JP2004242258A - 復調回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】受信信号連続カウンタ8は等化器3からの等化ディジタル信号Ich3、Qch3を入力し信号点配置面上の予め定められた領域内に引き込まれて存在する信号の個数である領域存在信号数を計数し等化器3のタップ係数の発散を検出し第2アラーム信号を発生する。非同期検出回路9はC/N推定回路7で求められたC/N値から同期の外れを検出し第1アラーム信号を発生する。間欠リセット信号発生回路10は第1アラーム信号と第2アラーム信号とのうちのいずれかを受け、間欠リセットパルス信号を等化器3とCARR LPF5に送る。等化器3は間欠リセットパルス信号によりタップ係数をリセットする。CARR LPF5は間欠リセットパルス信号により内部の回路をリセットする。
【選択図】 図1
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、復調回路に関し、詳しくは、マイクロ波ディジタル無線通信システムの復調回路において、等化器のタップ係数が発散したとき、信号が正常の引込んだ状態に復旧するまでにかかる時間を短縮することができる復調回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、マイクロ波ディジタル通信システムの復調回路は、受信信号からC/N値を求め、このC/N値により受信信号の同期外れを判定している。しかしながら、受信信号を等化する等化器のタップ係数が何らかの理由で発散してしまった場合、受信信号点がある点に縮退(停留)してしまい、このC/N値が、見かけ上、良くなってしまうため、正確に同期外れ判定が行われず、信号が正しく復調されない。
【0003】
これを解決する従来の第1の方式は、前方誤り訂正(FEC)により誤りが検出されると、アラーム信号を発生し、このアラーム信号により、受信信号が正しい状態で再び引込むように等化器のタップ係数をリセットするよう構成されている。
【0004】
これを解決する従来の第2の方式は、フレームパターンを検出し、フレームパターンの異常と正常と繰り返すとき、等化器をリセットするよう構成されている(例えば、特許文献1)。
【0005】
【特許文献1】
特開昭63−13526号公報(頁5〜6、図)
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の第1の方式では、前方誤り訂正(FEC)の性質上、アラーム信号を発生に要する時間が大で、受信信号の再引込みから同期判定が行われるまでに数フレーム分の遅延が生じてしまうために、受信信号を正常の引込んだ状態に復旧するまでに時間がかかるという課題を有する。
【0007】
また、従来の第2の方式では、フレームパターンの検出に時間がかかり、受信信号を正常の引込んだ状態に復旧するまでに時間がかかるという課題を有する。
【0008】
そこで、本発明の目的は、復調回路に、同一信号点に縮退する信号の個数を計数する受信信号連続カウンタを設けることにより、等化器のタップ係数の発散を、直接、検出して、受信信号が正常の引込んだ状態に復旧するまでにかかる時間を短縮することである。
【0009】
【課題を解決するための手段】
本発明の復調回路は、入力される中間周波数信号を互いに直交するベースバンド信号に変換する直交検波器と、後記搬送波ループフィルタからの後記位相誤差信号により、位相同期のための周波数信号を前記直交検波器に供給する発振器と、前記直交するベースバンド信号を互いに直交するディジタル信号に変換するアナログ・ディジタル変換器と、前記直交するディジタル信号を等化して、直交する等化ディジタル信号を出力する等化器と、前記直交する等化ディジタル信号から位相誤差を検出し、位相が進んでいるか遅れているかを示す位相誤差信号を出力する搬送波位相検波器と、前記位相誤差信号から高周波数成分を除去し、高周波数成分が除去された位相誤差信号を前記発振器に送る搬送波ループフィルタとを有して構成される搬送波の位相同期を確立する搬送波位相同期回路と、
前記等化器からの前記直交する等化ディジタル信号より、C/N(キャリア対雑音)値を求めるC/N推定回路と、
前記C/N推定回路で求められたC/N値により、同期の外れを判定し、同期が外れていることを示す第1アラーム信号を発生する非同期検出回路と、
