知情報信号の符号ビットとから、前記同期検出基準信号の符号ビットを生成する。そして、一致検出手段は、当該同期検出基準信号の符号ビットと、前記自動周波数制御手段が検出する周波数偏差成分の符号ビットとの不一致を検出する。デジタル信号のうち情報ビットではなく符号ビットを利用して同期検出基準信号を生成し、一致・不一致を検出するので、変調成分除去手段と一致検出手段の回路規模を小さくすることができる。

上記の目的を達成するために、本発明の第２の側面では、無線受信装置は、ベースバンド帯域に周波数変換された受信変調信号から、当該受信変調信号に含まれる送信側と受信側との間の搬送波の位相誤差成分を検出し、前記受信変調信号から当該位相誤差成分を除去するキャリアリカバリ手段を有し、当該キャリアリカバリ手段は、位相引き込み動作状態と、当該位相引き込み動作後の定常状態とを有する。無線受信装置は、更に、前記受信変調信号の変調成分を除去して同期検出基準信号を生成する変調成分除去手段と、当該同期検出基準信号と前記キャリアリカバリ手段が検出する位相誤差成分との不一致を検出する一致検出手段とを有し、一致検出手段が不一致を検出した時に、前記キャリアリカバリ手段が前記位相引き込み動作状態に制御される。

第２の側面においても、好ましい実施例では、変調成分除去手段と一致検出手段とは、本発明の第１の側面の好ましい実施例と同様である。

本発明の第１の側面によれば、周波数同期・非同期状態を検出する方法として、自動周波数制御手段が同期状態の場合は、検出された周波数偏差成分が、実際の受信変調信号に含まれる周波数偏差成分と一致することを利用する。つまり、定常状態において、変調成分除去手段により生成される同期検出基準信号（周波数偏差成分を有する信号）と、自動周波数制御手段が検出する周波数偏差成分とを比較し、自動周波数制御手段が同期状態か非同期状態かが検出される。そして、不一致が検出された時は、自動周波数制御手段が周波数引き込み動作状態に制御され、周波数引き込み動作が実行され、受信装置は周波数同期状態に復帰することができる。

本発明の第２の側面によれば、位相同期・非同期状態を検出する方法として、キャリアリカバリ手段が同期状態の場合は、上記と同様に、検出された位相誤差成分が、実際の受信変調信号に含まれる位相誤差成分と一致することを利用する。つまり、定常状態において、同期検出基準信号（位相誤差成分を有する信号）と、キャリアリカバリ手段が検出する位相誤差成分とを比較して、キャリアリカバリ手段が同期状態か非同期状態かを検出する。そして、不一致の時は、キャリアリカバリ手段が位相引き込み動作状態に制御され、位相引き込みが実行され、受信装置は位相同期状態に復帰することができる。

以下、図面にしたがって本発明の実施の形態について説明する。但し、本発明の技術的範囲はこれらの実施の形態に限定されず、特許請求の範囲に記載された事項とその均等物まで及ぶものである。

［無線受信装置の概略構成］
図１は、本実施の形態における無線受信装置の概略構成図である。図中、アナログ検波部１００とデジタル復調部２００とが示される。図示しないアンテナで受信された受信信号Ｓ（ｔ）は、帯域フィルタ（図示せず）と自動ゲイン制御器１０を経由して供給され、直交検波器２０で直交検波される。直交検波器２０は、受信信号Ｓ（ｔ）を同相成分のＩチャネル信号Ｓｉと直交成分のＱチャネル信号Ｓｑとに分離する受信信号分離器２２と、受信側の局部発信器２５と、局部発振器２５が生成した局部周波数ωの正弦波または余弦波をπ／２位相分離する位相分離器２４と、Ｉ，Ｑチャネルそれぞれの信号Ｓｉ，Ｓｑに局部周波数ωの余弦波、正弦波を乗算する乗算器２６、２７と、乗算器の出力信号の高周波成分を除去するローパスフィルタＬＰＦとを有する。局部周波数ωは、直交検波器２０の入力信号Ｓ（ｔ）が搬送波周波数を有する場合はその搬送波周波数と同等に、入力信号Ｓ（ｔ）が中間周波数に周波数変換済みの場合はその中間周波数と同等に、それぞれ設定されている。そして、それぞれの検波された信号が、ＡＤ変換器ＡＤＣによりデジタル化され、Ｉチャネル信号Ｂｉ（ｔ）とＱチャネル信号Ｂｑ（ｔ）としてデジタル復調部２００に供給される。

図２は、受信信号の直交検波を説明する図である。この図では、ＢＰＳＫの例が示され、１，０のバイナリデータが搬送波周波数ωａで位相変調された受信信号Ｓ（ｔ）が、受信側の局部周波数ωｂで検波され、周波数変換される。搬送波周波数（または中間周波数）ωａと受信側の局部周波数ωｂとは、ほぼ同一の周波数である。受信信号Ｓ（ｔ）は、次の通り、搬送波周波数ωａと変調信号の位相をθ（ｔ）とを有する。Ｐは振幅である。

Ｓ（ｔ）＝Ｐ cos｛ωａｔ＋θ(t)｝ （１０）
図２の（１）に示されるとおり、受信信号Ｓｉ（ｔ）は、時間ｔ０−ｔ１では正の位相に、時間ｔ１−ｔ２では負の位相にそれぞれ位相変調されている。

図２（２）に示される直交検波器の局部発振器の信号は、次の通りである。但し、図２（２）にはＬｉ（ｔ）のみが示される。

Ｌｉ（ｔ）＝cosωｂｔ （１１）
Ｌｑ（ｔ）＝sinωｂｔ （１２）
そこで、Ｉチャネル側の乗算器２６による検波出力は、上記（１０）式に（１１）式を乗じた、以下の式になる。この場合、ωａ＝ωｂと仮定して求めており、この波形例は図２（３）に示される。

Ｂｉ（ｔ）＝Ｐ［cosθ(t)／２＋｛cos2ωbｔcosθ(t)／２｝−｛sin2ωbｔsinθ(t)／２｝］
そして、この式の第２項以降の高調波は、直交検波器２０内のローパスフィルタLPFにより除去されるので、直交検波出力Ｂｉ（ｔ）は、次のとおりである。また、同様に直交検波出力Ｂｑ（ｔ）は、次のとおりである。この波形例は図２（４）に示される。但し、ＢＰＳＫ故、変調信号の位相θ（ｔ）は、θ（ｔ）＝Ｄ（ｔ）＊π（変調データＤ（ｔ）は０or１）である。

Ｂｉ（ｔ）＝（Ｐ／２）cosθ(t) （１３）
Ｂｑ（ｔ）＝（Ｐ／２）sinθ(t) （１４）
但し、搬送波周波数ωａと局部周波数ωｂとが完全に一致していない場合は、（１３）（１４）式の検波された出力信号には、周波数偏差ｄωの位相成分が残存することになる。つまり、以下の式の通りである。そして、この波形例は、図２（５）に示される。

