CN109617570B - 一种无数据辅助的宽带跳频直扩信号全数字同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种无数据辅助的宽带跳频直扩信号全数字同步方法。该方法要求跳扩信号的直扩码、跳频码和数据符号三者相干。具体操作为：采用非相干搜索算法，串行搜索直扩码相位，得到直扩码相位的粗估计值和载波频偏的粗估计值；在直扩码相位粗估计值的误差范围内，采用更小的时间间隔遍历本地解跳载波的起跳时刻，然后通过多个解跳符号“相干累加+峰值判决”的方式，得到起跳时刻的精估计和载波频偏的精估计；利用跟踪模块估计出的符号同步偏差，实时调整起跳时刻，以辅助接收机进行相干解调。本发明采用纯数字方法实现大带宽跳扩信号的接收，能在低信噪比、大频率动态下工作，且对信号结构不敏感，可广泛应用于不同跳扩信号接收机。

Description

一种无数据辅助的宽带跳频直扩信号全数字同步方法

技术领域

本发明涉及跳频/直扩(FH/DS)混合抗干扰通信技术领域，特别涉及一种具有直扩码、跳频码和数据符号三者相干的信号格式。

背景技术

跳频/直扩(FH/DS)混合扩频通信系统通过把直接序列扩频技术和跳频扩频技术相结合,既具备直扩信号的低功率谱密度的保密性,又兼有跳频信号的超大带宽带来的抗干扰增益，是国内外公认的最富有生命力的抗干扰系统。因此，采用直扩跳频混合通信体制能够在复杂电磁环境中有效地保证通信的安全性和可靠性。

然而大带宽的直扩/跳频混合信号的同步技术兼具了跳频同步和直扩同步的难点，对前端通道群时延特性以及解跳精度要求很高，较大程度上制约了直扩/跳频通信系统发展。传统的大带宽直扩/跳频混合信号接收常见做法有：(1)利用外部同步信息，控制前端模拟通道辅助解跳，然后在数字部分完成直扩码的同步；(2)设计合适的信号帧格式，加入训练序列，用数据辅助的方法在数字上完成信号同步；(3)采用“慢跳频+直接序列扩频”的通信体制，使跳频频点在多个数据符号上保持不变，并在每个跳频频点上加入同步序列，从而把跳扩信号的接收问题转化为不同载波频点的突发直扩信号的接收。显然，(1)对通信系统设计以及前端通道的控制精度提出较高的要求，大大增加接收机的制造成本；(2)和(3)由于训练序列的引入，必然会增大帧设计开销，且造成跳扩系统保密性能和抗干扰性能下降。

因此特别需要研究一种无需数据辅助，对硬件设备要求低，并且抗干扰能力强的同步方法。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种无数据辅助的宽带跳频直扩信号全数字同步方法，该方法首先对跳扩信号的直扩码采用非相干搜索算法，串行搜索直扩码相位，得到直扩码相位的粗估计值和载波频偏的粗估计值；然后在直扩码相位粗估计值的误差范围内，采用更小的时间间隔遍历本地解跳载波的起跳时刻，并通过多个解跳符号“相干累加+峰值判决”的方式，得到起跳时刻的精估计和载波频偏的精估计；最后利用跟踪模块估计出的符号同步偏差，实时调整起跳时刻，以辅助跟踪模块进行相干解调。