前記等化器から前記直交する等化ディジタル信号を入力して、信号点配置面上の予め定められた領域内に引き込まれて存在する信号の個数である領域存在信号数を計数して前記等化器の発散を検出し第2アラーム信号を発生する受信信号連続カウンタと、
前記非同期検出回路からの第1アラーム信号と前記受信信号連続カウンタからの第2アラーム信号とのいずれかを受信し、前記等化器と前記搬送波ループフィルタとをリセットするためのリセットパルス信号を発生し、このリセットパルス信号を前記等化器と前記搬送波ループフィルタとに送るリセット信号発生回路とを備え、
前記等化器は、前記リセット信号発生回路から前記リセットパルス信号を受け、内部の回路をリセットする手段と、
前記搬送波ループフィルタは、前記リセット信号発生回路から前記リセットパルス信号を受け、内部の回路をリセットする手段とを有することを特徴とする。
【0010】
また、本発明の復調回路は、入力される中間周波数信号を互いに直交するベースバンド信号に変換する直交検波器と、位相同期のための周波数信号を前記直交検波器に供給する発振器と、前記直交するベースバンド信号を互いに直交するディジタル信号に変換するアナログ・ディジタル変換器と、後記数値制御発振器からの数値により前記直交するディジタル信号の位相を固定して、位相が固定された直交するディジタル信号を出力する位相回転器と、前記位相が固定された直交するディジタル信号を等化して、直交する等化ディジタル信号を出力する等化器と、前記直交する等化ディジタル信号から位相誤差を検出し、位相が進んでいるか遅れているかを示す位相誤差信号を出力する搬送波位相検波器と、前記位相誤差信号から高周波数成分を除去し、高周波数成分が除去された位相誤差信号を出力する搬送波ループフィルタと、前記搬送波ループフィルタからの位相誤差信号より、数値を発生し、この数値を前記位相回転器に送る数値制御発振器とを有して構成される準同期回路と、
前記等化器からの前記直交する等化ディジタル信号より、C/N(キャリア対雑音)値を求めるC/N推定回路と、
前記C/N推定回路で求められたC/N値により、同期の外れを判定し、同期が外れていることを示す第1アラーム信号を発生する非同期検出回路と、
前記等化器から前記直交する等化ディジタル信号を入力して、信号点配置面上の予め定められた領域内に引き込まれて存在する信号の個数である領域存在信号数を計数して前記等化器の発散を検出し第2アラーム信号を発生する受信信号連続カウンタと、
前記非同期検出回路からの第1アラーム信号と前記受信信号連続カウンタからの第2アラーム信号とのいずれかを受信し、前記等化器と前記搬送波ループフィルタとをリセットするためのリセットパルス信号を発生し、このリセットパルス信号を前記等化器と前記搬送波ループフィルタとに送るリセット信号発生回路とを備え、
前記等化器は、前記リセット信号発生回路から前記リセットパルス信号を受け、内部の回路をリセットする手段と、
前記搬送波ループフィルタは、前記リセット信号発生回路から前記リセットパルス信号を受け、内部の回路をリセットする手段とを有することを特徴とする。
【0011】
さらに、本発明の復調回路は、前記受信信号連続カウンタが、前記等化器から前記直交する等化ディジタル信号を入力して、予め定められた時間内に、信号点配置面上の予め定められた領域内に引き込まれて存在する信号の個数である領域存在信号数を計数し、この領域存在信号数と予め定められた閾値とを比べ、この領域存在信号数が予め定められた閾値を超えるとき、前記等化器が発散であると判定し前記第2アラーム信号を発生することを特徴とする。
【0012】
また、本発明の復調回路は、前記信号点配置面上の予め定められた領域が、信号の最大振幅点を含む領域であることを特徴とする。
【0013】
さらに、本発明の復調回路は、前記予め定められた閾値が、同期判定の対象とする信号の総数をnとするとき、n/2であることを特徴とする。
【0014】
また、本発明の復調回路は、前記予め定められた閾値が、同期判定の対象とする信号の総数をnとし、正の実数をMとするとき、n/Mであることを特徴とする。
【0015】
さらに、本発明の復調回路は、前記予め定められた時間が、変調周波数をfsとし、同期判定の対象とする信号の総数をnとするとき、n×(1/fs)あることを特徴とする。
【0016】
