JP2002501323A - 直接スペクトル拡散通信システムにおけるマルチパス遅延推定方法および装置 - Google Patents

直接スペクトル拡散通信システムにおけるマルチパス遅延推定方法および装置

Info

Publication number
JP2002501323A
JP2002501323A JP2000528030A JP2000528030A JP2002501323A JP 2002501323 A JP2002501323 A JP 2002501323A JP 2000528030 A JP2000528030 A JP 2000528030A JP 2000528030 A JP2000528030 A JP 2000528030A JP 2002501323 A JP2002501323 A JP 2002501323A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
delay
correlation value
generating
value
metric
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2000528030A
Other languages
English (en)
Inventor
サウラワー、イッサム
ボトムリイ、グレッグ
ラメシュ、ラジャラム
チェンナケシュ、サンディープ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Ericsson Inc
Original Assignee
Ericsson Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ericsson Inc filed Critical Ericsson Inc
Publication of JP2002501323A publication Critical patent/JP2002501323A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7113—Determination of path profile
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/709—Correlator structure

Abstract

(57)【要約】 マルチパス・フェーディング・チャネル中を送信される直接スペクトル拡散（ＤＳ−ＳＳ）信号のマルチパス遅延推定を行なう際に、信号のエンベロープを測定して、新たな遅延推定値を判定する。また、遅延推定値は、レイの強度順に、弱い方のレイに対する強い方のレイの影響を排除することによっても求められる。この減算手法は、繰り返し行なうことができ、遅延推定値の一層の改善が可能となる。また、測定した相関関数とモデル化相関関数との間の平均二乗誤差（ＭＳＥ）を最小化することによっても遅延推定値を決定することができる。最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）手法を繰り返し実行し、更に遅延推定値を改善することも可能である。また、送信および受信パルス形状に関する副情報を利用することによって、最尤（ＭＬ）遅延推定値を得ることも可能である。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 （発明の分野） 本発明は、マルチパス無線信号伝送遅延の推定方法および装置に関し、更に特
定すれば直接スペクトル拡散技術を用いた電気通信システムにおけるマルチパス
信号遅延推定方法および装置に関するものである。
【０００２】 （発明の背景） 商用に利用可能な無線スペクトルが拡大し、セルラ・フォンが一般的になるに
連れて、ワイヤレス通信分野は驚異的な速度で拡大しつつある。加えて、現在、
アナログ通信からディジタル通信への進展もある。ディジタル通信では、音声は
一連のビットで表わされ、これらを変調し基地局から電話機に送信する。電話機
は受信した波形を復調してビットを復元し、次いで元の音声に変換する。また、
電子メールやインターネット・アクセスのようなデータ・サービスに対する需要
も成長しつつあり、これらもディジタル通信を必要とする。
【０００３】 ディジタル通信システムには多くの種類がある。従来より、周波数分割多元接
続（ＦＤＭＡ）を用いて、スペクトルを異なるキャリア周波数に対応する複数の
無線チャネルに分割している。これらのキャリアを更にタイム・スロットに分割
することができる。この技術は、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）と呼ばれ、Ｄ−Ａ
ＭＰＳ、ＰＤＣ、およびＧＳＭディジタル・セルラ・システムにおいて行われて
いる。
【０００４】 無線チャネルが十分に広ければ、多数のユーザはスペクトル拡散（ＳＳ）技術
や符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）を用いて、同じチャネルを使用することができ
る。ＩＳ−９５およびＪＳＴＤ−００８は、ＣＤＭＡ規格のレイである。直接ス
ペクトル拡散（ＤＳ−ＳＳ）では、情報シンボルは、チップと呼ばれる、一連の
シンボルによって表わされる。これは情報シンボルを周波数帯域において拡散す
る。受信機において、チップ・シーケンスに対する相関を用いて情報シンボルを
復元する。拡散によって、システムは低いチップ信号対ノイズ比（ＳＮＲ）で動
作することが可能となる。熱ノイズが余りに大きくない場合、他のユーザからの
ノイズは許容可能であり、多数のユーザ信号は同時に同じ帯域幅を占有すること
ができる。
【０００５】 無線信号は、種々の物体から反射し散乱するため、マルチパス伝搬が生ずる。
その結果、信号の多数の画像が受信アンテナに到達する。これらの画像がチップ
期間に対してほぼ同じ遅延を有する場合、これらはフェーディングを発生する。
フェーディングが発生するのは、これらの画像がときには加算的に、そしてとき
には減算的に加わるからである。これらの画像がチップ期間に対して異なる遅延
で到達する場合、これらは信号のエコーとして見なすことができ、多くの場合「
分解可能マルチパス」（resolvable multipaths）、「レイ」（ray）、または単
純に「マルチパス」と呼ばれている。
【０００６】 効率的かつ信頼性高く通信を行なうためには、受信機は、異なるマルチパスか
らの信号エネルギを収集することにより、マルチパス・フェーディング・チャネ
ルを利用しなければならない。これを行なうには、ＲＡＫＥ受信機を採用し、相
関方法を用いて各エコー信号を個々に検出し、異なる時間遅延を補正し、検出し
たエコー信号をコヒーレントに結合する。ＲＡＫＥ受信機は、多数の処理エレメ
ント即ち「フィンガ」を含む。受信機は、マルチパスの遅延を推定し、フィンガ
に各遅延を割り当てなければならない。次に、フィンガはその信号画像を逆拡散
する。フィンガ出力は、これらを重み付けし互いに加算することによって、ＲＡ
ＫＥ結合される。