本发明的上述目的是通过如下技术方案予以实现：

提供一种无数据辅助的宽带跳频直扩信号全数字同步方法，实施步骤如下：

(1)接收跳频直扩信号，采用非相干搜索算法，串行搜索直扩码相位，得到直扩码相位的粗估计值PN_{0_coarse}和载波频偏的粗估计值F_{d_coarse}；

(2)对直扩码相位粗估计值PN_{0_coarse}的误差范围进行分割，得到多个起跳位置搜索项，遍历起跳位置搜索项，得到起跳时刻的精估计τ₀和载波频偏的精估计值

(3)利用跟踪模块估计出的符号同步误差τ，实时调整起跳时刻τ₀，对解跳后的各数据样点进行载波相位补偿，实现跳频直扩信号的同步。

优选的，步骤(1)中的跳频直扩跳扩信号表达式为：

式中，INT(·)表示取整运算，S表示跳扩频信号；D表示数据符号；T_s表示数据符号周期；P表示周期为N个码片的直扩码序列；Tc表示直扩码码片宽度；Fh表示跳频载波频点，跳频频点按{Fh₀ Fh₁ ... Fh_K-1}顺序周期出现；Th表示各跳频频点的驻留时间，T_s表示数据符号的周期，t表示时间。记Fh_max＝max{Fh₀ Fh₁ ... Fh_K-1},Fh_min＝min{Fh₀ Fh₁ ...Fh_K-1}，则跳扩信号S的传输带宽Bw＝Fh_max-Fh_min，Fd为接收信号的载波频偏。

优选的，直扩码、跳频码和数据符号三者相干，即Th＝T_s＝NTc。

优选的，步骤(1)中采用非相干搜索算法串行搜索直扩码相位，具体操作如下：

(1.1)将载波频偏范围[-Fd_max,Fd_max]按照间隔ΔFd进行分割，得到P个下变频载波频点；利用各载波频点对跳频直扩信号进行正交下变频，得到P支路下变频样点S_{l_0},S_{l_1},...S_{l_p_1},；其中Fd_max表示实际中可能出现的最大载波频偏；

(1.2)接收机以本地直扩码的起始码相位PN₀为起始位置，按跳频序列{Fh₀ Fh₁... Fh_K-1}，依次对下变频支路i下变频信号S_{l_i},进行解跳，获得解跳后的数据样点，解跳周期持续L个数据符号；用直扩码序列以T_s为周期，对解跳后的数据样点做“积分-清零”运算，得到L个相关值，记为S_{l_i_0},S_{l_i_1},...S_{l_i_L_1},,i＝0,1,...P-1；

(1.3)计算下变频支路i的非相干累加值

并从{λ_i}_{i＝0,1,...P-1}选出最大值λ_{max_tmp}，若λ_{max_tmp}≥λ_save，则令λ_save＝λ_{max_tmp}，同时，若λ_{max_tmp}≥λ_save，则令λ_save＝λ_{max_tmp}；记录λ_{max_tmp}对应的下变频载波频点Fd_i和PN₀的起始位置；

(1.4)将本地直扩码的起始码相位PN₀后移

(1.5)重复(1.2)～(1.4)，判断是否搜索完所有直扩码相位，如果否则返回步骤(1.2)，如果是，则λ_save对应的下变频频点即为载波频偏粗估计值F_{d_coarse}；λ_save对应的PN₀起始位置则为直扩码相位粗估计值PN_{0_coarse}，也即解跳载波起跳时刻的粗估计值。

优选的，ΔFd取

L的取值由符号信噪比和所需的直扩码捕获概率决定，通过仿真获得。

优选的，步骤(2)中得到起跳时刻的精估计τ₀和载波频偏的精估计值F_{d_prec}，具体操作如下：

(2.1)利用载波频偏粗估计值F_{d_coarse},对跳频直扩信号S(t)进行正交下变频，得到S_l(t)；

(2.2)以PN_{0_coarse}为起点，按照跳频序列{Fh₀ Fh₁ ... Fh_{K_1}}，对S_l(t)进行解跳，得到数据样点S_{l_defh}(t)；同时使用直扩码序列，以T_s为周期对S_{l_defh}(t)进行“积分-清零”运算，得到第i个相关值

考虑到残余载波频偏F_{d_prec}和起跳误差τ_i，有：

式中Fh_i表示第i个符号的跳频频点；

(2.3)计算符号周期的偏移量

F_c为信号载波频偏；

(2.4)将起跳时刻粗估计误差范围[-T_c/8,T_c/8]按照间隔T_c/N'进行分割，得到(N'/4+1)个起跳误差搜索项，其中搜索项k记为

第i个相关值

的载波补偿因子为：exp(-j2πFh_iτ_{i_k}),i＝0,1...L'-1，τ_{i_k}＝τ_{0_k}+i×Δτ表示第k个搜索项中，第i个相关值的符号周期偏移量；