また、本発明の復調回路は、前記等化器が、タップ係数を可変するトランスバーサルフィルタを有し、前記リセット信号発生回路から前記リセットパルス信号を受け、前記タップ係数をリセットする手段を有することを特徴とする。
【0017】
さらに、本発明の復調回路は、前記非同期検出回路が、前記C/N推定回路で求められたC/N値と予め定められたC/N閾値との比較を行い、前記求められたC/N値が前記予め定められたC/N閾値より低い値のとき、同期の外れと判定し前記第1アラーム信号を発生することを特徴とする。
【0018】
また、本発明の復調回路は、前記入力される中間周波数信号が、多値QAMで変調された信号であることを特徴とする。
【0019】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【0020】
図1は、本発明による第1の実施形態のブロック構成図で、図4は、受信信号連続カウンタの詳細ブロック構成図である。
【0021】
本発明の説明を、図1に示すような同期検波回路を用いた実施例をもとに行なう。また、図1では、入力信号形式はQAM(Quadrature Amplitude Modulation:直交振幅変調)を含む直交振幅変調方式を想定している。
【0022】
図1を参照して、本発明による第1の実施形態のブロック構成は、直交検波器1、アナログ・ディジタル変換器(A/D)2、等化器3、搬送波周波数fcを発振する発振器4、搬送波ループフィルタ(CARR LPF)5、搬送波位相検波器(CARR PD)6、C/N推定回路7、非同期検出回路9、間欠リセット信号発生回路10で構成される同期検波回路に、受信信号連続カウンタ8を加えたものである。
【0023】
直交検波器1は、発振器4と協働して、入力中間周波数(IF)信号IF INをベースバンド信号Ich1、Qch1に変換する。以降、ベースバンド信号で互いに直交する2つの成分を、それぞれIch、Qchとする。
【0024】
アナログ・ディジタル変換器(A/D)2は、以降の処理をディジタルで行うために、アナログ信号Ich1、Qch1をディジタル信号Ich2、Qch2に変換する。
【0025】
等化器3は、伝送路において信号がフェージング等の影響で受けた歪みの補償を行うもので、タップ係数を可変するトランスバーサルフィルタで構成される。等化器3は、A/D2からディジタル信号Ich2、Qch2を入力し、ディジタル信号Ich2、Qch2を等化して出力信号Ich3、Qch3を出力するものである。また、等化器3は、後述する間欠リセットパルス信号を受け、タップ係数をリセットする機能を有する。
【0026】
搬送波位相検波器(CARR PD)6は、復調された信号、つまりベースバンド信号Ich3、Qch3の位相誤差を検出し、位相誤差信号を出力するものであり、ベースバンド信号の位相が進んでいるか遅れているかを判断する。例えば、位相誤差信号は、位相が進んでいれば+1を、遅れていれば−1を示す信号でもよいし、位相の遅れ進みの大小に応じた連続の値を示す信号でもよい。
【0027】
搬送波ループフィルタ(CARR LPF)5は、CARR PD6からの位相誤差信号から高周波成分を取り除くフィルタで、高周波成分が取り除かれた位相誤差信号を発振器4に送る。また、CARR LPF5は、後述する間欠リセットパルス信号を受け、内部の回路をリセットする機能を有する。
【0028】
発振器4は、CARR LPF5から高周波成分が取り除かれた位相誤差信号を受けて、位相同期のための周波数信号を直交検波器1に供給する。
【0029】
本発明における復調回路では、受信信号の同期、非同期の判定には、C/N推定回路7と非同期検出回路9が用いられている。
【0030】
C/N推定回路7は、等化器3の出力信号Ich3、Qch3からC/N(キャリア対雑音)値を求めるもので、以降、この求められたC/N値を推定C/N値と称す。そして、C/N推定回路7は、推定C/N値を非同期検出回路9に送る。
【0031】
非同期検出回路9は、C/N推定回路7で求められた推定C/N値と予め設定されたC/N閾値との比較を行い、推定C/N値がC/N閾値よりも低い場合には、第1アラーム信号を発生し、この第1アラーム信号を間欠リセット信号発生回路10に送る。
【0032】
受信信号連続カウンタ8は、図4に示されるように、A領域判定カウンタ11と比較器12とを有して構成される。