【０００７】 移動通信では、電話機または環境が移動するので、マルチパス遅延は経時的に
変化する。性能を維持するためには、遅延推定手順がマルチパス遅延を追跡でき
なければならない。従来の遅延追跡手法は、早／遅ゲート（early/late gate） およびタウ−ディザ（tau-dither）手法である。これらの手法では、推定遅延よ
りも多少前または多少後に信号エネルギを測定する。推定遅延が正しい場合、チ
ップ・パルス波形はそのピークを中心として対称的となるので、早い測定および
遅い測定はほぼ等しくなる。不均衡が検出された場合、遅延推定値を調節して均
衡を取り戻す。
【０００８】 即ち、各ＲＡＫＥ受信機フィンガ毎に早−遅ゲート（ＥＬＧ）は以下のように
動作する。各ＥＬＧには、チャネル経路の１つの遅延τestの初期推定値が与え られている。この各経路毎の初期遅延推定値は、典型的に、経路の正確な遅延τ exact から疑似ノイズ（ＰＮ）コード・チップの半分以内にある。即ち｜τexact −τest｜≦０．５Ｔcとなる。ＥＬＧは、ローカルＰＮコードおよび受信ＤＳ−
ＳＳ信号間で２回相関を実行する。１つの相関は遅延τest＋δ、即ち、早い相 関を用い、一方別のものは遅延τest−δ、即ち、遅い相関を用いる。値δは典 型的に０．５Ｔcかそれよりも多少小さい。図１は、受信ＳＳ信号対τの相関関 数の一例を示す。早い相関および遅い相関は、Ｃ（τest＋δ）およびＣ（τest −δ）でそれぞれ与えられる。
【０００９】 早い相関および遅い相関の結果Ｃ（τest＋δ）およびＣ（τest−δ）を比較
し、初期推定値τestを更新する。例えば、図１では、早い相関の結果Ｃ（τest ＋δ）は、遅い相関の結果Ｃ（τest−δ）よりも大きい。したがって、初期割 り当て遅延τestを小さな値∈＜δだけ増大させ、新たな推定値はτest|new＝τ est|old ＋∈となる。このプロセスを連続的に繰り返す。最終的に、推定遅延τe st は、ある回数の繰り返しの後、正確なチャネル経路遅延τexactに収束する。 この場合、即ち、τest＝τexactの場合、早い相関および遅い相関の結果は等し
くなり、τestはもはや変化しない。ＥＬＧは、送信ＳＳコードおよびローカル ・コードの相関から得られる相関関数が対称的であるという事実を拠り所とする
。したがって、τest＝τexactの場合、τest＋δおよびτest−δにおける早い
相関および遅い相関の結果は等しくなる。これは、図３におけるブロック３０４
で示すチャネルが単一経路である場合である。図は、この場合における相関関数
の一例を示す。しかしながら、図３のブロック３０４に示すチャネルがマルチパ
ス・フェーディング・チャネルである場合、相関関数はもはや対称的ではない。
【００１０】 例えば、図２は、二経路フェーディング・チャネルにおける相関関数を示す。
２つの経路の組み合わせによる全相関関数は、破線によって与えられている。チ
ャネルが２つの経路を遅延τ1,exactおよびτ2,exactで有し、τ1,exact＜τ2,e xact である場合、第２経路を追跡するために割り当てられるＥＬＧは、τ2,est ＝τ2,exactであっても、τ2,est＋δにおける早い相関およびτ2,est−δにお ける遅い相関において異なる相関値を有する。遅い相関は、早い相関よりも他の
経路からの影響を多く受ける。したがって、図２に示すように、τ2,est＝τ2,e xact であっても、早い相関および遅い相関は等しくなく、早い相関および遅い相
関が等しくなるまで、τ2,estは∈だけ減少または増大する。早い相関および遅 い相関が等しい場合、τ2,est≠τ2,exactとなる。したがって、マルチパス・フ
ェーディング・チャネルでは、従来のＥＬＧは精度高くマルチパス遅延を追跡す
ることができない。この欠点は、Robert L. Bogusch, Fred W. Guigliano, Denn
is L. Knepp, およびAllen H. Micheletによる"Frequency Selective Propagati
on Effects on Spread Spectrum Receiver Tracking"（スペクトル拡散受信機の
追跡に対する周波数選択伝搬効果）Proceedings of the IEEE, Vol. 69, No. 7,
１９８１年７月において報告されているが、解決策は与えられていない。
【００１１】 ＥＬＧ手法の代案がBaier et al. "Design study for a CDMA-based third-ge
neration mobile radio system"（ＣＤＭＡを用いた第３世代移動無線システム の設計研究）IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol. 12, p
p. 733-743, １９９４年５月に与えられている。この論文では、チップ期間毎に
ベースバンド信号を２回サンプリングする。遅延の推定はフレーム毎に行なう。
データ依存逆拡散シーケンスおよびマッチド・フィルタ（スライディング相関器
（sliding correlator））を用いてデータを逆拡散する。これによって、Ｔc／ ２離間した遅延に対応する相関値のシーケンスが得られる。Ｔcはチップ期間で ある。このシーケンスの大きさを二乗し、次いで他の測定値との平均を取り、推
定遅延パワー・スペクトルを得る。次に、この遅延スペクトルを探索し、最も強
いレイを求める。
【００１２】 この手法に伴う懸念の１つは、チップ・パルス形状が非常に広い場合、この手
法は数個のピークを次々に発見するが、実際に対応するレイは１つのみであるこ
とである。この問題は、チップ当たり取り込むサンプル数が多くなる程、顕著と
なる。
【００１３】 別の懸念は、経路間干渉であり、これはＥＬＧ手法でも懸念であった。これは
、実際の遅延には対応しないピークが選択される原因となり得るものである。
【００１４】 （発明の概要） 本発明は、直接スペクトル拡散（ＤＳ−ＳＳ）信号をマルチパス・フェーディ
ング・チャネルにおいて送信する際のマルチパス遅延推定の問題を解決するもの
である。一実施形態では、遅延推定値に関する信号のエンベロープを測定し、新
たな遅延推定値を判定する際に用いる。別の実施形態では、レイの強度順に遅延
推定値を得て、強い方のレイの弱い方のレイに対する影響を差し引く（substrac
t out）。減算手法を繰り返し行って、遅延推定値を更に高精度化することがで きる。また、遅延推定値は、メトリックを最小化または最大化することによって
決定することも可能である。メトリックに基づく手法も、繰り返し行なうことが
できる。即ち、２つのメトリック、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）および最尤度
（ＭＬ）を考慮するのである。
【００１５】 （図面の簡単な説明） 本発明のその他の目的および利点は、以下の好適な実施形態の詳細な説明を、
添付図面と関連付けて読むことによって、当業者には明白となろう。図面におけ
る同様のエレメントは、同様の参照番号によって示すこととした。