(2.5)对任意起跳误差搜索项k，做如下计算：

2.5.1对各解跳符号进行相位补偿：

2.5.2对相位补偿后的解跳符号去调制处理；

2.5.3对去调制后的L'个解跳符号，做FFT变换，根据峰值谱线位置，得到搜索项k下的频率细估计值F_{d_prec_k}，并记录峰值；

2.5.4遍历N'个起跳位置搜索项，最大峰值对应的起跳位置搜索项即为起跳时刻精估计值τ₀，对应的频率估计值即为载波频偏精估计值F_{d_prec}。

优选的，L'的取值由符号信噪比以及τ_{e_prec}所需的估计精度决定，L'通过仿真获得。

优选的，步骤(3)利用跟踪模块估计出的符号同步误差τ，实时调整起跳时刻τ₀，对解跳后的各数据样点进行相位补偿的具体方法为：

(4.1)将符号同步误差τ，用接收机工作时钟周期T_clk进行归一化，得到整数倍时钟周期和小数倍时钟周期两部分：τ＝Q×T_clk+r，Q表示T_clk整数倍部分，r表示T_clk小数倍部分；

(4.2)根据Q的方向，将当前解跳载波的起跳时刻τ₀向前或向后移动|Q|个时钟周期，同时对解跳后的各数据样点做相位补偿，解跳后的各数据样点S_{l_defh}(t)乘以补偿因子为

优选的，重复执行步骤(4.1)～(4.2)，使得跳频直扩信号保持持续跟踪。

优选的，N'取值满足T_c/N'＝τ_{e_prec}，τ_{e_prec}为最终可容忍的起跳误差

本发明与现有技术相比具有如下有益效果：

(1)本发明提供的一种无数据辅助的宽带跳频/直扩(FH/DS)信号全数字同步方法采用纯数字方法实现大带宽跳扩信号的接收，不需要前端模拟通道辅助解跳，从而显著降低变频通道的设计难度和接收机制造成本；

(2)本发明提供的一种无数据辅助的宽带跳频/直扩(FH/DS)信号全数字同步方法可确保跳扩信号相干接收，这意味着与传统非相干的跳频接收机相比，噪声损失更低，采用该同步方法的接收机能够工作在更低的解调门限，具有更强的抗干扰性能；

(3)本发明提供的一种无数据辅助的宽带跳频/直扩(FH/DS)信号全数字同步方法充分考虑了多普勒运动和收发信机时钟偏差引入的频偏和码偏的影响，能够适应更大的环境应力，可在复杂电磁环境下稳定可靠地工作；

(4)本发明提供的一种无数据辅助的宽带跳频/直扩(FH/DS)信号全数字同步方法不需要数据辅助(例如单载波辅助)即能完成跳扩信号的同步。因此，该算法对跳扩信号体制不敏感，可广泛应用于不同跳频/直扩信号接收机；

(5)本发明提供的一种无数据辅助的宽带跳频/直扩(FH/DS)信号全数字同步方法结构清晰，各部分相对独立，便于接收机的模块化设计与调试。

附图说明

图1为本发明的跳扩信号格式图；

图2为直扩码和跳频码的相关峰对比；

图3为本发明的信号处理流程图。

具体实施方式

一种无数据辅助的宽带跳频/直扩(FH/DS)信号全数字同步方法实施步骤为：

(1)对跳扩信号的直扩码采用非相干搜索算法，串行搜索直扩码相位，得到直扩码相位的粗估计值和载波频偏的粗估计值；

(2)在直扩码相位粗估计值的误差范围内，采用更小的时间间隔遍历本地解跳载波的起跳时刻，然后通过多个解跳符号“相干累加+峰值判决”的方式，得到起跳时刻的精估计和载波频偏的精估计；