【0033】
A領域判定カウンタ11は、予め定められた時間内に、等化器3から入力される信号Ich3、Qch3のうちで図3に示されるようなA領域に引き込まれて存在する信号の個数(以降、A領域存在信号数と称す)を計数し、このA領域存在信号数を比較器12へ送るものである。A領域は、信号点配置面上の、予め定められた領域で、例えば、信号の最大振幅点を含む領域である。
【0034】
比較器12は、A領域域判定カウンタ11からのA領域存在信号数と、予め定められた閾値と比較し、A領域存在信号数が閾値を超えるとき、等化器3が発散しているものと判定し、第2アラーム信号を出力し、この第2アラーム信号を間欠リセット信号発生回路10に送るものである。
【0035】
間欠リセット信号発生回路10は、非同期検出回路9からの第1アラーム信号と受信信号連続カウンタ8からの第2アラーム信号とのうちのいずれかを受け、間欠的にリセットパルス信号(以降、間欠リセットパルス信号)を発生し、この間欠リセットパルス信号を等化器3とCARR LPF5に送る回路である。
【0036】
次に、本発明の実施形態の動作について図面を参照して詳細に説明する。
【0037】
図2は、信号点配置面を示す図で、図2(a)は、等化器が正常である時の信号点配置を示す信号点配置面図で、図2(b)は、等化器のタップ係数が発散した時の信号点配置を示す信号点配置面図で、図3は、信号点配置面におけるA領域を示す図である。
【0038】
図1と図2と図3と図4とを使用して動作説明を行う。
【0039】
直交検波器1は、発振器4と協働して、入力IF信号IF INをベースバンド信号Ich1、Qch1に変換し、このベースバンド信号Ich1、Qch1をA/D2に送る。
【0040】
A/D2は、入力されるベースバンド信号Ich1、Qch1をディジタル信号Ich2、Qch2に変換し、このディジタル信号Ich2、Qch2を等化器3に送る。
【0041】
搬送波同期の確立は、CARR PD6とCARR LPF5と発振器4で構成される搬送波再生PLL(位相同期)回路で行われる。
【0042】
等化器3は、入力されるディジタル信号Ich2、Qch2を等化して出力信号Ich3、Qch3を得、この出力信号Ich3、Qch3を搬送波再生PLL回路とC/N推定回路7と受信信号連続カウンタ8とに送る。
【0043】
本発明で用いる復調回路において、受信信号の同期および非同期の検出は、C/N推定回路7と非同期検出回路9で行われる。
【0044】
C/N推定回路7は、等化器3から入力される信号Ich3、Qch3から、推定C/N値を求める。すなわち、C/N推定回路7は、信号Ich3、Qch3の各々の分散値を求め、これらの分散値を加算して雑音電力を求め、そして、キャリア信号電力とこの雑音電力の比を計算して推定C/N値を求め、この求められた推定C/N値を非同期検出回路9に送る。
【0045】
非同期検出回路9は、C/N推定回路7で求められた推定C/N値と予め設定されたC/N閾値との比較を行い、推定C/N値がC/N閾値よりも低い場合には、受信信号が非同期であると判断し、第1アラーム信号を発生し、この第1アラーム信号を間欠リセット信号発生回路10に送る。
【0046】
ここで、受信信号の同期、非同期の判定が、C/N推定回路7と非同期検出回路9のみを用いて行われると、等化器3のタップ係数が発散した場合に、受信した信号点が最大振幅の信号点に縮退してしまい、正常に引き込んでいないにもかかわらず、推定C/N値が、見かけ上、良くなり、非同期検出回路9で非同期の検出ができない。
【0047】
そこで、本発明による復調回路は、等化器3のタップ係数が発散した場合に、その発散状態を正しく識別する受信信号連続カウンタ8を有して構成されている。
【0048】
今、変調周波数をfs、変調方式を16QAMとすると、16QAMが正常状態の場合、図2(a)に示されるように、信号は●点に引込まれる。通常、信号を送信する場合、送信側でスクランブルをかけるために、受信側で、同一信号点が連続して受信されることはない。しかし、等化器3のタップ係数が発散すると、図2(b)に示されるように、信号点が最大振幅点に縮退して(引き込まれて)しまい、信号は●点で受信される確率が高くなり、●点以外の○点で受信される確率は低くなる。
【0049】