【００１６】 （発明の詳細な説明） これより、ＩＳ−９５ダウンリンクのような、パイロット・チャネルに基づく
システムに関連付けて、本発明について説明する。かかるシステムのパイロット
・チャネルは変調されない（unmodulated）。しかしながら、本発明は、変調パ イロット・チャネル、パイロット・シンボルを用いるシステム、またはパイロッ
ト情報を全く用いないシステムのような、その他のシステムにも適用可能である
。また、遅延追跡との関連で本発明を説明する。しかしながら、本発明は、初期
遅延推定にも適用可能であり、この場合更新すべき、以前に推定した遅延はない
。
【００１７】 本発明を採用したＤＳ−ＳＳ通信システムを図３に示す。ＤＳ−ＳＳ送信機３
０３は、無線チャネル３０４を通じてＤＳ−ＳＳ信号を送信する。これは、ＲＦ
部３０１およびベースバンド・プロセッサ４０２で構成された受信機によって受
信される。ＲＦ部は、信号を増幅し、濾波し、混合し、典型的に０Ｈｚのベース
バンド周波数に落とす。また、典型的に、信号をサンプリングおよび量子化し、
データ・サンプルを生成する。例示の目的上、チップ期間Ｔc毎にＮサンプルあ ると仮定する。
【００１８】 図４にベースバンド・プロセッサ４０２を詳細に示す。ベースバンド信号は、
遅延探索部４２１、遅延推定部４２２およびＲＡＫＥ受信部４２３に供給される
。遅延探索部４２１は、マルチパス遅延の初期の粗い推定を行い、遅延推定部４
２２にこれら初期推定値を供給する。ＲＡＫＥ受信機４２３はある数の復調フィ
ンガを含む。各ＲＡＫＥ受信機フィンガは、チャネル経路の１つと連続的に同期
する必要がある。これが意味するのは、このフィンガにおいて用いられるローカ
ル逆拡散コードとチャネル経路の１つの受信逆拡散コードとの間の不整合はゼロ
に近くなければならないということである。したがって、ＲＡＫＥ受信機には、
当該チャネルのマルチパスの遅延を供給しなければならない。
【００１９】 遅延推定部４２２は、遅延探索部によって供給されたマルチパス遅延推定値の
精度を高め、連続的にこれらの遅延を追跡し、高精度の遅延推定値をＲＡＫＥ受
信機フィンガに供給する。遅延推定部４２２は本発明の主題である。
【００２０】 提示の目的上、全体として、正確な遅延τ1，τ2，．．．，τMを有するＭ本 の経路を備えたマルチパス・フェーディング・チャネルを仮定する。殆どの解決
案では、ＲＡＫＥ受信機は、Ｌ個（≦Ｍ）の相関器を有し、最も強いＬ本の経路
を推定すると仮定する。相関器番号ｌを、チャネル経路番号ｌに対応する初期推
定遅延τ1,estを割り当てる。ここで、ｌ＝１，２，．．．またはＬである。こ の初期割り当ては、図４の遅延探索ブロック４２１によって行われる。
【００２１】 相関器番号ｌは、τ1,estを中心とした遅延で、ある回数の相関を実行する。 例えば、遅延λ1（ｎ）＝τ1,est＋ｎ∈においてＮ＋１回の相関を実行すること
ができる。ここで、ｌ＝１，２，．．．，Ｌであり、∈は図５に示すようにサン
プル期間である。この提示では、Ｎは偶数であり、ｎは［−Ｎ／２，Ｎ／２］の
範囲にあると仮定する。これが意味するのは、Ｎ＋１回の相関は、推定遅延τ1, est における相関を中心として行われるということである。図５は、Ｌ＝Ｍ＝２ およびＮ＝８（即ち、９回の相関）の場合における相関の一例を示す。したがっ
て、相関結果Ｃ1（ｎ）は遅延λ1（ｎ）にあり、相関器番号ｌによって行われる
。つまり、図５における縦の矢印で示すように、（Ｎ＋１）Ｌ個の相関結果が得
られる。これらの相関結果Ｃ1（ｎ）を格納し処理する。この文書では、相関結 果を処理し、最も強いＬ本の経路に対してチャネル遅延τ1の高精度の推定値を 推論するための、本発明の実施形態について説明する。ここで、１≦ｌ≦Ｌであ
る。あるいは、相関結果を用いて、全てのチャネル遅延τ1に対する高精度の推 定値を求め（１≦ｌ≦Ｍ）、最も強いＬ本の経路に対応するＬ個の遅延のみを復
調の目的に用いることも可能である。この文書における提示では、最初の事例、
即ち、１≦ｌ≦Ｌを想定する。
【００２２】 第１の好適な実施形態では、エンベロープに基づく推定を用いる。エンベロー
プに基づく推定では、｜Ｃ1（ｎ）｜2の最大のＬ値を連続的に選択する。その際
、対応する遅延λ1（ｎ）は最小遅延分離だけ分離されているとし、最小遅延は 典型的に１チップ期間Ｔc程度である。対応する遅延λ1（ｎ）を、τ1,estに対 する新たな推定値として、Ｌ個の相関器に割り当てる。
【００２３】 図６は、これらの動作を実行するシステムのブロック図を示す。Ｌ個のブロッ
ク６６１からの各ブロックは、遅延λ1（ｎ）においてＮ＋１回の相関を実行し 、結果Ｃ1（ｎ）を生成する。これらの相関結果をブロック６６２に格納する。 一端全ての相関を完了したなら、ブロック６６３は全ての｜Ｃ1（ｎ）｜2の内最
大のものを選択し（１≦ｌ≦Ｌ、および−Ｎ／２≦ｎ≦Ｎ／２）、最初の（最強
の）遅延推定値τ1,estを、対応するλ1（ｎ）に等しくなるように更新する。ま
た、ブロック６６３は、λ1（ｎ）の選択した値を中心とするＤ個の相関を削除 する（即ち、０にセットする）。これによって、次に選択される遅延が少なくと
も最初の遅延よりもＤ∈／２だけ離れており、したがって遅延推定値が集まるの
を防止することを保証する。例えば、Ｄ∈／２の値は、チップ期間、チップ期間
の半分、またはその他の適切な値に等しくなるように選択することができる。ブ
ロック６６４は、ブロック６６３において行われるのと同じプロセスを繰り返し
、次の遅延推定値τ2,estを求める。このプロセスは、Ｌ番目のブロック６６５ が推定値τL,estを求めるまで、Ｌ回繰り返す。
【００２４】 新たな推定値をブロック６６６にフィードバックし、これらをＲＡＫＥ受信機
フィンガおよび相関ブロック６６１に割り当てる。このプロセスは、新たな推定
値を用いて、新たな相関によって連続的に繰り返し、遅延推定値を得ると共に、
マルチパス信号を追跡する。チャネル追跡に悪影響を及ぼす急激な遅延変化を回
避するために、遅延更新期間毎にサイズ∈の１回以上のステップで、新たな遅延
に向けて移動するように既存の遅延を調節することができる。
【００２５】 図６において、Ｌ個の相関器６６１のブロックは、必要とされるＬ（Ｎ＋１）
回の相関を実行する。各相関器は、単純な積分および減衰相関器とすることがで
きるので、Ｎ＋１回の相関の内、一度に１つだけを実行すればよい。また、相関
器は、スライディング相関器（sliding correlator）とし、Ｎ＋１回の相関を更
に高速に行なうことも可能である。最後に、Ｌ個の相関器６６１のブロックは、
単一のスライディング相関器と置き換えることも可能である。これは、最も早く
到達するレイよりもＮ／２サンプル前から最後に到達するレイよりもＮ／２サン
プル後までの枠において相関を生成する。この場合、選択デバイス６６３，６６
４および６６５は、Ｌ個の集合の代わりに、恐らくＮ＋１回の相関の不連続な部
分集合で動作する相関の連続集合を有する。単一のスライディング相関器の使用
は、以下の実施形態全てにも同様に適用される。
【００２６】 Ｄ回の相関をゼロ化することにより、関連するＤ個の遅延値を検討しなくても