(3)利用跟踪模块估计出的符号同步偏差，实时调整起跳时刻，以辅助跟踪模块进行相干解调。

步骤(1)中，要求跳扩信号须具备直扩码、跳频码和数据符号三者相干的特点。设跳扩信号表达式为：

式中，INT(·)表示取整运算，S表示跳扩频信号；D表示数据符号，取值为{1,-1}；T_s表示数据符号周期；P表示周期为N个码片的直扩伪码序列{PN₀ PN₁ ... PN_N-1}，其中第i个码片PN_i取值为{1,-1}；T_c表示直扩码码片宽度；Fh表示跳频载波频点，跳频频点按{Fh₀Fh₁ ... Fh_K-1}顺序周期出现；T_h表示各跳频频点的驻留时间；记Fh_max＝max{Fh₀ Fh₁ ...Fh_K-1},Fh_min＝min{Fh₀ Fh₁ ... Fh_K-1}，跳扩信号S的传输带宽Bw＝Fh_max-Fh_min(通常为Ghz量级)。所谓的直扩码、跳频码和数据符号三者相干，即要求Th＝T_s＝NTc。

跳扩信号结构如图1所示。

步骤(1)中采用非相干搜索算法，串行搜索直扩码相位，得到直扩码相位的粗估计值和载波频偏的粗估计值，具体操作如下：

(a)将载波频偏范围按照-Fd_max:ΔFd:Fd_max进行分割，得到P个下变频载波频点。利用各载波频点对接收信号进行正交下变频，得到P支路下变频信号S_{l_0},S_{l_1},...S_{l_p-1}。其中Fd_max表示实际中可能出现的最大载波频偏，由多普勒效应和收发信机时钟偏差两部分组成。ΔFd通常取值为

(b)接收机以本地PN₀为起始位置，按跳频序列{Fh₀ Fh₁ ... Fh_K-1}，依次对下变频信号S_{l_i},进行扫频，扫频周期持续L个符号。同时，用直扩码序列以T_s为周期，对扫频后的数据样点做“积分-清零”运算，得到L个相关值，记为S_{l_i_0},S_{l_i_1},...S_{l_i_L-1},,i＝0,1,...P-1。L的取值由符号信噪比和所需的直扩码捕获概率决定，L可由仿真得到。

(c)计算下变频支路i的非相干累加值

并从{λ_i}_{i＝0,1,...P-1}选出最大值λ_{max_tmp}。若λ_{max_tmp}≥λ_save(λ_save初始值为0)，则令λ_save＝λ_{max_tmp}，同时记录下λ_{max_tmp}对应的下变频载波频点Fd_i和PN₀的起始位置。

(d)将本地PN₀起始位置后移

重复(b)～(d),直到遍历完所有码相位。此时λ_save对应的下变频频点即为载波频偏粗估计值，F_{d_coarse}；λ_save对应的PN₀起始位置则为直扩码相位粗估计值PN_{0_coarse}，也即解跳载波起跳时刻的粗估计值(直扩码和跳频频点严格相干)。

步骤(2)在直扩码相位粗估计值的误差范围内，采用更小的时间间隔遍历本地解跳载波的起跳时刻，然后通过多个解跳符号“相干累加+峰值判决”的方式，得到起跳时刻的精估计和载波频偏的精估计。

原理如下：

步骤(1)得到的码相位粗估计值的残余误差

载波频偏粗估计值的残余误差

若以PN_{0_coarse}为起点进行解跳，则会对跳频点为Fh_i的符号引入一个正比于Fh_i的相位旋转量：

于是相邻两个跳频频点解跳后的相位差为：

在最恶劣情况下有

实际跳扩系统中Bw远大于1/τ₀，故θ_{e_max}远大于2π，接收机无法进行相干解调。故必须对起跳时刻做更加精细的搜索，以保证解跳符号载波相位的连续性，最终起跳误差τ_{e_prec}须满足Bwτ_{e_pre}≤1/32，Bw为带宽，图2给出了跳频码和直扩码的相关峰对比，可以看出，跳频码相关峰较直扩码更加尖锐，因此对同步要求也较直扩码更高。