Ｂｉ（ｔ）＝（Ｐ／２）cos［ｄωｔ＋θ(t)］ （１３ａ）
Ｂｑ（ｔ）＝（Ｐ／２）sin［ｄωｔ＋θ(t)］ （１４ａ）
上記の演算と図２の波形図から理解されるとおり、直交検波器２０に入力される受信信号Ｓ（ｔ）の搬送波周波数ωａと、受信側の局部周波数ωｂとが一致している場合は、直交検波による周波数変換により搬送波周波数が完全に除去され、検波された出力信号Ｂｉ，Ｂｑは、図２（４）のとおり、ベースバンドの帯域になっている。一方、搬送波周波数ωａと局部周波数ωｂとの間に周波数偏差ｄωが存在すると、検波された出力信号Ｂｉ，Ｂｑは、図２（５）のとおり、周波数偏差成分ｄωを含むことになり、その出力信号の包絡線は、cos(ｄωｔ)、−cos(ｄωｔ)と一致する。つまり、直交検波後の受信変調信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）には、周波数偏差に対応するビート信号が残っているのである。

なお、変調信号の位相θ（ｔ）は、ＱＰＳＫの例では、
θ（ｔ）＝Ｄ（ｔ）*(π／２)＋π／４ （Ｄ（ｔ）は、変調データ（０，１，２，３））
であり、よって、上記式（１３ａ）、（１３ｂ）に代入すると、
Ｂｉ（ｔ）＝（Ｐ／２）cos［ｄωｔ＋Ｄ（ｔ）*(π／２)＋π／４］ （１３ｂ）
Ｂｑ（ｔ）＝（Ｐ／２）sin［ｄωｔ＋Ｄ（ｔ）*(π／２)＋π／４］ （１４ｂ）
となる。

また、変調信号の位相θ（ｔ）は、ＢＰＳＫの例では、
θ（ｔ）＝Ｄ（ｔ）*π （Ｄ（ｔ）は、変調データ（０，１））
となり、上記式（１３ａ）（１４ａ）に代入して、検波された出力信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）が次のとおり表される。

Ｂｉ（ｔ）＝（Ｐ／２）cos［ｄωｔ＋Ｄ（ｔ）*π］ （１３ｃ）
Ｂｑ（ｔ）＝（Ｐ／２）sin［ｄωｔ＋Ｄ（ｔ）*π］ （１４ｃ）
この場合、ｄωｔ＝０であれば、ＢＰＳＫであるのでＢｑ（ｔ）＝０となる。

ＱＰＳＫ，ＢＰＳＫのいずれの場合も、検波された出力信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）には周波数偏差成分ｄωｔと変調成分θ（ｔ）とが含まれる。つまり、変調成分に周波数偏差ｄωｔのビート信号が含まれる。

図１に戻り、デジタル復調部２００は、直交検波によりベースバンド帯域までダウンコンバートされた受信変調信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）を所定の変調方式により復調する。例えば、コード拡散されていれば、拡散コードに基づいて元の信号に復調すると共に、直交変調のために分離されていたコードを結合して元の信号に復調する。但し、かかる復調のための信号処理をする前に、入力される受信変調信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）から上記の周波数偏差ｄω成分を除去する必要がある。

自動周波数制御ループ３０は、上記の周波数偏差ｄωの成分を除去する自動周波数制御手段（以下ＡＦＣループ３０）であり、受信変調信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）から周波数偏差に対応するビート信号を除去するための回路である。図示されるとおり、ＡＦＣループ３０は、受信変調信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）の位相を周波数偏差成分に応じて位相回転して、周波数偏差ｄω成分を除去する位相回転器３２と、位相回転器３２の出力からノイズをカットするフィルタ（デジタル・トランスバーサル・フィルタ）３４，３５と、位相回転器３２の出力信号ｉ（ｔ）、ｑ（ｔ）が有する周波数偏差ｄω（Δｆ）を検出する周波数弁別器３６と、検出された周波数偏差ｄωを積分するループフィルタＬＦ１と、ループフィルタＬＦ１により積分された周波数偏差ｄω１に基づいて、その周波数偏差ｄωを位相成分とするＡＦＣ基準信号Ｒｉ（ｔ），Ｒｑ（ｔ）とを生成する電圧制御発振器ＶＣＯ１とを有する。なお、周波数偏差ｄωは、図２（５）に示したとおり、ベースバンドにおける一種の搬送波cos(dωｔ)、sin(dωｔ)の周波数ということもでき、上記のＡＦＣ基準信号Ｒｉ（ｔ），Ｒｑ（ｔ）は、次の通りである。

Ｒｉ（ｔ）＝cos(dωｔ) （１５）
Ｒｑ（ｔ）＝sin(dωｔ) （１６）
図３は、ＡＦＣループの位相回転器の構成と周波数同期されたシンボル点と位相軸との関係を示す図である。ＡＦＣ用位相回転器３２は、４つの乗算器３２１〜３２４と２つの加算器（除算器）３２５，３２６とを有する複素演算回路であり、入力する受信変調信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）を、周波数偏差成分ｄωを有するＡＦＣ基準信号Ｒｉ（ｔ），Ｒｑ（ｔ）の位相ｄωｔだけ位相回転させて、その位相成分ｄωｔを除去した信号ｉ（ｔ）、ｑ（ｔ）を生成する。この位相回転器３２の複素演算は、回路図から明らかなとおり、次の通りである。これはＱＰＳＫの例である。

ｉ（ｔ）＝Ｒｉ＊Ｂｉ−Ｒｑ＊Ｂｑ＝cos（Ｄ（ｔ）*(π／２)＋π／４） （１７）
ｑ（ｔ）＝Ｒｑ＊Ｂｉ＋Ｒｉ＊Ｂｑ＝sin（Ｄ（ｔ）*(π／２)＋π／４） （１８）
つまり、図３に示される複素演算回路により、受信変調信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）から周波数弁別器３６が検出した周波数偏差ｄωを除去することができる。そして、この周波数偏差の除去は、ＡＦＣ帰還ループによる所定時間におよぶ周波数引き込み動作により徐々に除去され、一旦周波数引き込みにより周波数偏差が除去されると、その周波数同期状態が定常状態により維持される。後述するとおり、周波数弁別器３６により検出される周波数偏差ｄωが、ループフィルタＬＦ１によりその係数に応じて帰還用周波数偏差ｄω１に修正され、発振器ＶＣＯ１に供給される。そこで、このループフィルタＬＦ１の係数を、周波数引き込み動作状態では周波数帯域を広くし応答性を高くする係数に選択し、定常状態では周波数帯域を狭くし応答性を低くする係数に選択することで、それぞれの動作状態に制御することができる。

そして、変調データは、Ｄ（ｔ）＝０，１，２，３であるので、ＱＰＳＫ復調処理により、ｉ（ｔ）、ｑ（ｔ）は、（１，１）、（−１，１）、（−１，−１）、（１，−１）の２つのシンボル点をとることになる。つまり、図３（Ｂ）に示すとおり、４つのシンボル点である。但し、ＡＦＣループ３０では、周波数偏差ｄωｔの変化に追従することはできるが、変調データＤ（ｔ）成分に含まれる位相誤差ｄθを基準位相（図中破線の軸）に引き込むことはできない。つまり、上記の式（１７）（１８）で示されるＩチャネル信号ｉ（ｔ）、Ｑチャネル信号ｑ（ｔ）の変調データＤ（ｔ）には、送信側と受信側との間の位相差成分ｄθが含まれていることになる。この位相差成分ｄθは、後段のキャリアリカバリループ（ＣＲループ）４０で除去される。キャリアリカバリについては後で詳述する。