済むという効果がある。代わりの手法があるとすれば、相関値をゼロ化せずに、
相関値の部分集合全体にわたって最も大きな相関値の探索を行なうことであろう
。部分集合は、以前に選択した値を中心とする遅延値を除外する。
【００２７】 第２の好適な実施形態は、減算による、エンベロープに基づく推定を用いる。
減算によるエンベロープに基づく推定では、送信信号とローカルＰＮコードとの
間の相関関数の既知の特性を用いる。相関関数は、チップ・パルス形状自己相関
関数、または集合的に送信および受信フィルタの応答であることが好ましい。ま
た、拡散コードの効果も含むことができる。相関関数は、副情報（side informa
tion）の一形態である。副情報とは、遅延推定プロセスを補佐する情報である。
マルチパス・フェーディング・チャネルでは、チャネル内の各経路は、相関関数
の１つを発生する。全ての経路の相関関数は、互いに干渉し合う。前述のように
、図２は、二経路フェーディング・チャネルにおける相関関数の一例を示す。個
々の経路は各々、単一経路チャネルについて図１に示したものに形状が類似する
、相関関数を発生する。しかしながら、実際には、２本の経路が互いに干渉し合
い，相関関数は図２における破線によって示される。一方の経路の相関関数の形
状が前もって分かっていても、真の相関関数は前もって分からない。何故なら、
これは経路遅延および利得に依存し、これらは前もって分からないからである。
【００２８】 本実施形態の目標は、個々のチャネル経路毎の相関関数の形状の知識を利用し
、経路間干渉を除去することである。経路間干渉とは、他の経路、即ち、経路≠
ｌによって相関器番号ｌが受ける干渉である。チャネルが１本の経路のみを有し
その利得が１である場合、受信ＤＳ−ＳＳ信号とローカルＰＮコードとの間の相
関関数をｐ（τ）で示すとする。このｐ（τ）は図１に示し、前もって分かって
いるか、あるいは１本の経路だけがある場合には推定される。
【００２９】 この方法における手順は以下の通りである。
【００３０】 １．図７を参照すると、ブロック７７１および７７２は、図６におけるブロック
６６１および６６２と同じ機能を行い、各遅延λ1（ｎ）毎にＣ1（ｎ）を求める
。しかしながら、Ｄ個の相関の削除は行なわない。
【００３１】 ２．第１実施形態におけると同様、ブロック７７３は｜Ｃ1（ｎ）｜2の最大、お
よび対応する遅延λ1（ｎ）を求める。この遅延を第１推定値として用い、τ1,e st として示す。対応する相関値をＣ1,estとして示す。例えば、図５を参照する と、｜Ｃ1（３）｜2が最大である。しがたって、τ1,est＝λ1（３）およびＣ1, est ＝Ｃ1（３）となる。
【００３２】 ３．この第１推定値が正確であり、これを用いて１本の経路の相関関数の効果を
他の全ての相関結果から減算すると仮定する。つまり、ｌおよびｎの全ての値に
対して計算した全ての相関値Ｃ1（ｎ）について、次の減算を行なう。
【００３３】
【数１】
【００３４】 例えば、第１推定値はＣ1,est＝Ｃ1（３）およびτ1,est＝λ1（３）の対であっ
たので、ｌおよびｎの全ての値に対して計算した全ての相関値Ｃ1（ｎ）から関 数Ｃ1（３）ｐ［λ1（ｎ）−λ1（３）］を減算する。このように、そして再度 図２を参照するが、最も強い経路である経路１による相関関数を、破線で示す正
味の相関関数から減算しようとしている訳である。第１推定値が正確である場合
、減算は正確な重みで正確な位置において行われ、残余は経路２の相関関数とな
る。第１推定は最強のパスを用いて行われるので、第１推定値は正しい確率が非
常に高い。
【００３５】 ４．ブロック７７４における第１減算の後、ブロック７７５において、再度最大
の｜Ｃ1（ｎ）｜2を選択し、対応する遅延λ1（ｎ）を求める。例えば、｜Ｃ2（
１）｜2が最大であるとする。すると、第２推定値は、τ2,est＝λ2（１）であ り、対応する相関結果はＣ2,est＝Ｃ2（１）であると言明される。
【００３６】 ５．次に、ブロック７７６において、以下の減算を行なう。
【００３７】
【数２】
【００３８】 この減算は、以下の値全てに対する全ての相関結果Ｃ1（ｎ）｜old（既に第１減
算が行われている）について行なう。
【００３９】
【数３】
【００４０】 ６．ブロック７７９において、Ｌ個の選択した遅延λ1（ｎ）が新たな推定値λ1 ,est として相関器に割り当てられるまで、ブロック７７６以降のブロックを用い
てこのプロセスを繰り返す。Ｌ本の経路全てを推定した後、新たな相関を用いて
プロセスを継続的に繰り返し、遅延推定を行い、マルチパス信号を追跡する。
【００４１】 第３の好適な実施形態は、減算および繰り返しによる、エンベロープに基づく
推定を用いる。この方法では、以前の方法の１つまたは他のいずれかの推定方法
を最初に適用して、Ｌ個の遅延全ての初期推定を行なう。しかしながら、これら
の遅延は、ブロック６６６または７７９では、未だＲＡＫＥフィンガまたは相関
器に割り当てられない。代わりに、元の減算されていない相関結果Ｃ1（ｎ）を 更に多くの減算の反復に繰り返し用いて、遅延推定値を改善し、その後これらを
ＲＡＫＥフィンガおよび相関器に割り当てる。 図８を参照すると、繰り返しプロセスは次の通りである。
【００４２】 １．元の減算されていない相関結果Ｃ1（ｎ）を全て格納する。これらをＣ1（ｎ
）｜origとして示す。これをブロック８８１において行なう。ブロック８８１は
、いずれの遅延推定手法も代表することができる。ブロック８８２、８８３，．
．８８４までの各々において、相関結果Ｃ1（ｎ）｜origのコピーを送り出して 格納し、各ブロックがそれ自体のコピーを有するようにする。また、前述の方法
（または従来技術の方法）の１つを用いて、１≦ｌ≦Ｌについて、初期遅延推定
値τ1,estおよび対応する相関結果Ｃ1,estを生成する。
【００４３】 ２．最初にスイッチ８８５を上位接続に設定し、初期遅延推定値を繰り返しのた
めの開始値としてブロック８８２，８８３，．．．８８４までに送出する。その
後、スイッチ８８５を下位位置に設定する。
【００４４】 ３．Ｌ個のブロック８８２，８８３，．．．８８４までの各々を用いて、１本の
経路に対する遅延を再度推定する。対応する経路番号ｆ（ブロック８８２におい
てはｆ＝１、またブロック８８３ではｆ＝２等）を再度推定するために用いる各
ブロック毎に以下の減算を行い、経路番号ｆの遅延τ1,estを再度推定する。ブ ロック内に格納されている元の相関結果Ｃ1（ｎ）｜orig全てを用いて、１≦ｌ ≦Ｌおよび−Ｎ／２≦ｎ≦Ｎ／２の全値について、減算を行なう。
【００４５】
【数４】
【００４６】 これは、全てのブロックにおいて同時に行われる。実際には、この減算プロセ
スは、他の経路、即ち、全経路≠ｆによって生ずる経路ｆに対する干渉を相殺ま
たは除去する。Ｃ1（ｎ）｜origの元の減算していない値のコピーも保持する。
【００４７】 ４．減算後、更新した｜Ｃ1（ｎ）｜new｜2の最大値を求め、それに対応する遅 延λ1（ｎ）を、τf,estに対する新たな推定として選択する。このプロセスは、
１≦ｆ≦Ｌの全値について、ブロック８８２ないし８８４において行われる。