另外，在大动态条件下，需要考虑到码偏的累积效应。此时第i个符号的起跳误差可表示为：

τ_i＝τ_{0_coarse}+i×Δτ

于是第i个符号解跳后引入的相位旋转因子为：

其中，τ_{0_coarse}为码相位粗估计值的残余误差，Δτ表示与载波频偏相干的符号周期偏移量，

F_d表示实际载波频偏，F_c表示跳扩信号射频载波频点。

起跳时刻精估计和载波频偏精估计的过程就是遍历搜索τ_{0_coarse},并根据载波频偏补偿Δτ的过程。

具体操作为：

(e)利用载波频偏粗估计值F_{d_coarse},对跳扩信号S(t)进行正交下变频，得到S_l(t)；

(f)以PN_{0_coarse}为起点，按照跳频频点序列{Fh₀ Fh₁ ... Fh_K-1}，对S_l(t)进行解跳，得到S_{l_defh}(t)。同时使用直扩码序列，以T_s为周期对S_{l_defh}(t)进行“积分-清零”运算，得到L'个相关值

的取值由符号信噪比以及τ_{e_prec}所需的估计精度决定，L'可由仿真得到。考虑到残余载波频偏F_{d_prec}和起跳误差τ_i，有：

式中第一项表示数据调试符号，第二项表示载波频偏引起的各符号相位变化，第三项表示起跳误差引入的解跳相位。

(g)利用载波频偏粗估计值，计算符号周期的偏移量

(h)将起跳时刻粗估计误差范围范围[-T_c/8,T_c/8]按照间隔T_c/N'进行分割，得到(N'/4+1)个起跳误差搜索项，其中搜索项k记为

要求T_c/N'＝τ_{e_prec}。则第i个相关值

的补偿因子为：exp(-j2πFh_iτ_{i_k}),i＝0,1...L'-1。

(i)对任意起跳误差搜索项k，做如下计算：

◆对各解跳符号进行相位补偿：

◆对相位补偿后的解跳符号去调制处理。对于BPSK信号，采用直接平方去调制：Y_i ²,i＝0,1...L'-1

◆对去调制后的L'个符号，做FFT，根据峰值谱线位置，得到搜索项k下的频率细估计值F_{d_prec_k}，并记录峰值；

遍历N'个起跳位置搜索项，最大峰值对应的起跳位置搜索项即为起跳时刻精估计值τ₀，对应的频率估计值即为载波频偏细估计值F_{d_prec}。

步骤(3)利用跟踪模块估计出的符号同步偏差，实时调整起跳时刻，以辅助跟踪模块进行相干解调。假设跟踪模块估计出的符号同步误差为τ，接收机工作时钟周期为T_clk，则：

(j)将符号同步误差τ，用T_clk进行归一化，得到整数倍时钟周期和小数倍时钟周期两部分：τ＝Q×T_clk+r，Q表示T_clk整数倍部分，r表示T_clk小数倍部分；

(k)根据Q的方向，将当前解跳载波的起跳时刻向前或向后移动|Q|个时钟周期，同时对解跳后的各数据样点做相位补偿，补偿因子为

Fh_i为当前符号的跳频频点。

反复执行(j)、(k)，确保跳扩信号的持续跟踪。

实施例

假设接收信号具有图1所示信号格式，接收信号可用下式描述：

其中D表示数据符号，取值为{1,-1}；符号周期

秒；直扩伪码周期N＝1000；码片宽度

秒；Fh表示跳频载波频点，跳频频点按{Fh₀ Fh₁ ... Fh₄}跳频载波频点的顺序周期出现；Th表示各跳频频点的驻留时间；Fd为接收信号的载波频偏，|Fd|≤Fd_max＝40kHz，跳扩信号S(t)的传输带宽Bw＝1GHz。Th＝T_s＝1000Tc。