これを解決するための受信信号連続カウンタ8の動作を説明する。
【0050】
図4を参照して、受信信号連続カウンタ8のA領域判定カウンタ11は、等化器3から信号Ich3、Qch3を入力し、予め定められた時間内に、この信号Ich3、Qch3のうちA領域に引き込まれて存在する信号の数(以降、A領域存在信号数)を計数し、このA領域存在信号数を比較器12へ送る。
【0051】
比較器12は、A領域判定カウンタ11からのA領域存在信号数と、予め定められた閾値と比較し、A領域存在信号数が閾値を超えるとき、等化器3が発散しているものと判定し、第2アラーム信号を出力し、この第2アラーム信号を間欠リセット信号発生回路10に送る。
【0052】
さらに具体的に、A領域判定カウンタ11は、例えば、n*(1/fs)時間内に(ここでnは、同期判定の対象とする信号の総数である標本信号数で、fsは、変調周波数である)、A領域存在信号数をaと計数し、このA領域存在信号数aを比較器12に送る。
【0053】
比較器12は、閾値がn/2と設定されているとき、A領域存在回数aと閾値n/2とを比較し、a>n/2であるとき、等化器3のタップ係数が発散していると判定し、第2アラーム信号を出力し、この第2アラーム信号を間欠リセット信号発生回路10に送る。
【0054】
このように、受信信号連続カウンタ8は、正常動作時の非同期検出回路に悪影響を与えることなく、等化器3の発散を検出できる。この検出により、復調回路は、異常状態から、正常状態に復旧される。
【0055】
間欠リセット信号発生回路10は、一定周期でリセットパルス信号を発生するリセットパルス発生回路と、非同期検出回路9からの第1アラーム信号と受信信号連続カウンタ8からの第2アラーム信号とを論理和する論理和回路と、この論理和回路からの出力とリセットパルス発生回路からのリセットパルス信号との論理積をとる論理積回路を備え、第1アラーム信号と第2アラーム信号とのうちのいずれかを受信して論理和回路の出力がハイレベルのときのみ、論理積回路は、リセットパルス発生回路からのリセットパルス信号(以降、間欠リセットパルス信号と称す)を等化器3とCARR LPF5に送る。
【0056】
等化器3は、間欠リセット信号発生回路10から間欠リセットパルス信号を受けると、タップ係数をリセットする。
【0057】
CARR LPF5は、間欠リセット信号発生回路10から間欠リセットパルス信号を受けると、内部の回路をリセットする。
【0058】
このような一連の動作が、信号を正しく復調するまで、繰り返し続けられる。
【0059】
以上では、受信信号連続カウンタ8における比較器12は、A領域存在信号数aと閾値n/2とを比較して、a>n/2であるとき、第2アラーム信号を出力しているが、この閾値をn/M(Mは、正の実数)として、比較器12は,a>n/Mであるとき、第2アラーム信号を出力してもよい。
【0060】
次に、本発明による第2の実施形態について説明する。
【0061】
図5は、本発明による第2の実施形態のブロック構成図である。
【0062】
第2の実施形態は、直交検波器13、アナログ・ディジタル変換器(A/D)14、位相回転器15、等化器16、発振器17、数値制御発振器18、搬送波ループフィルタ(CARR LPF)19、搬送波位相検波器(CARR PD)20、非同期検出回路21、間欠リセット信号発生回路23で構成される準同期検波回路に、受信信号連続カウンタ22を付加されて構成される。
【0063】
直交検波器13とA/D14と等化器16と発振器17と搬送波ループフィルCARR LPF19とCARR PD20と間欠リセット信号発生回路23と受信信号連続カウンタ22の各々は、第1の実施形態を構成する直交検波器1とA/D2と等化器3と発振器4とCARR LPF5とCARR PD6と間欠リセット信号発生回路10と受信信号連続カウンタ8の各々と同一のものである。
【0064】
非同期検出回路21は、等化器16からの出力信号Ich4、Qch4を受け、この信号が非同期であると判断すると、第1アラーム信号を発生し、この第1アラーム信号を間欠リセット信号発生回路23に送るものである。
【0065】
数値制御発振器18は、CARR LPF19からの位相誤差信号より、位相回転器15を制御するための数値を発生し、この数値を位相回転器15に送るものである。
【0066】