【００４８】 ５．新たな推定値はスイッチ８８５を経由してフィードバックされ、同じ手順を
多数回再度繰り返し、推定を向上させる。減算は、常に、メモリに保持されてい
るＣ1（ｎ）｜origの元の値に対して行われる。 例えば、Ｌ＝３とし、前述の方法からの推定遅延をτ1,estおよびτ2,estおよ
びτ3,estとする。τ1,estの推定、即ち、ｆ＝１を向上させるために、ｌおよび
ｎの全値に対する元の相関値Ｃ1（ｎ）｜orig全てから、Ｃ1（ｎ）に以下の減算
を行なう。
【００４９】
【数５】
【００５０】 このプロセスは、チャネル経路２および３によって生ずる干渉を減算する。次い
で、｜Ｃ1（ｎ）｜new｜2の最大値を求め、それに対応する遅延λ1（ｎ）をτ1, est に対する新たな推定として選択する。同様の減算は、第２および第３遅延に ついても同時に行われる。新たな遅延推定値は、更なる減算の繰り返しに用い、
推定値を更に改善することができる。
【００５１】 本発明の第４の好適な実施形態では、相関値と相関関数ｐ（τ）の加重遅延和
との間の平均二乗誤差のような、メトリックを最小にする遅延を求める。一般に
、メトリックとは、特定の問題に対する異なる解決策に、性能尺度を与える費用
関数（cost function）である。したがって、具体的な性能レベルまたは特性を 満たす解決策を判定するために、メトリックを評価することができる。
【００５２】 図９を参照すると、ブロック９９１および９９２は、図６のブロック６６１お
よび６６２ならびに図７のブロック７７１および７７２と同じ機能を行う。Ｌ個
の相関器の各々について、相関結果を発生するＮ＋１個の遅延候補がある。した
がって、合計で（Ｎ＋１）L個の可能な遅延の組み合わせ候補があることになる 。各組み合わせ毎に、ブロック９３３は、相関値と相関関数の加重遅延和との間
の二乗誤差を表わすメトリックを計算する。ブロック９９４は最良のメトリック
を格納する。この場合、最小のメトリックである。可能な全ての組み合わせにつ
いてメトリックを計算した後、ブロック９９４は最小のメトリックおよび対応す
る遅延の組み合わせのみを保持する。これらの遅延をブロック９９５に送出する
。ブロック９９５は遅延をＲＡＫＥ受信機および相関器ブロック９９１に割り当
て、新たな（Ｎ＋１）Ｌ個の相関を生成する。例えば、Ｌ＝３と仮定する。目的
は、メトリックＪを最小とするｊ，ｋおよびｍの組み合わせを見つけることであ
る。
【００５３】
【数６】
【００５４】 ここで、−Ｎ／２≦ｊ≦Ｎ／２，−Ｎ／２≦ｋ≦Ｎ／２、および−Ｎ／２≦ｍ
≦Ｎ／２である。ブロック９９３において、ｊ，ｋおよびｍの組み合わせ全てに
ついてこのメトリックを計算する。ブロック９９４は、メトリックを最小にする
ｊ，ｋおよびｍの組み合わせのみを保持する。選択した組み合わせを
【外１】 とすると、ブロック９９４が生成する遅延推定値は、
【外２】 となる。
【００５５】 Ｌの一般値に対して、前述のメトリックは適切に拡張することができる。尚、
ｊ，ｋおよびｍの各々は−Ｎ／２からＮ／２までの値を取るので、同じメトリッ
クが（Ｎ＋１）L回計算されることを注記しておく。
【００５６】 前述の手法と同様、計算は相関値のＬ個の可能な不連続な部分集合に対して行
なう必要はない。代わりに、この手法は、連続する相関値のある枠または多数の
枠に対してさえも適用可能である。Ｋサンプルの単一枠では、Ｌ個の遅延のＫ！
／（Ｌ！（Ｋ−Ｌ）！）個の可能な組み合わせがある。「！」は階乗を表わす（
例えば、４！＝４×３×２×１）。複雑度を低下させるためには、別の遅延推定
技法を用いて初期遅延推定値を得て、次いで初期集合に近い遅延のみを考慮する
ことが望ましい場合もある。図１０は、前述のプロセスのフロー・チャートを示
す。これは、例えば、図３のベースバンド・プロセッサ４０２内部、更に特定す
れば図４の遅延推定部４２２において行なうことができる。図１０では、プロセ
スはステップ１０００にて開始し、ステップ１００２に進む。ステップ１００２
において、相関値を生成し格納する。ステップ１００２からプロセスはステップ
１００４に進み、新たな遅延の組み合わせを選択する。ステップ１００４から、
プロセスはステップ１００６に進み、選択した遅延の組み合わせに対するメトリ
ックを計算する。ステップ１００６から、プロセスはステップ１００８に進み、
計算したメトリックが前回に計算し格納したメトリックよりも優れているか否か
について判定を行なう。新たに計算したメトリックの方が格納されているメトリ
ックよりも優れている場合、プロセスはステップ１００８からステップ１０１０
に進み、新たに計算したメトリックおよび対応する遅延の組み合わせを格納する
。ステップ１０１０から、プロセスはステップ１０１２に進む。新たに計算した
メトリックの方が格納されているメトリックよりも優れていない場合、プロセス
はステップ１００８からステップ１０１２に進む。ステップ１０１２において、
最後に計算したメトリックが可能な最後の遅延の組み合わせの候補に対するもの
であったか否かについて判定を行なう。そうでない場合、プロセスはステップ１
００４に戻る。そうである場合、プロセスはステップ１０１２からステップ１０
１４に進む。ステップ１０１４において、最良のメトリックに対応する、格納さ
れている遅延の組み合わせをＲＡＫＥ受信機および相関器ブロック９９１に割り
当てる。ステップ１０１４から、プロセスはステップ１００２に進み、サイクル
を繰り返す。
【００５７】 第５の好適な実施形態では、例えば、ＭＭＳＥ推定を用いて計算を繰り返し実
行することにより、メトリックを計算するために必要な計算量を削減する。この
方法では、図１１を参照し、最小化するＬ個の異なるメトリックを有する。各メ
トリックは、１本の経路の遅延を推定するために用いられる。ブロック１１１１
および１１１２は、図９のブロック９９１および９９２に対応し、同様の機能を
行なう。ブロック１１１３は、Ｌ個の相関器において、Ｎ＋１個の遅延に対応し
て、第１メトリックをＬ（Ｎ＋１）回適用する（ブロック１１１１）。ブロック
１１１４は最良のメトリックおよび対応する遅延を格納する。この遅延は第１推
定値である。プロセスは、各段階毎に異なるメトリックを用いて、ブロック１１
１５ないし１１１８をＬ回繰り返す。
【００５８】 例えば、Ｌ＝３の場合を考える。ブロック１１１３はｆおよびｊの値に対応す
る（Ｎ＋１）Ｌ個の組み合わせに対して第１メトリックを評価する。ここで、１
≦ｆ≦Ｌおよび−Ｎ／２≦ｊ≦Ｎ／２である。ｆおよびｊのこれらの値を用いて
、可能な全ての遅延λf（ｊ）をくまなく調べ、メトリックを最小化する。
【００５９】
【数７】
【００６０】 ブロック１１１４は、このメトリックを最小化するｆおよびｊの組み合わせを
選択する。選択した組み合わせを
【外３】 とする。これらは第１遅延推定値に対応する。次に、メトリックを拡張し、ブロ
ック１１１５はｈおよびｋの値に対してこれを評価する。ここで、第１遅延推定
値に対応の選択した組み合わせを除いて、１≦ｈ≦Ｌおよび−Ｎ／２≦ｋ≦Ｎ／
２である。ｈおよびｋのこれらの値を用いて、λh（ｋ）の可能な全ての遅延を くまなく調べ、メトリックを最小化する。
【００６１】
【数８】