図４は、本実施の形態におけるＡＦＣループの構成図である。ＡＦＣ用位相回転器３２は、図３と同じ構成図である。周波数弁別器３６は、１ビット遅延用フリップフロップ３６１，３６２と、乗算器３６３，３６４と、減算器３６５で構成される演算器であり、周波数偏差ｄωを検出する。位相回転器３２により十分に周波数偏差ｄωが除去されずに周波数同期していない引き込み動作中では、位相回転器３２の出力ｉ（ｔ），ｑ（ｔ）には、未だ周波数偏差ｄωが含まれる。つまり、式（１３ｂ）、（１４ｂ）と同様に、
ｉ（ｔ）＝cos［ｄωｔ＋Ｄ（ｔ）*(π／２)＋π／４］ （１３ｂ）
ｑ（ｔ）＝sin［ｄωｔ＋Ｄ（ｔ）*(π／２)＋π／４］ （１４ｂ）
である。そこで、周波数の弁別は、時間ｔ１と時間ｔ２の上記ｉ（ｔ），ｑ（ｔ）を次のように演算することで、φ（ｔ）＝−sin（ｄωｔ）を求める。

φ（ｔ）＝ｑ（ｔ１）×ｉ（ｔ２）−ｉ（ｔ１）＊ｑ（ｔ２）
＝−sin（ωｔ１−ωｔ２）
＝−sin（ｄωｔ） （但し、ｄωｔ＝ωｔ１−ωｔ２） （１９）
このφ（ｔ）は、ｄωｔがせいぜい−π／２＜ｄωｔ＜π／２であるので、実質的に周波数偏差成分ｄωの時間変化に対応する。

図４のループフィルタＬＦ１は、乗算器３７１，３７２と、加算器３７３、３７７と、遅延器３７５，３７６とで構成される。このループフィルタは、周波数弁別器３６が検出した周波数偏差ｄωに係数αを乗算して積分値を求める積分回路（３７２，３７３，２７６）と、周波数偏差ｄωに係数βを乗算する比例回路（３７１，３７５）とを有し、帰還制御用の周波数偏差ｄω１が、次の式により求められる。

ｄω１＝（β＋α／ｓ）＊ｄω （２０）
ここで、ｓはサンプル数である。

次に、電圧制御発振器ＶＣＯ１は、加算器と遅延器τとからなる積分回路と、正弦波生成部sinと余弦波生成部cosとを有する。そして、ループフィルタＬＦ１から与えられる制御用の周波数偏差ｄω１の位相を持つＡＦＣ基準信号Ｒｉ（ｔ），Ｒｑ（ｔ）が、この発振器ＶＣＯ１により生成され、位相回転器３２に供給される。

つまり、ループフィルタＬＦ１で係数α、βに応じて求められた制御用出力ｄω１に基づきフィードバック制御することにより、比例・積分制御によって、周波数偏差の除去が行われる。したがって、前述したとおり、この係数α、βを変更することにより、フィードバック制御の応答性を高めたり周波数帯域を広くして、周波数引き込み動作に適した状態（周波数引き込み動作状態）にすることができ、一方で、応答性を低くしたり周波数帯域を狭くして、安定した定常動作に適した状態（定常状態）にすることができる。

具体的には、引き込み動作状態では、係数α、β共に大きな値に制御され、これによりフィードバックループの応答性が高くなり、帯域も広くなる。一方、定常状態では、係数α、βは共に小さな値に制御され、これによりフィードバックループの応答性は低くなり、帯域も狭くなる。これらの係数は、後述するコントロール部により引き込み動作に対応して可変設定される。

図１に戻り、ＡＦＣループ３０により周波数偏差成分ｄωが除去されたＩ，Ｑチャネル信号ｉ（ｔ），ｑ（ｔ）には、図３（Ｂ）で説明したとおり、位相差成分ｄθを含んでいるので、この位相差成分を除去する必要がある。そのために、ＡＦＣループ３０の後段にキャリアリカバリ手段としてキャリアリカバリループ（ＣＲループ）４０が設けられる。ＣＲループ４０の構成は、ＡＦＣループ３０と同様に、Ｉ，Ｑチャネル信号ｉ（ｔ），ｑ（ｔ）を位相差ｄθだけ回転するＣＲ用の位相回転器４２と、位相回転器４２の出力信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）から位相差ｄθを検出する位相誤差検出器４４と、位相誤差ｄθを所定の係数により比例・積分制御用の位相誤差ｄθ１を生成するループフィルタＬＦ２と、ループフィルタの出力ｄθ１に対応するＣＲ基準信号Ｒｃｉ（ｔ），Ｒｃｑ（ｔ）を生成する電圧制御発振器ＶＣＯ２とを有する。位相回転器４２、ループフィルタＬＦ２及び電圧制御発振器ＶＣＯ２は、ＡＦＣループ３０の対応する回路と同じ構成である。また、位相差検出器４４の構成については後述する。

ＡＦＣループ３０で周波数偏差ｄωが、ＣＲループ４０で位相誤差ｄθがそれぞれ除去されたＩ，Ｑチャネル信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）は、図示しない復調回路に供給され、対応する復調処理が行われる。

また、ＡＦＣループ４０の出力信号ｉ（ｔ），ｑ（ｔ）は、自動ゲイン制御回路５２に供給され、その電力が検出され、それに対応する増幅器１０の制御ゲインＧが生成される。ＡＧＣ５２の出力は、ＤＡコンバータＤＡＣによりアナログ変換され、ローパスフィルタを経由して、入力部の増幅器１０の制御ゲインＧとして与えられる。このＡＧＣループにより、受信信号Ｓ（ｔ）の電力が一定に制御される。また、ＲＳＳＩ（Receive Signal Strength Indication）検出器５４は、ＡＧＣ５２が生成するゲインＧを監視することで、受信信号Ｓ（ｔ）を受信したことを示すＲＳＳＩパルス信号ＲＳＳＩｐを生成する。受信信号Ｓ（ｔ）が存在しない間は、ゲインＧは最大値に制御され、受信信号を受信した時にゲインＧが適切な値に低下させられる。よって、このゲインＧを監視することで、ＲＳＳＩパルス信号を生成することができる。

［ＡＦＣ同期・非同期検出手段の構成］
図５は、本実施の形態におけるＡＦＣ同期・非同期検出手段の構成を示す図である。ＡＦＣループ３０を構成する位相回転部３２と、周波数弁別器３６と、ループフィルタＬＦ１と、発振器ＶＣＯ１とに加えて、その同期状態・非同期状態を検出する手段として、変調成分除去手段６０と、平滑化フィルタ６２，６４と、一致検出手段６６とが設けられている。なお、図５では、ＡＦＣループ３０内のフィルタＤＴＦは省略されている。変調成分除去手段６０は、位相回転器であり、ＡＦＣループ３０に入力される受信変調信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）の変調成分θ（ｔ）を除去して周波数偏差成分ｄωの信号を生成する。そのために、受信信号にフレームヘッダやパイロット信号などの既知の信号が含まれるタイミングで、それら既知信号からなる変調成分ｉａ（ｔ），ｑａ（ｔ）が生成され、その変調成分ｉａ（ｔ），ｑａ（ｔ）が、変調成分除去手段６０に与えられる。そして、変調成分除去手段６０は、受信変調信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）の位相を変調成分ｉａ（ｔ），ｑａ（ｔ）に対応する位相だけ回転して、当該変調成分を除去した同期検出基準信号Ｒａｉ（ｔ），Ｒａｑ（ｔ）を生成する。