位相回転器15は、数値制御発振器18からの数値により、A/D2からのディジタル信号Ich2、Qch2の位相を固定し、位相が固定されたディジタル信号Ich3、Qch3を等化器16に送るものである。
【0067】
位相回転器15と等化器16とCARR PD20とCARR LPF19と数値制御発振器18とで構成されるヒィードバックループで位相同期が行われる。
【0068】
動作を説明する。
【0069】
非同期検出回路21は、等化器16からの出力信号Ich4、Qch4を受け、この信号が非同期であると判断すると、第1アラーム信号を発生し、この第1アラーム信号を間欠リセット信号発生回路23に送る。
【0070】
受信信号連続カウンタ23は、等化器16からの出力信号Ich4、Qch4を受け、信号Ich4、Qch4のうち、A領域に引き込まれて存在する信号の数であるA領域存在信号数を計数し、このA領域存在信号数が予め定められた閾値を超えるとき、等化器16が発散しているものと判定し、第2アラーム信号を出力し、この第2アラーム信号を間欠リセット信号発生回路21に送る。
【0071】
間欠リセット信号発生回路21は、第1アラーム信号と第2アラーム信号とのうちのいずれかを受けると、間欠リセットパルス信号を等化器16とCARR LPF19に送る。
【0072】
等化器16は、間欠リセット信号発生回路23から間欠リセットパルス信号を受けると、タップ係数をリセットする。
【0073】
CARR LPF19は、間欠リセット信号発生回路23から間欠リセットパルス信号を受けると、内部の回路をリセットする。
【0074】
以上の実施形態では、変調方式は16QAMであるが、16QAM以外の32QAM、64QAMを含む多値QAMの復調回路に、本発明が同様に適用できる。
【0075】
【発明の効果】
本発明は、等化器出力信号のうち信号配置面の予め定められた領域に存在する信号の数を計数し等化器の発散を検出し、この計数された信号の個数に基づいて等化器をリセットするよう構成されているので、受信信号の同期はずれ状態から、正常な同期状態に復旧するまでの時間を短縮できるという効果がある。
【0076】
さらに、本発明は、信号配置面の予め定められた領域に存在する信号の数を計数して等化器の発散を検出するとともにC/N値の測定で信号の非同期を検出して、等化器をリセットするよう構成されているので、受信信号の再引き込みから同期判定にかかる時間を短縮できるという効果がある。
【0077】
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明による第1の実施形態の構成ブロック図である。
【図2】信号点配置面を示す図である。
【図3】信号点配置面におけるA領域を示す図である。
【図4】受信信号連続カウンタの詳細ブロック構成図である。
【図5】本発明による第2の実施形態の構成ブロック図である。
【符号の説明】
1 直交検波器
2 アナログ・ディジタル変換器(A/D)
3 等化器
4 発振器
5 搬送波ループフィルタ(CARR LPF)
6 搬送波位相検波器(CARR PD)
7 C/N推定回路
8 受信信号連続カウンタ
9 非同期検出回路
10 間欠リセット信号発生回路
11 A領域判定カウンタ
12 比較器
13 直交検波器
14 アナログ・ディジタル変換器(A/D)
15 位相回転器
16 等化器
17 発振器
18 数値制御発振器
19 搬送波ループフィルタ(CARR LPF)
20 搬送波位相検波器(CARR PD)
21 非同期検出回路
22 受信信号連続カウンタ
23 間欠リセット信号発生回路
Claims (10)
- 入力される中間周波数信号を互いに直交するベースバンド信号に変換する直交検波器と、後記搬送波ループフィルタからの後記位相誤差信号により、位相同期のための周波数信号を前記直交検波器に供給する発振器と、前記直交するベースバンド信号を互いに直交するディジタル信号に変換するアナログ・ディジタル変換器と、前記直交するディジタル信号を等化して、直交する等化ディジタル信号を出力する等化器と、前記直交する等化ディジタル信号から位相誤差を検出し、位相が進んでいるか遅れているかを示す位相誤差信号を出力する搬送波位相検波器と、前記位相誤差信号から高周波数成分を除去し、高周波数成分が除去された位相誤差信号を前記発振器に送る搬送波ループフィルタとを有して構成される搬送波の位相同期を確立する搬送波位相同期回路と、