【００６２】 ブロック１１１６は、このメトリックを最小化するｈおよびｋの組み合わせを
選択する。選択した組み合わせを
【外４】 とする。これは第２遅延推定値に対応する。次に、メトリックを拡張し、ブロッ
ク１１１７はｓおよびｍの値に対してこれを評価する。ここで、前回の遅延推定
値に対応の選択した組み合わせを除いて、１≦ｓ≦Ｌおよび−Ｎ／２≦ｍ≦Ｎ／
２である。ｓおよびｍのこれらの値を用いて、λs（ｍ）の可能な全ての遅延を くまなく調べ、メトリックを最小化する。
【００６３】
【数９】
【００６４】 ブロック１１１８は、このメトリックを最小化するｓおよびｍの組み合わせを
選択する。選択した組み合わせを
【外５】 とする。すると、最終的な遅延推定値は、
【外６】 となる。これらの遅延推定値は、ブロック１１１９によってＲＡＫＥ受信機およ
び相関器ブロックＩ１１に割り当てられ、新たな相関を生成する。
【００６５】 計算の複雑度の低下は、遅延をどのように制限するかに左右される。これまで
の説明では、遅延を同一とすることは認めなかった。この制約があると、計算す
るメトリックの数は次のようになる。
【００６６】
【数１０】
【００６７】 しかしながら、最初のＬ（Ｎ＋１）個のメトリックは、次のＬ（Ｎ＋１）−１
個のメトリック等よりも単純である。長さＮ＋１のＬ個の間隔の各々において、
遅延推定値を１つのみとすることを要件とすることにより、更に別の制約も可能
である。この場合、計算するメトリックの数は次の通りである。
【００６８】
【数１１】
【００６９】 この場合も、メトリックは異なる複雑度を有する。尚、メトリック間の共通項を
メモリに格納し、再使用可能であることを注記しておく。また、Ｌの一般的な値
に対しては、前述のメトリックを適切に拡張する。
【００７０】 図１２は、前述のプロセスのフロー・チャートを示し、例えば、図３のベース
バンド・プロセッサ４０２内、更に特定すれば図４の遅延推定器４２２において
実行することができる。
【００７１】 図１２において、プロセスはステップ１２００において始まり、ステップ１２
０２に進み、ｌを０にセットする。ｌの値は、Ｌ個のメトリックの内特定の１つ
を示す。ステップ１２０２から、プロセスはステップ１２０４に進み、相関値を
生成して格納する。ステップ１２０４から、プロセスはステップ１２０６に進み
、ｌを増分してＬ個の内次のメトリックを示す。この場合、ｌは１に等しくＬ個
のメトリックの内最初のものを示す。ステップ１２０６から、プロセスはステッ
プ１２０８に進み、このメトリックに新たな遅延推定値を選択する。これは、新
たな遅延推定値および以前の遅延推定値によって異なる。ステップ１２０８から
、プロセスはステップ１２１０に進み、メトリックを計算する。ステップ１２１
０から、プロセスはステップ１２１２に進み、新たに計算したメトリックは直前
に計算したメトリックよりも優れているか否かについて判定を行なう。優れてい
ない場合、プロセスはステップ１２１６に進む。優れている場合、プロセスはス
テップ１２１４に進み、最良のメトリックおよび対応する遅延を格納する。ステ
ップ１２１４から、プロセスはステップ１２１６に進み、この遅延がメトリック
に可能な最後の遅延か否かについて判定を行なう。そうでない場合、プロセスは
ステップ１２０８に進み、このメトリックに新たな遅延を選択する。そうである
場合、プロセスはステップ１２１８に進み、このメトリックがＬ個のメトリック
の内最後の１つか否かについて判定する。そうでない場合、プロセスはステップ
１２０６に進み、ｌを増分して次のメトリックを選択する。そうである場合、プ
ロセスはステップ１２２０に進み、Ｌ個の格納した遅延推定値、即ち、Ｌ個のメ
トリックの各々に対する最良の遅延をＲＡＫＥ受信機および相関器に割り当てる
。ステップ１２２０から、プロセスはステップ１２０２に進み、繰り返す。
【００７２】 図９ないし図１２について説明する際に、ＭＭＳＥメトリックを用いた。代わ
りに、受信サンプルが与えられ、ノイズ（干渉および熱ノイズ）がガウス型であ
ると仮定すると、最尤推定を用いて、最も確度が高い遅延値を求めることも可能
である。要するに、受信データの対数確度関数（loglikelihood function）を最
大化する。この手法の副産物に、最尤（ＭＬ）チャネル係数推定値が含まれ、こ
れを用いてチャネル係数推定器を初期化することができる。
【００７３】 この信号モデルを図１３に示す。チャネルを推定するために用いる信号がデー
タ変調ａ（ｋ）を有するという一般的な事例を示す。尚、ａ（ｋ）はパイロット
・チャネルまたはパイロット・シンボルには既知であり、一方ａ（ｋ）はデータ
・チャネルに対して検出する必要がある。経残存処理技法（per survivor proce
ssing technique）を用いることができるので、データ・チャネルに対して、ａ （ｋ）を仮定する。拡散シーケンスをｐk（ｎ）で示し、チップ・パルス形状を ｆ（ｔ）で示し、ベースバンド等価送信波形をｕ（ｔ）で示す。媒体は、遅延ｄ j および係数ｃjによって、レイまたは分解可能なマルチパス（resolvable multi
path）の有限集合としてモデル化する。ノイズをｗ（ｔ）で示し、受信信号をｙ
（ｔ）で示す。
【００７４】 図１３の信号モデルに示すように、データ変調ａ（ｋ）を有する情報源は、ブ
ロック１３０２において与えられ、ブロック１３０４において拡散シーケンスｐ k （ｎ）によって拡散され、次いでブロック１３０６に供給される。ブロック１ ３０６において、パルス形状ｆ（ｔ）を用いて拡散信号を処理し、ベースバンド
等価送信波形ｕ（ｔ）を発生し、伝送媒体１３０８を通じて送信する。伝送媒体
は、遅延ｄjおよび係数ｃjによって、前述のようにモデル化する。ステップ１３
１０においてノイズｗ（ｔ）を信号に導入し、最後に信号はブロック１３１２に
おいて受信機によって受信される。
【００７５】 Ｋ個のシンボル値に対応するデータを用いて遅延（典型的にＫ＝１）を推定ま
たは更新すると仮定する。確度を最大化することは、以下の対数確度関数を最大
化することと等価である。
【００７６】
【数１２】 ここで、
【００７７】
【数１３】
【００７８】 ここで、Ｎcはシンボル当たりのチップ数である。このコスト関数即ちメトリッ クは、以下のように仮定することにより、ベースバンド・プロセッサに得られる
量に関して表わすことができる。
【００７９】 １．ＲＦおよび恐らくベースバンド部における濾波が、パルス形状ｆ（ｔ）に一
致する濾波と非常に近似する。
【００８０】 ２．逆拡散を拡散シーケンスｐk（ｎ）に一致させる。
【００８１】 遅延の推定は、逆拡散値ｘk（ｔ）を基準とし、ｔは例えばチップ期間当たり ８回サンプリングされる。これらの拡散値を得るには、ベースバンド・サンプル
ｒ（ｎ）を拡散コードｐk *（ｎ）の共役と相関付ける。即ち、
【００８２】
【数１４】
【００８３】 上述の仮定の下で、先に示したメトリックは次のメトリックと等価であること
を示すことができる。
【００８４】
【数１５】
【００８５】 ここで、チャネル係数推定値は、遅延推定値とパルス形状自己相関関数ｒff（τ
）の関数である。即ち、
【００８６】
【数１６】 ここで、