この同期検出基準信号Ｒａｉ（ｔ），Ｒａｑ（ｔ）は、受信変調信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）に含まれる周波数偏差ｄωに対応する信号であり、ＡＦＣループ３０が同期状態にあるときは、理論的に、ＡＦＣループ３０の発振器ＶＣＯ１の出力であるＡＦＣ基準信号Ｒｉ（ｔ），Ｒｑ（ｔ）と同等の信号であり、非同期状態にあるときは、異なる信号である。すなわち、ＡＦＣループ３０では、発振器ＶＣＯ１を制御して周波数偏差成分を除去する方向に引き込み動作を行い、ＡＦＣ用の位相回転器３２に与えられるＡＦＣ基準信号Ｒｉ（ｔ），Ｒｑ（ｔ）が受信変調信号に含まれる周波数偏差ｄωと一致する時同期状態になり、その後、定常状態に制御される。したがって、ＡＦＣループ３０が同期状態か非同期状態かをチェックするためには、このＡＦＣ基準信号Ｒｉ（ｔ），Ｒｑ（ｔ）が、同期検出基準信号Ｒａｉ（ｔ），Ｒａｑ（ｔ）と一致するか否かをチェックすれば良い。

そこで、本実施の形態では、一致検出手段６６が、変調成分除去手段６０が生成する同期検出基準信号Ｒａｉ（ｔ），Ｒａｑ（ｔ）と、ＡＦＣループ３０により検出される周波数偏差成分に対応するＡＦＣ基準信号Ｒｉ（ｔ），Ｒｑ（ｔ）とを比較して、一致・不一致を検出し、同期・非同期検出信号ＦＳＤを生成する。ＡＦＣループ３０が周波数同期状態にある時は、一致検出手段６６が両入力信号の一致を検出し、周波数非同期状態にある時は、一致検出部６６が両入力信号の不一致を検出する。そして、非同期状態が検出されると、同期・非同期検出信号ＦＳＤに応答して、コントロール部６８は、ループフィルタＬＦ１の係数α、βを引き込み状態の係数に設定して、ＡＦＣループ３０を周波数引き込み状態に制御する。つまり、ＡＦＣループ３０が定常状態に制御されていても、周波数非同期状態が検出されると、ＡＦＣループ３０は周波数引き込み状態に制御され、同期状態への引き込み動作を行うことができる。

コントロール部６８は、通常、受信信号Ｓ（ｔ）を受信開始した時に生成されるＲＳＳＩパルスＲＳＳＩｐに応答して、ＡＦＣループ３０を周波数引き込み状態に制御する。そして、所定の期間経過後に、コントロール部６８は、ＡＦＣループ３０を定常状態に制御する。そして、本実施の形態によれば、受信信号Ｓ（ｔ）を受信開始しない場合であっても、ＡＦＣループ３０が非同期状態になると、同期・非同期検出手段によりそれが検出され、同期・非同期検出信号ＦＳＤ応答して、ＡＦＣループ３０は、周波数引き込み状態に制御される。したがって、ＡＦＣループ３０が周波数引き込み動作に失敗しても、再度引き込み動作を行うことができる。更に、定常状態において受信信号の遮断以外の理由で非同期状態にはずれたとしても、それが検出されて、周波数引き込み状態に制御され、同期状態に戻すことができる。

図６は、本実施の形態におけるＡＦＣ同期・非同期検出手段を構成する変調成分除去手段と一致検出回路の詳細構成図である。また、図７は、ＡＦＣ同期・非同期検出手段の動作を説明するための波形図である。図６内にはＱＰＳＫの例で信号式が記述されているのに対して、図７の波形図は、図２と同様に、簡単のためにＢＰＳＫの例で示している。

変調成分除去手段である位相回転器６０には、受信変調信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）が入力されると共に、既知信号Ｄ（ｔ）を元に受信側で生成した変調成分の信号ｉａ（ｔ），ｑａ（ｔ）が供給される。そして、位相回転器６０は、受信変調信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）を変調成分の位相［Ｄ（ｔ）＊（π／２）＋π／４］だけ位相回転して、当該受信変調信号から変調成分を除去し、周波数偏差ｄωだけの同期検出基準信号Ｒａｉ（ｔ），Ｒａｑ（ｔ）を生成する。

図７のＢＰＳＫの信号波形で説明すると、受信変調信号Ｂｉ（ｔ）（図７（１））は、周波数偏差ｄωの余弦波cos（ｄωｔ）（図中は簡単のために三角波になっている）が変調成分である既知信号ｉａ（ｔ）に基づき位相変調されている。つまり、ＢＰＳＫであるので、
Ｂｉ（ｔ）＝cos（ｄωｔ＋Ｄ（ｔ）＊π） （２１）
となっている。つまり、図７（１）に示される受信変調信号Ｂｉ（ｔ）の包絡線が周波数偏差成分ｄωｔの余弦波に対応する。

そこで、既知データＤ（ｔ）から生成される変調成分である図７（２）の既知信号
ｉａ（ｔ）＝cos（Ｄ（ｔ）＊π） （２２）
を位相回転器６０に供給することで、その既知信号成分の位相が除去されて、図７（３）の同期検出基準信号
Ｒａｉ（ｔ）＝cos（ｄωｔ） （２３）
が生成される。この同期検出基準信号には、図中破線で示す変調雑音が含まれているが、平滑化フィルタ６２，６４によりこの変調雑音が除去される。

一方で、ＡＦＣループ３０で検出される周波数偏差ｄωに対応する（４）ＡＦＣ基準信号Ｒｉ（ｔ）（図７（４））は、同期状態で
Ｒｉ（ｔ）＝cos（ｄωｔ）
非同期状態で
Ｒｉ（ｔ）＝cos（ｄωｔ＋Δ）
である。よって、一致検出手段６６が、同期検出基準信号Ｒａｉ（ｔ），Ｒａｑ（ｔ）と、ＡＦＣ基準信号Ｒｉ（ｔ），Ｒｑ（ｔ）とをそれぞれ比較することで、一致していれば同期状態、不一致であれば非同期状態を検出することができる。図７の例では、両基準信号（３）（４）の包絡線が一致しているので、同期状態であることが検出される。そして、検出信号ＦＳＤは、後述するとおり、ＡＦＣループ３０内のループフィルタを制御するコントロール部６８に供給され、非同期状態検出時にＡＦＣループ３０が引き込み状態に制御される。

一致検出手段６６は、両基準信号の包絡線波形が一致するか否かを検出するが、無線伝送路による雑音や干渉の影響で、両基準信号の包絡線が必ずしも理想的なものにはならないので、比較のタイミングによっては、必ずしも正しく比較することはできない。しかし、例えば、一致・不一致の判定結果を平均演算することにより、判定確率を高めることができる。