结合图3，按照步骤1，采用非相干搜索算法，串行搜索直扩码相位，得到直扩码相位的粗估计值和载波频偏的粗估计值。

步骤1.将载波频偏范围按照ΔFd＝5kHz为间隔进行划分，得到17个下变频频点：-40kHz,-35kHz，...40kHz。利用各下变频频点对S(t)做正交下变频，得到17个支路下变频信号S_{l_0}(t),S_{l_1}(t),...S_{l_16}(t)；

步骤2.接收机以本地直扩伪码的起始码相位PN₀为起始位置，按跳频序列{Fh₀ Fh₁... Fh₄}依次对支路i下变频信号S_{l_i,}进行解跳，获得解跳后的数据样点，解跳周期持续L＝32个符号。同时用直扩码序列，以T_s为周期，对解跳后的数据样点做“积分-清零”运算，得到32个相关值，记为S_{l_i_0},S_{l_i_1},...S_{l_i_31},i＝0,1...16。

步骤3.计算下变频支路i的非相干累加值

并从{λ_i}_{i＝0,1,...16}中选出最大值λ_{max_tmp}。若λ_{max_tmp}≥λ_save(λ_save初始值为0)，则令λ_save＝λ_{max_tmp}，同时记录下λ_{max_tmp}对应的下变频载波频点Fd_i和PN₀的起始位置。

步骤4.将本地PN₀起始位置后移

重复步骤2～步骤4,直到遍历完所有码相位(共移动4N次)。此时λ_save对应的下变频频点即为载波频偏粗估计值，F_{d_coarse}；λ_save对应的PN₀起始位置则为直扩码相位PN₀粗估计值PN_{0_coarse}，也即解跳载波起跳时刻的粗估计值。

步骤5.利用载波频偏粗估计值

对跳扩信号S(t)进行正交下变频，得到S_l(t)；

步骤6.以PN_{0_coarse}为起点，按照跳频频点序列{Fh₀ Fh₁ ... Fh₄}，对S_l(t)进行解跳，得到数据样点S_{l_defh}(t)。同时使用直扩码序列，以T_s为周期对S_{l_defh}(t)进行“积分-清零”运算，得到L'＝40个相关值

考虑到残余载波频偏F_{d_prec}和起跳误差τ_i，有：

式中第一项表示数据调试符号，第二项表示载波频偏引起的各符号相位变化，第三项表示起跳误差引入的解跳相位。

步骤7.利用F_{d_coarse}，计算出符号周期的偏移量

F_c表示跳扩信号射频载波频点；

步骤8.将起跳时刻粗估计误差范围[-T_c/8,T_c/8]按照间隔T_c/N'进行分割，得到(N'/4+1)个起跳误差搜索项，其中起跳误差搜索项k记为

由于N'取值满足T_c/N'＝τ_{e_prec}，且Bwτ_{e_pre}≤1/32，选择N'＝1024。则

的补偿因子为：exp(-j2πFh_iτ_{i_k}),i＝0,1...39。

步骤9.对任意起跳误差搜索项k，做如下计算：

◆对各解跳符号进行相位补偿，补偿后的解跳符号如下：

◆对相位补偿后的解跳符号去调制处理。对于BPSK信号，采用直接平方去调制：Y_i ²,i＝0,1...39；

◆对去调制后的39个符号，做64点FFT，根据峰值谱线位置，得到搜索项k下的频率细估计值F_{d_pre_k}，并记录峰值；

遍历(N'/4+1)个起跳误差搜索项，最大峰值对应的起跳位置搜索项即为起跳时刻精估计值τ₀，对应的频率估计值即为载波频偏细估计值F_{d_prec}。

至此，捕获功能完成，接收机进入跟踪阶段。进入跟踪阶段后，跟踪模块实时估计出当前符号同步误差τ。

步骤10.获取当前符号同步误差τ，用T_clk进行归一化，得到整数倍时钟周期和小数倍时钟周期两部分：τ＝Q×T_clk+r，Q表示工作时钟T_clk整数倍部分，r表示T_clk小数倍部分；