前記等化器からの前記直交する等化ディジタル信号より、C/N(キャリア対雑音)値を求めるC/N推定回路と、
前記C/N推定回路で求められたC/N値により、同期の外れを判定し、同期が外れていることを示す第1アラーム信号を発生する非同期検出回路と、
前記等化器から前記直交する等化ディジタル信号を入力して、信号点配置面上の予め定められた領域内に引き込まれて存在する信号の個数である領域存在信号数を計数して前記等化器の発散を検出し第2アラーム信号を発生する受信信号連続カウンタと、
前記非同期検出回路からの第1アラーム信号と前記受信信号連続カウンタからの第2アラーム信号とのいずれかを受信し、前記等化器と前記搬送波ループフィルタとをリセットするためのリセットパルス信号を発生し、このリセットパルス信号を前記等化器と前記搬送波ループフィルタとに送るリセット信号発生回路とを備え、
前記等化器は、前記リセット信号発生回路から前記リセットパルス信号を受け、内部の回路をリセットする手段と、
前記搬送波ループフィルタは、前記リセット信号発生回路から前記リセットパルス信号を受け、内部の回路をリセットする手段とを有することを特徴とする復調回路。 - 入力される中間周波数信号を互いに直交するベースバンド信号に変換する直交検波器と、位相同期のための周波数信号を前記直交検波器に供給する発振器と、前記直交するベースバンド信号を互いに直交するディジタル信号に変換するアナログ・ディジタル変換器と、後記数値制御発振器からの数値により前記直交するディジタル信号の位相を固定して、位相が固定された直交するディジタル信号を出力する位相回転器と、前記位相が固定された直交するディジタル信号を等化して、直交する等化ディジタル信号を出力する等化器と、前記直交する等化ディジタル信号から位相誤差を検出し、位相が進んでいるか遅れているかを示す位相誤差信号を出力する搬送波位相検波器と、前記位相誤差信号から高周波数成分を除去し、高周波数成分が除去された位相誤差信号を出力する搬送波ループフィルタと、前記搬送波ループフィルタからの位相誤差信号より、数値を発生し、この数値を前記位相回転器に送る数値制御発振器とを有して構成される準同期回路と、
前記等化器からの前記直交する等化ディジタル信号より、C/N(キャリア対雑音)値を求めるC/N推定回路と、
前記C/N推定回路で求められたC/N値により、同期の外れを判定し、同期が外れていることを示す第1アラーム信号を発生する非同期検出回路と、
前記等化器から前記直交する等化ディジタル信号を入力して、信号点配置面上の予め定められた領域内に引き込まれて存在する信号の個数である領域存在信号数を計数して前記等化器の発散を検出し第2アラーム信号を発生する受信信号連続カウンタと、
前記非同期検出回路からの第1アラーム信号と前記受信信号連続カウンタからの第2アラーム信号とのいずれかを受信し、前記等化器と前記搬送波ループフィルタとをリセットするためのリセットパルス信号を発生し、このリセットパルス信号を前記等化器と前記搬送波ループフィルタとに送るリセット信号発生回路とを備え、
前記等化器は、前記リセット信号発生回路から前記リセットパルス信号を受け、内部の回路をリセットする手段と、
前記搬送波ループフィルタは、前記リセット信号発生回路から前記リセットパルス信号を受け、内部の回路をリセットする手段とを有することを特徴とする復調回路。 - 前記受信信号連続カウンタは、前記等化器から前記直交する等化ディジタル信号を入力して、予め定められた時間内に、信号点配置面上の予め定められた領域内に引き込まれて存在する信号の個数である領域存在信号数を計数し、この領域存在信号数と予め定められた閾値とを比べ、この領域存在信号数が予め定められた閾値を超えるとき、前記等化器が発散であると判定し前記第2アラーム信号を発生することを特徴とする請求項1と2とのうちのいずれか一項に記載の復調回路。
- 前記信号点配置面上の予め定められた領域は、信号の最大振幅点を含む領域であることを特徴とする請求項1と2と3のうちのいずれか一項に記載の復調回路。
- 前記予め定められた閾値は、同期判定の対象とする信号の総数をnとするとき、n/2であることを特徴とする請求項3に記載の復調回路。
- 前記予め定められた閾値は、同期判定の対象とする信号の総数をnとし、正の実数をMとするとき、n/Mであることを特徴とする請求項3に記載の復調回路。