［無線受信装置の全体構成］
図８は、本実施の形態における無線受信装置の全体構成図である。つまり、図８の構成は、図１の無線受信装置に図５、図６のＡＦＣ同期・非同期検出手段を追加したものである。したがって、それらには同じ引用番号が与えられている。そして、図８には、更に、ベースバンドの受信変調信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）からタイミングクロックＣＬＫを生成するビットタイミングリカバリ回路７０と、フレームのヘッダ内のユニークワードを検出しユニークワード検出パルスＵＷｐを生成するユニークワード検出回路７２と、同期・非同期検出信号ＦＳＤのＡＦＣループのコントロール部６８への供給を制御するゲート回路７３と、ユニークワード検出パルスＵＷｐに応答してフレーム期間をカウントするフレームカウンタ７４と、フレームヘッダに含まれる既知信号ｉａ（ｔ），ｑａ（ｔ）を生成するフレームヘッダ生成部７６とが示される。

図９は、ＡＦＣ同期・非同期検出のタイミングを示す図である。図９中には、受信信号Ｓ（ｔ）の例として、フレームヘッダＦＤとデータＤａｔａとで１フレームを構成する信号が示される。受信信号Ｓ（ｔ）の受信開始時にＲＳＳＩ検出パルスＲＳＳＩｐが生成される。フレームヘッダＦＤは、例えば、搬送波のみの連続波ＣＷと、「１」「０」の繰り返しクロックのみで変調されているビットタイミングリカバリ信号ＢＴＲと、送受信間で互いに既知の信号で変調されているユニークワード信号ＵＷとを有する。ユニークワード信号ＵＷは、例えば、フレームの同期タイミングや、ＰＳＫ変調に特有の位相不確定性除去を行うことなどに利用される既知パターン信号である。そして、ユニークワード信号ＵＷが検出されると、ユニークワード検出パルスＵＷｐが生成され、このユニークワード検出パルスＵＷｐがフレーム同期パルスとして利用される。また、連続波ＣＷの期間は、ＡＦＣによる周波数引き込みを行うためのトレーニング期間であり、且つ、キャリアリカバリ回路での位相引き込みのトレーニング期間でもある。

図８に示されるように、ユニークワード検出回路７２は、ユニークワードＵＷを検出するとユニークワード検出パルスＵＷｐを生成する。このパルスＵＷｐに応答して、フレームカウンタ７４は、フレーム内のデータ部分の時間をカウントし、次のフレームヘッダ期間ΔＴの間だけＨレベルになる制御信号Ｔ１を生成する。この制御信号Ｔ１がＨレベルの期間中、フレームヘッダ生成部７６は、フレームヘッダに含まれるべき連続波ＣＷと、ビットタイミングリカバリ信号ＢＴＲと、ユニークワードＵＷとからなる既知信号ｉａ（ｔ），ｑａ（ｔ）を生成し、変調成分除去手段６０に供給する。つまり、ｉａ（ｔ），ｑａ（ｔ）は、連続波ＣＷでは全て「０」のデータＤ（ｔ）、ビットタイミングリカバリ信号ＢＴＲでは「１」「０」を繰り返すデータＤ（ｔ）、ユニークワード信号ＵＷではそのユニークワードのデータＤ（ｔ）を変調成分とする上記の式（２２）で示される信号である。

このように、変調成分除去手段６０は、受信信号Ｓ（ｔ）にフレームヘッダＦＤが含まれている期間で、既知信号から生成した信号ｉａ（ｔ），ｉｑ（ｔ）を供給され、受信変調信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）からその既知信号の変調成分の位相を除去する。そして、一致検出手段６６は、変調成分が除去された同期検出基準信号Ｒａｉ（ｔ），Ｒａｑ（ｔ）と、ＡＦＣループ３０で生成されたＡＦＣ基準信号Ｒｉ（ｔ），Ｒｑ（ｔ）とを比較する。ＡＦＣループ３０が同期状態の時は、フレームヘッダＦＤの期間Ｔ１の間において、一致状態を示す同期・非同期検出信号ＦＳＤが出力される。それ以外の期間では、フレームヘッダ生成部７６が適切な既知信号を生成しないので、一致検出手段６６は、同期状態を検出することはできない。そこで、ゲート回路７３により、ユニークワード検出パルスＵＷｐのタイミングに同期して、その直前の同期・非同期検出信号ＦＳＤをコントロール部６８に供給する。つまり、ゲート回路７３により、適切な期間Ｔ１で検出された同期・非同期検出信号ＦＳＤがコントロール部６８に供給される。コントロール部６８は、非同期状態が検出されると、それに応答してループフィルタＬＦ１を周波数引き込み状態に制御する。具体的には、記憶していた同期状態の値をクリアし、ループフィルタＬＦ１の係数α、βを周波数引き込み状態の値に設定する。そして、あらかじめ設定されているタイムスケジュールに応じて、それら係数を変更し、周波数同期状態に引き込むようにＡＦＣループ３０を制御する。

このように、受信側で受信信号に含まれることがあらかじめわかっている既知信号を利用することにより、受信側で変調成分の信号ｉａ（ｔ），ｑａ（ｔ）を生成することができ、変調成分除去手段６０により、受信変調信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）から変調成分を除去して、同期・非同期基準信号Ｒａｉ（ｔ），Ｒａｑ（ｔ）を生成することができる。

送受信間でパイロット信号が送信される場合があり、かかるパイロット信号に既知の信号が含まれる場合がある。そのような場合においては、パイロット信号の既知信号を利用して、上記と同様に変調成分を除去することができる。したがって、既知信号は、フレームヘッダに含まれる信号に限定されない。

［硬判定回路］
図１０は、本実施の形態における変調成分除去手段６０と一致検出手段６６の別の回路を示す図である。ＢＰＳＫの例が示されている。図６に説明した変調成分除去手段６０は、１２ビットの受信変調信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）と、９ビットの既知パターンによる変調成分信号ｉａ（ｔ），ｑａ（ｔ）とを使用して、軟判定による位相回転演算を行って、１２ビットの同期・非同期基準信号Ｒａｉ（ｔ），Ｒａｑ（ｔ）を生成する。そして、一致検出手段６６は、その１２ビットの同期・非同期基準信号Ｒａｉ（ｔ），Ｒａｑ（ｔ）と、１２ビットのＡＦＣ基準信号Ｒｉ（ｔ），Ｒｑ（ｔ）とを比較している。つまり、デジタル信号の符号ビットを含む全てのビットを利用した軟判定回路である。

それに対して、図１０の変調成分除去手段６０と一致検出手段６６は、デジタル信号の符号ビットだけを利用した硬判定による回路である。図示しないＭＳＢ抽出回路により、各デジタル信号の最上位ビットＭＳＢである符号ビットだけが抽出され、変調成分除去手段６０と一致検出手段６６に供給される。変調成分除去手段６０は、インバータ６０２，６０６と、セレクタ回路６０４，６０８とを有する。セレクタ回路６０４は、既知信号の変調成分信号ｉａ（ｔ）のＭＳＢに応じて、受信変調信号Ｂｉ（ｔ）のＭＳＢの非反転信号か反転信号を、同期・非同期基準信号Ｒａｉ（ｔ）のＭＳＢとして出力する。セレクタ回路６０８も同様にして、同期・非同期基準信号Ｒａｑ（ｔ）のＭＳＢを出力する。一方、一致検出手段６６は、ＥＯＲゲート６６２，６６４と、ＯＲゲート６６６で構成され、ＡＦＣ基準信号Ｒｉ（ｔ）、Ｒｑ（ｔ）のＭＳＢと一致するか否かを検出する。同相成分または直交成分の両方が一致すれば、同期・非同期信号ＦＳＤは同期状態「０」となり、両方とも一致しなければ非同期状態「１」となる。