步骤11.根据Q的方向，将当前解跳载波的起跳时刻τ₀向前或向后移动|Q|个时钟周期，同时对解跳后的各数据样点做相位补偿，解跳后的各数据样点S_{l_defh}(t)乘以补偿因子为

Fh_i为当前符号的跳频频点。

反复执行步骤10、步骤11，确保跳扩信号的持续跟踪。

以上所述，仅为本发明最佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

本发明说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员的公知技术。

Claims (8)

1.一种无数据辅助的宽带跳频直扩信号全数字同步方法，其特征在于,实施步骤如下：

(1)接收跳频直扩信号，采用非相干搜索算法，串行搜索直扩码相位，得到直扩码相位的粗估计值PN_{0_coarse}和载波频偏的粗估计值F_{d_coarse}；

(2)对直扩码相位粗估计值PN_{0_coarse}的误差范围进行分割，得到多个起跳位置搜索项，遍历起跳位置搜索项，得到起跳时刻的精估计τ₀和载波频偏的精估计值F_{d_prec} ；

(3)利用跟踪模块估计出的符号同步误差τ，实时调整起跳时刻τ₀，对解跳后的各数据样点进行载波相位补偿，实现跳频直扩信号的同步。

2.根据权利要求1所述的一种无数据辅助的宽带跳频直扩信号全数字同步方法，其特征在于，步骤(1)中的跳频直扩跳扩信号表达式为：

式中，INT(·)表示取整运算，S表示跳扩频信号；D表示数据符号；T_s表示数据符号周期；P表示周期为N个码片的直扩码序列；Tc表示直扩码码片宽度；Fh表示跳频载波频点，跳频频点按{Fh₀ Fh₁…Fh_K-1}顺序周期出现，K表示跳频载波频点的总数；Th表示各跳频频点的驻留时间，T_s表示数据符号的周期，t表示时间；记Fh_max＝max{Fh₀ Fh₁…Fh_K-1},Fh_min＝min{Fh₀Fh₁…Fh_K-1}，则跳扩信号S的传输带宽Bw＝Fh_max-Fh_min，Fd为接收信号的载波频偏。

3.根据权利要求2所述的无数据辅助的宽带跳频直扩信号全数字同步方法，其特征在于，直扩码、跳频码和数据符号三者相干，即Th＝T_s＝NTc，其中，N表示码片的总数。

4.根据权利要求2所述的无数据辅助的宽带跳频直扩信号全数字同步方法，其特征在于，步骤(1)中采用非相干搜索算法串行搜索直扩码相位，具体操作如下：

(1.1)将载波频偏范围[-Fd_max,Fd_max]按照间隔ΔFd进行分割，得到P个下变频载波频点；利用各载波频点对跳频直扩信号进行正交下变频，得到P支路下变频样点S_{l_0},S_{l_1},…S_{l_p-1},；其中Fd_max表示实际中出现的最大载波频偏；

(1.2)接收机以本地直扩码的起始码相位PN₀为起始位置，按跳频序列{Fh₀ Fh₁…Fh_K-1}，依次对下变频支路i下变频信号S_{l_i},进行解跳，获得解跳后的数据样点，解跳周期持续L个数据符号；用直扩码序列以T_s为周期，对解跳后的数据样点做“积分-清零”运算，得到L个相关值，记为S_{l_i_0},S_{l_i_1},…S_{l_i_L-1},,i＝0,1,…P-1；

(1.3)计算下变频支路i的非相干累加值

并从{λ_i}_{i＝0,1,…P-1}选出最大值λ_{max_tmp}，若λ_{max_tmp}≥λ_save，则令λ_save＝λ_{max_tmp}；记录λ_{max_tmp}对应的下变频载波频点和本地直扩码的起始码相位 的位置；