【００８７】
【数１７】
【００８８】
【数１８】
【００８９】
【数１９】
【００９０】 このように、遅延推定値の候補について検討する。各候補集合毎に、チャネル
係数推定値を決定し、メトリックを評価する。メトリックを最大化する推定値の
候補が、推定遅延となる。これを図９および図１０に示すが、メトリックはＭＬ
メトリックであることを除く。
【００９１】 他の形態のメトリックも可能である。例えば、チャネル係数推定式をメトリッ
ク式に代入し、相関値およびパルス形状自己相関関数のみに依存するメトリック
を得ることも可能である。また、パルス形状自己相関関数を予め計算してメモリ
に格納しておくことも可能である。
【００９２】 実際には、他の手法によって、粗い遅延推定値即ち初期の遅延推定値を得るこ
とができる。次いで、初期推定値に関して探索し、考慮する候補が多くなり過ぎ
ないようにして、遅延推定値の候補を形成することができる。
【００９３】 最適ではない繰り返し型の変形として、
【外７】 が経路を１本しか含まないと仮定することが上げられる。メトリックを最小化す
ることにより、その経路の遅延を推定する。これは、本質的に、ピーク相関を求
めるタスクとなる。次に、第１推定遅延を固定し、
【外８】 が２本の経路を含み、第１経路は既に推定され、更に第２の未知の遅延を含むと
仮定する。第１経路の推定遅延に設定した第１遅延を有するが第２遅延の経路は
変動する、集合の候補を検討する。メトリックを最小化する第２経路の遅延は、
第２経路の推定遅延を与える。このプロセスを、更なる遅延推定のために繰り返
す。一旦この最適でない手法が完了したなら、第１の推定値集合に近い遅延集合
の候補を考慮することにより、最適な手法を実行することができる。これを図１
１および図１２に示すが、代わりにＭＬメトリックを用いることを除く。
【００９４】 また、本発明はダイバシティ・アンテナ、整相アレイ、および可能性としてビ
ーム形成を用いた、マルチ・アンテナ受信にも適用可能である。遅延推定は、Ｍ
個の入力チャネルの各々に対して行なう。各チャネルがＬ個のフィンガを有する
か、あるいはＬＭ個のフィンガを自由にチャネル間で割り当てる。信号強度選択
だけでなく、同時ＭＬまたはＭＭＳＥメトリックも使用可能である。
【００９５】 この明細書では、本発明の原理、好適な実施形態および動作モードについて説
明した。しかしながら、保護対象として意図する本発明は、ここに開示した特定
的な実施形態に限定して解釈すべきではない。ここに記載した実施形態は、限定
ではなく例示と見なすべきである。本発明の精神から逸脱することなく、他の者
によって変形や変更も可能であり、更に同等物を採用することも可能である。例
えば、ＭＬまたはＭＭＳＥ以外のメトリックを用いてマルチパス遅延を推定する
ことも可能である。したがって、特許請求の範囲に規定した本発明の精神および
範囲に該当するような全ての変形、変更および等価物は、特許請求の範囲に包含
されることを明示的に意図するものとする。
【図面の簡単な説明】
【図１】 単一経路チャネルに対応する相関関数を示す図。
【図２】 二重経路フェーディング・チャネルに対応する相関関数を示す図。
【図３】 本発明による直接スペクトル拡散通信システムのブロック図。
【図４】 図３のベースバンド・プロセッサを更に詳細に示すブロック図。
【図５】 本発明の一実施形態における２つの相関器の相関結果を示す図。
【図６】 本発明にしたがって、エンベロープに基づく推定を行なうシステムのブロック
図。
【図７】 本発明にしたがって、減算を伴う、エンベロープに基づく推定を行なうシステ
ムのブロック図。
【図８】 本発明による、減算および繰り返しを伴う、エンベロープに基づく推定を行な
うシステムのブロック図。
【図９】 本発明にしたがって、メトリックに基づく遅延推定を行なうシステムのブロッ
ク図。
【図１０】 本発明にしたがって、メトリックに基づく遅延推定を行なうプロセスを示す図
。
【図１１】 本発明にしたがって、繰り返しメトリックに基づく遅延推定を行なうシステム
のブロック図。
【図１２】 本発明にしたがって、繰り返しメトリックに基づく遅延推定を行なうプロセス
の図。
【図１３】 本発明による最尤推定システムのブロック図信号モデル。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ， ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，Ｄ Ｋ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ， ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，Ｌ Ｔ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ， ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，Ｕ Ａ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ (72)発明者 ラメシュ、ラジャラム アメリカ合衆国 ノースカロライナ、ケア リー、 ダントン ドライブ 403 (72)発明者 チェンナケシュ、サンディープ アメリカ合衆国 ノースカロライナ、ケア リー、 グレン アベイ ドライブ 311 Ｆターム(参考） 5K022 EE01 EE31 5K067 AA02 BB04 CC10 CC24 EE02 EE10

Claims (42)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 遅延推定装置であって、 複数の遅延値に対応する相関値を発生する手段と、 第１の最大相関値を計算する手段と、 前記最大相関値に関連する遅延値を用いて、第１遅延推定値を生成する手段と
    、 少なくとも１つの相関値を変更することによって前記相関値を処理し、処理済
    み相関値を生成する手段と、 最大処理済み相関値を計算する手段と、 前記最大処理済み相関値に関連する遅延を用いて第２遅延推定値を生成する手
    段と、 からなる遅延推定装置。
  2. 【請求項２】 前記発生手段は、遅延推定値を含む間隔以内の遅延値のみに
    対して相関値を生成する請求項１記載の遅延推定装置。
  3. 【請求項３】 前記発生手段は、連続集合内にある遅延値に対して相関値を
    生成する請求項１記載の遅延推定装置。
  4. 【請求項４】 前記処理手段は、少なくとも１つの相関値を０に設定するこ
    とによって、これを変更する請求項１記載の遅延推定装置。
  5. 【請求項５】 前記処理手段は、前記最大相関値に関連する前記遅延値に関
    連する成分を減算することによって、少なくとも１つの相関値を変更する請求項
    １記載の遅延推定装置。
  6. 【請求項６】 相関値および副情報を用いて減算を行なう請求項５記載の遅
    延推定装置。
  7. 【請求項７】 前記副情報はチップ・パルス形状に関係する請求項６記載の
    遅延推定装置。