図１１は、図１０の動作を説明するための符号ビットの波形図である。受信変調信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）は、図７（１）と同様に、既知信号の変調成分と周波数偏差成分が含まれ、包絡線が周波数偏差成分に対応する。但し、両信号の周波数偏差成分はπ／２だけ位相がずれている。それに対して、これら信号の符号ビットであるＭＳＢのみを抽出すると、図示されるとおりである。それに対して、既知データのＭＳＢは、図示されるとおり、受信変調信号Ｂｉ（ｔ）ＭＳＢと同じになる。

そこで、変調成分除去手段６０のセレクタ回路６０４，６０６により、既知データ成分が除去され、同期・非同期基準信号Ｒａｉ（ｔ）ＭＳＢ、Ｒａｑ（ｔ）ＭＳＢが生成される。この信号は、受信変調信号Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）の包絡線の符号ビットに等しい。

一方で、ＡＦＣループのＡＦＣ基準信号の符号ビットＲｉ（ｔ）ＭＡＢ，Ｒｑ（ｔ）ＭＳＢは、同期状態であれば、上記包絡線の符号ビットと一致するはずである。図１１には、同期状態が示され、同期・非同期基準信号の符号ビットＲａｉ（ｔ）ＭＳＢ、Ｒａｑ（ｔ）ＭＳＢと、ＡＦＣ基準信号の符号ビットＲｉ（ｔ）ＭＡＢ，Ｒｑ（ｔ）ＭＳＢとがそれぞれ一致し、同期・非同期検出信号ＦＳＤが生成される。両方とも一致すればＦＳＤ＝０となる。

以上のように、それぞれの信号の符号ビットＭＳＢを利用することにより、変調成分除去手段や一致検出手段の回路構成が簡単になることが理解される。

図１２は、本実施の形態における変調成分除去手段６０と一致検出手段６６の更に別の回路を示す図である。この回路はＱＰＳＫの例である。変調成分除去手段６０は、インバータ６０２，６０３，６０６，６０７と、２ビットで４つの入力のいずれか１つを選択するセレクタ回路６０４，６０８とで構成される。ＱＰＳＫの場合、既知パターンの符号ビットｉａ（ｔ）ＭＳＢ，ｑａ（ｔ）ＭＳＢは、４つのシンボル点のどの象限に属しているかを示す情報になる。そこで、セレクタ回路は、同期・非同期基準信号の符号ビットＲａｉ（ｔ）ＭＳＢ，Ｒａｑ（ｔ）ＭＳＢの組合せに応じて、以下に示す組合せの信号を同期・非同期基準信号の符号ビットＲａｉ（ｔ）ＭＳＢ，Ｒａｑ（ｔ）ＭＳＢとして出力する。

図１２の下半分に示されるとおり、第１象限の時（ｉａ，ｉｑ＝０，０）は、同期・非同期基準信号の符号ビットＲａｉ（ｔ）ＭＳＢ，Ｒａｑ（ｔ）ＭＳＢは、それぞれＢｉ（ｔ）ＭＡＢ，Ｂｑ（ｔ）ＭＳＢとなる。第４象限の時（ｉａ，ｉｑ＝０，１）は、同期・非同期基準信号の符号ビットＲａｉ（ｔ）ＭＳＢ，Ｒａｑ（ｔ）ＭＳＢは、それぞれＢｑ（ｔ）ＭＡＢの反転，Ｂｉ（ｔ）ＭＳＢとなる。第２象限の時（ｉａ，ｉｑ＝１，０）は、同期・非同期基準信号の符号ビットＲａｉ（ｔ）ＭＳＢ，Ｒａｑ（ｔ）ＭＳＢは、それぞれＢｑ（ｔ）ＭＡＢ，Ｂｉ（ｔ）ＭＳＢの反転となる。そして、第３象限の時（ｉａ，ｉｑ＝１，１）は、同期・非同期基準信号の符号ビットＲａｉ（ｔ）ＭＳＢ，Ｒａｑ（ｔ）ＭＳＢは、それぞれＢｉ（ｔ）ＭＡＢの反転，Ｂｑ（ｔ）ＭＳＢの反転となる。

そして、上記のように求められた同期・非同期基準信号の符号ビットが、ＡＦＣループ内のＡＦＣ基準信号の符号ビットと一致するか否かが、一致検出手段６６により検出される。一致検出手段６６の構成と動作は、図１０と同じである。

図１３は、本実施の形態におけるキャリアリカバリループでの位相同期検出手段を示す図である。ＣＲループ４０は、位相誤差成分を除去するＣＲ用位相回転器４２と、ＣＲ用位相回転器４２の出力に含まれる位相誤差ｄθを検出する位相誤差検出部４４と、ループフィルタＬＦ２と、電圧制御発振器ＶＣＯ２とで構成される。ＣＲ用位相回転器４２は、ＡＦＣ用位相回転器３２と同じ４つの乗算器と加算器及び減算器で構成される。また、位相誤差検出部４４は、ここではコスタス型位相弁別器であり、２つの乗算器と１つの減算器で構成され、位相誤差ｄθ（ｔ）を検出する。そして、この位相誤差ｄθがループフィルタＬＦ２によりその係数α、βに応じてフィードバック制御値にされ、それに応じたＣＲ基準信号Ｒｃｉ（ｔ），Ｒｃｑ（ｔ）が発振器ＶＣＯ２により生成される。位相誤差と周波数偏差の違いがあるが、ＣＲループ４０の動作は、ＡＦＣループ３０の動作と同等である。

そこで、ＡＦＣループの場合と同様の原理で、ＣＲループの同期・非同期状態を検出することができる。そのために、図１２の実施の形態では、変調成分除去手段９０が、ＡＦＣ用位相回転器４２の出力信号ｉ（ｔ），ｑ（ｔ）から変調成分を除去して、同期・非同期基準信号Ｒｄｉ（ｔ），Ｒｄｑ（ｔ）を生成し、一致検出回路９２が、ＣＲループ４０内のＣＲ基準信号Ｒｃｉ（ｔ），Ｒｃｑ（ｔ）と比較して、ＣＲループ４０の同期・非同期状態を検出する。ＣＲループ４０が検出する位相誤差成分ｄθ（ｔ）に対応するＣＲ基準信号Ｒｃｉ（ｔ），Ｒｃｑ（ｔ）は、同期状態であれば、変調成分除去手段９０が生成する基準信号Ｒｄｉ（ｔ），Ｒｄｑ（ｔ）と一致し、非同期状態であれば不一致である。よって、一致検出手段９２は、それらを比較して、同期・非同期状態を検出する。既知信号生成部９４は、フレームヘッダ生成部７６に対応し、フレームカウンタ９６、ゲート回路９８、ＣＲコントロール部９９は、それぞれ図８のフレームカウンタ７４、ゲート回路７３、コントロール部６８に対応する。