(1.4)将本地直扩码的起始码相位PN₀后移

(1.5)重复(1.2)～(1.4)，判断是否搜索完所有直扩码相位，如果否则返回步骤(1.2)，如果是，则λ_save对应的下变频频点即为载波频偏粗估计值F_{d_coarse}；λ_save对应的PN₀起始位置则为直扩码相位粗估计值PN_{0_coarse}，也即解跳载波起跳时刻的粗估计值。

5.根据权利要求4所述的无数据辅助的宽带跳频直扩信号全数字同步方法，其特征在于，ΔFd取

L的取值由符号信噪比和所需的直扩码捕获概率决定，通过仿真获得。

6.根据权利要求4所述的无数据辅助的宽带跳频直扩信号全数字同步方法，其特征在于，步骤(2)中得到起跳时刻的精估计τ₀和载波频偏的精估计值F_{d_prec}，具体操作如下：

(2.1)利用载波频偏粗估计值F_{d_coarse},对跳频直扩信号S(t)进行正交下变频，得到S_l(t)；

(2.2)以PN_{0_coarse}为起点，按照跳频序列{Fh₀ Fh₁…Fh_K-1}，对S_l(t)进行解跳，得到数据样点S_{l_defh}(t)；同时使用直扩码序列，以T_s为周期对S_{l_defh}(t)进行“积分-清零”运算，得到第i个相关值

L’为去调制后的解跳符号的总数；考虑到残余载波频偏F_{d_prec}和起跳误差τ_i，有：

式中Fh_i表示第i个符号的跳频频点；

(2.3)计算符号周期的偏移量

F_c为信号载波频偏；

(2.4)将起跳时刻粗估计误差范围[-T_c/8,T_c/8]按照间隔T_c/N'进行分割，得到(N'/4+1)个起跳误差搜索项，其中搜索项k记为

第i个相关值

的载波补偿因子为：exp(-j2πFh_iτ_{i_k}),i＝0,1…L'-1，τ_{i_k}＝τ_{0_k}+i×Δτ表示第k个搜索项中，第i个相关值的符号周期偏移量，N'取值满足T_c/N’＝τ_{e_prec}，τ_{e_prec}为最终可容忍的起跳误差；

(2.5)对任意起跳误差搜索项k，做如下计算：

2.5.1对各解跳符号进行相位补偿：

2.5.2对相位补偿后的解跳符号去调制处理；

2.5.3对去调制后的L'个解跳符号，做FFT变换，根据峰值谱线位置，得到搜索项k下的频率细估计值F_{d_prec_k}，并记录峰值；

2.5.4遍历N'个起跳位置搜索项，最大峰值对应的起跳位置搜索项即为起跳时刻精估计值τ₀，对应的频率估计值即为载波频偏精估计值F_{d_prec}；

L'的取值由符号信噪比以及τ_{e_prec}所需的估计精度决定，L'通过仿真获得。

7.根据权利要求6所述的无数据辅助的宽带跳频直扩信号全数字同步方法，其特征在于，步骤(3)利用跟踪模块估计出的符号同步误差τ，实时调整起跳时刻τ₀，对解跳后的各数据样点进行相位补偿的具体方法为：

(4.1)将符号同步误差τ，用接收机工作时钟周期T_clk进行归一化，得到整数倍时钟周期和小数倍时钟周期两部分：τ＝Q×T_clk+r，Q表示T_clk整数倍部分，r表示T_clk小数倍部分；

(4.2)根据Q的方向，将当前解跳载波的起跳时刻τ₀向前或向后移动|Q|个时钟周期，同时对解跳后的各数据样点做相位补偿，解跳后的各数据样点S_{l_defh}(t)乘以补偿因子为

8.根据权利要求7所述的无数据辅助的宽带跳频直扩信号全数字同步方法，其特征在于，重复执行步骤(4.1)～(4.2)，使得跳频直扩信号保持持续跟踪。

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