- 前記予め定められた時間は、変調周波数をfsとし、同期判定の対象とする信号の総数をnとするとき、n×(1/fs)あることを特徴とする請求項3に記載の復調回路。
- 前記等化器は、タップ係数を可変するトランスバーサルフィルタを有し、前記リセット信号発生回路から前記リセットパルス信号を受け、前記タップ係数をリセットする手段を有することを特徴とする請求項1と2とのうちのいずれか一項に記載の復調回路。
- 前記非同期検出回路は、前記C/N推定回路で求められたC/N値と予め定められたC/N閾値との比較を行い、前記求められたC/N値が前記予め定められたC/N閾値より低い値のとき、同期の外れと判定し前記第1アラーム信号を発生することを特徴とする請求項1と2とのうちのいずれか一項に記載の復調回路。
- 前記入力される中間周波数信号は、多値QAMで変調された信号であることを特徴とする請求項1と2とのうちのいずれか一項に記載の復調回路。
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Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006217054A (ja) * | 2005-02-01 | 2006-08-17 | Fujitsu Ltd | 周波数同期または位相同期を自動確立する無線受信装置 |
JP2009164877A (ja) * | 2008-01-07 | 2009-07-23 | Nec Corp | 搬送波再生回路および擬似引き込み検出方法 |
JP4850979B1 (ja) * | 2011-05-16 | 2012-01-11 | パナソニック株式会社 | 等化装置及び等化方法 |
US9294329B2 (en) | 2013-10-17 | 2016-03-22 | Globalfoundries Inc. | Emphasized signal point arrangement operation for compensating DC imbalance |
JP2019220797A (ja) * | 2018-06-18 | 2019-12-26 | 日本無線株式会社 | 搬送波再生回路 |
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2003
- 2003-02-10 JP JP2003032341A patent/JP2004242258A/ja active Pending
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006217054A (ja) * | 2005-02-01 | 2006-08-17 | Fujitsu Ltd | 周波数同期または位相同期を自動確立する無線受信装置 |
JP4514616B2 (ja) * | 2005-02-01 | 2010-07-28 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 周波数同期または位相同期を自動確立する無線受信装置 |
JP2009164877A (ja) * | 2008-01-07 | 2009-07-23 | Nec Corp | 搬送波再生回路および擬似引き込み検出方法 |
JP4850979B1 (ja) * | 2011-05-16 | 2012-01-11 | パナソニック株式会社 | 等化装置及び等化方法 |
US9294329B2 (en) | 2013-10-17 | 2016-03-22 | Globalfoundries Inc. | Emphasized signal point arrangement operation for compensating DC imbalance |
JP2019220797A (ja) * | 2018-06-18 | 2019-12-26 | 日本無線株式会社 | 搬送波再生回路 |
JP7023583B2 (ja) | 2018-06-18 | 2022-02-22 | 日本無線株式会社 | 搬送波再生回路 |
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