［ＡＦＣループ及びＣＲループの変形例］
図８に示したＡＦＣループ３０は、ＲＳＳＩパルスＲＳＳＩｐに応答して、ＡＦＣコントローラ６８により、周波数引き込み動作状態に制御され、所定期間後に定常状態へと制御される。そして、定常状態にされた後に、同期・非同期検出手段により非同期状態が検出されると、同期・非同期信号ＦＳＤに応答して、周波数引き込み動作状態に制御され、所定期間後に定常状態に制御される。これに対して、ＲＳＳＩパルスＲＳＳＩｐによる制御を行わずに、同期・非同期検出手段による検出結果のみに応答して、ＡＦＣループ３０が引き込み動作状態に制御されるようにしても良い。このようにすれば、常に、周波数非同期状態が検出されると、ＡＦＣループ３０は引き込み動作を開始し、周波数同期状態に引き込みを行うように制御される。

同様に、図１３に示したＣＲループ４０も、ＲＳＳＩパルスＲＳＳＩｐに応答して、ＣＲコントローラ９９により、位相引き込み動作状態に制御され、所定期間後に定常状態へと制御される。上記と同様に、ＣＲループ４０も、ＲＳＳＩパルスＲＳＳＩｐによる制御を行わずに、同期・非同期検出手段による検出結果のみに応答して、ＣＲループ４０が引き込み動作状態に制御されるようにしても良い。

以上の実施の形態をまとめると、以下の付記のとおりである。

（付記１）ベースバンド帯域に周波数変換された受信変調信号から、当該受信変調信号に含まれる送信側と受信側との間の搬送波の周波数偏差成分を検出し、前記受信変調信号から当該周波数偏差成分を除去する自動周波数制御手段を有し、
当該自動周波数制御手段は、周波数引き込み動作状態と、当該周波数引き込み動作後の定常状態とを有し、
更に、前記受信変調信号の変調成分を除去して同期検出基準信号を生成する変調成分除去手段と、
当該同期検出基準信号と前記自動周波数制御手段が検出する周波数偏差成分との不一致を検出する一致検出手段とを有し、
当該一致検出手段が不一致を検出した場合に、前記自動周波数制御手段が前記周波数引き込み動作状態に制御されることを特徴とする無線受信装置。

（付記２）付記１において、
前記変調成分除去手段は、既知情報を含む受信変調信号から、当該既知情報に対応する変調成分を除去して、前記同期検出基準信号を生成することを特徴とする無線受信装置。

（付記３）付記１において、
前記変調成分除去手段は、受信される既知情報を含む既知情報信号に基づいて、前記既知情報を含む受信変調信号の位相を回転することで、前記変調成分を除去することを特徴とする無線受信装置。

（付記４）付記１において、
前記受信変調信号は、既知情報を含む期間と含まない期間とを有し、
更に、前記受信変調信号が前記既知情報を含む期間中に、当該既知情報に対応する変調成分を有する既知情報信号を生成する既知情報信号生成手段を有し、
前記変調成分除去手段は、前記既知情報信号に基づいて、前記既知情報を含む受信変調信号の位相を回転することで、前記変調成分を除去することを特徴とする無線受信装置。

（付記５）付記４において、
前記一致検出手段は、前記受信変調信号が前記既知情報を含む期間中に、前記同期検出基準信号と前記周波数偏差成分との不一致を検出することを特徴とする無線受信装置。

（付記６）付記１において、
前記受信変調信号がデジタル信号に変換され、
前記変調成分除去手段は、当該デジタル受信変調信号の符号ビットと、デジタル既知情報信号の符号ビットとから、前記同期検出基準信号の符号ビットを生成し、
前記一致検出手段は、当該同期検出基準信号の符号ビットと、前記自動周波数制御手段が検出する周波数偏差成分の符号ビットとの不一致を検出することを特徴とする無線受信装置。

（付記７）付記１において、
前記受信変調信号がデジタル信号に変換され、
前記変調成分除去手段は、当該デジタル受信変調信号から、当該受信変調信号の変調成分を除去してデジタルの同期検出基準信号を生成し、
前記一致検出手段は、当該デジタル同期検出基準信号と前記自動周波数制御手段が検出するデジタルの周波数偏差成分との不一致を検出することを特徴とする無線受信装置。

（付記８）付記１において、
前記自動周波数制御手段は、受信信号の受信開始に応答して、前記周波数引き込み動作状態に制御され、所定時間の周波数引き込み動作状態の後に前記定常動作状態に制御され、更に、前記定常動作状態中に、前記一致検出手段による不一致検出に応答して、前記周波数引き込み動作状態に制御されることを特徴とする無線受信装置。

（付記９）付記１において、
前記自動周波数制御手段は、前記一致検出手段による不一致検出に応答して、前記周波数引き込み動作状態に制御され、所定時間の周波数引き込み動作状態の後に前記定常動作状態に制御されることを特徴とする無線受信装置。

（付記１０）ベースバンド帯域に周波数変換された受信変調信号から、当該受信変調信号に含まれる送信側と受信側との間の搬送波の位相誤差成分を検出し、前記受信変調信号から当該位相誤差成分を除去するキャリアリカバリ手段を有し、
当該キャリアリカバリ手段は、位相引き込み動作状態と、当該位相引き込み動作後の定常状態とを有し、
更に、前記受信変調信号の変調成分を除去して同期検出基準信号を生成する変調成分除去手段と、
当該同期検出基準信号と前記キャリアリカバリ手段が検出する位相誤差成分との不一致を検出する一致検出手段とを有し、
一致検出手段が不一致を検出した時に、前記キャリアリカバリ手段が前記位相引き込み動作状態に制御されることを特徴とする無線受信装置。

（付記１１）付記１０において、
前記変調成分除去手段は、既知情報を含む受信変調信号から、当該既知情報に対応する変調成分を除去して、前記同期検出基準信号を生成することを特徴とする無線受信装置。

（付記１２）付記１０において、
前記変調成分除去手段は、受信される既知情報を含む既知情報信号に基づいて、前記既知情報を含む受信変調信号の位相を回転することで、前記変調成分を除去することを特徴とする無線受信装置。

（付記１３）付記１０において、
前記受信変調信号は、既知情報を含む期間と含まない期間とを有し、
更に、前記受信変調信号が前記既知情報を含む期間中に、当該既知情報に対応する変調成分を有する既知情報信号を生成する既知情報信号生成手段を有し、
前記変調成分除去手段は、前記既知情報信号に基づいて、前記既知情報を含む受信変調信号の位相を回転することで、前記変調成分を除去することを特徴とする無線受信装置。

（付記１４）付記１３において、
前記一致検出手段は、前記受信変調信号が前記既知情報を含む期間中に、前記同期検出基準信号と前記位相誤差成分との不一致を検出することを特徴とする無線受信装置。

（付記１５）付記１０において、
前記受信変調信号がデジタル信号に変換され、
前記変調成分除去手段は、当該デジタル受信変調信号の符号ビットと、デジタル既知情報信号の符号ビットとから、前記同期検出基準信号の符号ビットを生成し、
前記一致検出手段は、当該同期検出基準信号の符号ビットと、前記キャリアリカバリ手段が検出する位相誤差成分の符号ビットとの不一致を検出することを特徴とする無線受信装置。

（付記１６）付記１０において、
前記受信変調信号がデジタル信号に変換され、
前記変調成分除去手段は、当該デジタル受信変調信号から、当該受信変調信号の変調成分を除去してデジタルの同期検出基準信号を生成し、
前記一致検出手段は、当該デジタル同期検出基準信号と前記キャリアリカバリ手段が検出するデジタルの位相誤差成分との不一致を検出することを特徴とする無線受信装置。

（付記１７）付記１０において、
前記キャリアリカバリ手段は、受信信号の受信開始に応答して、前記位相引き込み動作状態に制御され、所定時間の位相引き込み動作状態の後に前記定常動作状態に制御され、更に、前記定常動作状態中に、前記一致検出手段による不一致検出に応答して、前記位相引き込み動作状態に制御されることを特徴とする無線受信装置。

（付記１８）付記１０において、
前記キャリアリカバリ手段は、前記一致検出手段による不一致検出に応答して、前記位相引き込み動作状態に制御され、所定時間の位相引き込み動作状態の後に前記定常動作状態に制御されることを特徴とする無線受信装置。

本実施の形態における無線受信装置の概略構成図である。 受信信号の直交検波を説明する図である。 ＡＦＣループの位相回転器の構成と周波数同期されたシンボル点と位相軸との関係を示す図である。 本実施の形態におけるＡＦＣループの構成図である。 本実施の形態におけるＡＦＣ同期・非同期検出手段の構成を示す図である。 本実施の形態におけるＡＦＣ同期・非同期検出手段を構成する変調成分除去手段と一致検出回路の詳細構成図である。 ＡＦＣ同期・非同期検出手段の動作を説明するための波形図である。 本実施の形態における無線受信装置の全体構成図である。 ＡＦＣ同期・非同期検出のタイミングを示す図である。 本実施の形態における変調成分除去手段６０と一致検出部６６の別の回路を示す図である。 図１０の動作を説明するための符号ビットの波形図である。 本実施の形態における変調成分除去手段６０と一致検出手段６６の更に別の回路を示す図である。 本実施の形態におけるキャリアリカバリループでの位相同期検出手段を示す図である。

符号の説明

２０：直交検波器、３０：周波数制御手段（ＡＦＣループ）、３２：位相回転器、
３６：周波数弁別器、ＬＦ１、ＬＦ２：ループフィルタ、
４０：キャリアリカバリ手段（ＣＲループ）、４４：位相弁別器
６０：変調成分除去手段、６６：一致検出手段
Ｂｉ（ｔ），Ｂｑ（ｔ）：受信変調信号、Ｒｉ（ｔ），Ｒｑ（ｔ）：周波数偏差成分
Ｒａｉ（ｔ），Ｒａｑ（ｔ）：同期検出基準信号

Claims (10)

1. ベースバンド帯域に周波数変換された受信変調信号から、当該受信変調信号に含まれる送信側と受信側との間の搬送波の周波数偏差成分を検出し、前記受信変調信号から当該周波数偏差成分を除去する自動周波数制御手段を有し、
   当該自動周波数制御手段は、周波数引き込み動作状態と、当該周波数引き込み動作後の定常状態とを有し、
   更に、前記受信変調信号の変調成分を除去して同期検出基準信号を生成する変調成分除去手段と、
   当該同期検出基準信号と前記自動周波数制御手段が検出する周波数偏差成分との不一致を検出する一致検出手段とを有し、
   当該一致検出手段が不一致を検出した場合に、前記自動周波数制御手段が前記周波数引き込み動作状態に制御されることを特徴とする無線受信装置。
2. 請求項１において、
   前記変調成分除去手段は、既知情報を含む受信変調信号から、当該既知情報に対応する変調成分を除去して、前記同期検出基準信号を生成することを特徴とする無線受信装置。
3. 請求項１において、
   前記変調成分除去手段は、受信される既知情報を含む既知情報信号に基づいて、前記既知情報を含む受信変調信号の位相を回転することで、前記変調成分を除去することを特徴とする無線受信装置。
4. 請求項１において、
   前記受信変調信号は、既知情報を含む期間と含まない期間とを有し、
   更に、前記受信変調信号が前記既知情報を含む期間中に、当該既知情報に対応する変調成分を有する既知情報信号を生成する既知情報信号生成手段を有し、
   前記変調成分除去手段は、前記既知情報信号に基づいて、前記既知情報を含む受信変調信号の位相を回転することで、前記変調成分を除去することを特徴とする無線受信装置。
5. 請求項１において、
   前記受信変調信号がデジタル信号に変換され、
   前記変調成分除去手段は、当該デジタル受信変調信号の符号ビットと、デジタル既知情報信号の符号ビットとから、前記同期検出基準信号の符号ビットを生成し、
   前記一致検出手段は、当該同期検出基準信号の符号ビットと、前記自動周波数制御手段が検出する周波数偏差成分の符号ビットとの不一致を検出することを特徴とする無線受信装置。
6. 請求項１において、
   前記自動周波数制御手段は、受信信号の受信開始に応答して、前記周波数引き込み動作状態に制御され、所定時間の周波数引き込み動作状態の後に前記定常動作状態に制御され、更に、前記定常動作状態中に、前記一致検出手段による不一致検出に応答して、前記周波数引き込み動作状態に制御されることを特徴とする無線受信装置。
7. 請求項１において、
   前記自動周波数制御手段は、前記一致検出手段による不一致検出に応答して、前記周波数引き込み動作状態に制御され、所定時間の周波数引き込み動作状態の後に前記定常動作状態に制御されることを特徴とする無線受信装置。
8. ベースバンド帯域に周波数変換された受信変調信号から、当該受信変調信号に含まれる送信側と受信側との間の搬送波の位相誤差成分を検出し、前記受信変調信号から当該位相誤差成分を除去するキャリアリカバリ手段を有し、
   当該キャリアリカバリ手段は、位相引き込み動作状態と、当該位相引き込み動作後の定常状態とを有し、
   更に、前記受信変調信号の変調成分を除去して同期検出基準信号を生成する変調成分除去手段と、
   当該同期検出基準信号と前記キャリアリカバリ手段が検出する位相誤差成分との不一致を検出する一致検出手段とを有し、
   一致検出手段が不一致を検出した時に、前記キャリアリカバリ手段が前記位相引き込み動作状態に制御されることを特徴とする無線受信装置。
9. 請求項８において、
   前記変調成分除去手段は、既知情報を含む受信変調信号から、当該既知情報に対応する変調成分を除去して、前記同期検出基準信号を生成することを特徴とする無線受信装置。
10. 請求項８において、
    前記受信変調信号がデジタル信号に変換され、
    前記変調成分除去手段は、当該デジタル受信変調信号の符号ビットと、デジタル既知情報信号の符号ビットとから、前記同期検出基準信号の符号ビットを生成し、
    前記一致検出手段は、当該同期検出基準信号の符号ビットと、前記キャリアリカバリ手段が検出する位相誤差成分の符号ビットとの不一致を検出することを特徴とする無線受信装置。

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