  8. 【請求項８】 前記副情報は拡散シーケンスに関係する請求項６記載の遅延
    推定装置。
  9. 【請求項９】 遅延推定装置であって、 複数の遅延値に対応する相関値を発生する手段と、 第１の最大相関値および該第１の最大相関値に関連する第１遅延値を計算する
    手段と、 前記第１遅延値を用いて第１遅延推定値を生成する手段と、 前記相関値の部分集合から第２の最大相関値を計算し、関連する第２遅延値を
    生成する手段と、 前記第２遅延値を用いて第２遅延推定値を生成する手段と、 からなる遅延推定装置。
  10. 【請求項１０】 受信機であって、 複数の遅延値に対応する相関値を発生し、第１の最大相関値を計算し、前記第
    １の最大相関値に関連する遅延を用いて第１遅延推定値を生成し、少なくとも１
    つの相関値を変更することによって相関値を処理し処理済み相関値を生成し、最
    大処理済み相関値を計算し、前記最大処理済み相関値に関連する遅延を用いて第
    ２遅延推定値を生成することによって遅延推定値を与える信号遅延推定手段と、 前記第１および第２遅延推定値を用いて情報シンボルを検出するデータ検出手
    段と、 からなる受信機。
  11. 【請求項１１】 遅延推定方法であって、 複数の遅延値に対応する相関値を発生するステップと、 最大相関値を選択するステップと、 前記最大相関値に対応する遅延を用いて第１遅延推定値を生成するステップと
    、 少なくとも１つの相関値を変更することによって前記相関値を処理し、処理済
    み相関値を生成するステップと、 最大処理済み相関値を選択するステップと、 前記最大処理済み相関値に関連する遅延を用いて、第２遅延推定値を生成する
    ステップと、 からなる遅延推定方法。
  12. 【請求項１２】 前記処理ステップは、少なくとも１つの相関値を０に設定
    することによってこれを変更することを含む請求項１１記載の方法。
  13. 【請求項１３】 前記処理するステップは、前記最大相関値に関連する前記
    遅延に関連する成分を減算することにより少なくとも１つの相関値を変更するこ
    とを含む請求項１１記載の方法。
  14. 【請求項１４】 前記減算は既知の相関関数を用いる請求項１３記載の方法
    。
  15. 【請求項１５】 前記選択するステップ、更新するステップおよび処理する
    ステップは、所定数の遅延推定値を更新し終えるまで繰り返す請求項１１記載の
    方法。
  16. 【請求項１６】 前記繰り返すステップは、レイの強度順に実行する請求項
    １５記載の方法。
  17. 【請求項１７】 遅延推定装置であって、 １組の遅延推定値を生成する手段と、 複数の遅延値に対応する相関値を発生する手段と、 前記１組の遅延推定値に応じて前記相関値を変更することにより前記相関値を
    処理し、処理済み補正値を生成する手段と、 前記処理済み相関値を用いて前記遅延推定値を改善する手段と、 からなる遅延推定装置。
  18. 【請求項１８】 少なくとも１つの遅延を推定する方法であって、 １組の遅延推定値を生成するステップと、 複数の遅延値に対応する相関値を発生するステップと、 前記１組の遅延推定値に応じて前記相関値を変更することにより、前記相関値
    を処理し、処理済み相関値を生成するステップと、 前記処理済み相関値を用いて前記遅延推定値を改善するステップと、 からなることを特徴とする方法。
  19. 【請求項１９】 更に、前記処理するステップおよび改善するステップを繰
    り返すことを含む請求項１８記載の方法。
  20. 【請求項２０】 更に、複数の遅延推定値の各々を改善し終えるまで、前記
    処理するステップおよび改善するステップを繰り返すことを含む請求項１８記載
    の方法。
  21. 【請求項２１】 前記処理するステップは、前記１組の遅延推定値における
    １つの遅延に関連する少なくとも１つの成分を減算することによって、少なくと
    も１つの相関値を変更することを含む請求項１８記載の方法。
  22. 【請求項２２】 遅延推定装置であって、 複数の遅延において相関値を発生する手段と、 複数の遅延推定値集合候補を生成する手段と、 各遅延推定値集合候補に関連するメトリックを計算する手段と、 前記計算したメトリックを用いて、前記複数の遅延推定値集合候補の中から遅
    延推定値集合を選択する手段と、 前記選択した遅延推定値集合を用いて、複数の遅延推定値を生成する手段と、 からなる遅延推定装置。
  23. 【請求項２３】 少なくとも１つの初期遅延推定値近傍の遅延についてのみ
    相関値を発生する請求項２２記載の遅延推定装置。
  24. 【請求項２４】 各メトリックは、前記相関値と、前記複数の遅延推定値候
    補のいくつかを用いて遅延した相関関数の加重和との間の二乗誤差を表わす、 請求項２２記載の遅延推定装置。
  25. 【請求項２５】 各メトリックは最尤推定メトリックである請求項２２記載
    の遅延推定装置。
  26. 【請求項２６】 各メトリックは、前記遅延推定値集合候補の１つにおける
    遅延推定値候補に関連する相関値を用いる請求項２２記載の遅延推定装置。
  27. 【請求項２７】 各メトリックはチャネル係数推定値を用いる請求項２２記
    載の遅延推定装置。
  28. 【請求項２８】 各メトリックはパルス形状情報を用いる請求項２２記載の
    遅延推定装置。
  29. 【請求項２９】 少なくとも１つの遅延を推定する方法であって、 複数の遅延において相関値を発生するステップと、 複数の遅延推定値集合候補を生成するステップと、 各遅延推定値候補に関連するメトリックを計算し、計算結果を生成するステッ
    プと、 前記計算結果の１つを選択するステップと、 前記選択した計算結果に対応する前記遅延推定値集合候補を用いて、複数の遅
    延推定値を生成するステップと、 からなる方法。
  30. 【請求項３０】 各メトリックは、前記相関値と、前記複数の遅延推定値候
    補のいくつかを用いて遅延した相関関数の加重和との間の二乗誤差を表わす、 請求項２９記載の方法。
  31. 【請求項３１】 各メトリックは、前記遅延推定値集合候補の１つにおける
    遅延推定値候補に関連する相関値を用いて計算する請求項２９記載の方法。
  32. 【請求項３２】 各メトリックは、チャネル係数推定値を用いて計算する請
    求項２９記載の方法。
  33. 【請求項３３】 各メトリックは、パルス形状情報を用いて計算する請求項
    ２９記載の方法。
  34. 【請求項３４】 遅延推定装置であって、 複数の遅延において相関値を発生する手段と、 第１遅延推定値候補を生成する手段と、 前記第１遅延推定値候補に関連する第１メトリック集合を計算する手段と、 前記第１メトリクス集合から最良のメトリックを選択し、第１遅延推定値を生
    成する手段と、 第２遅延推定値候補を生成する手段と、 前記第２遅延推定値候補に関連する第２メトリック集合を計算する手段と、 前記第２メトリクス集合から最良メトリックを選択し、第２遅延推定値を生成
    する手段と、 からなる遅延推定装置。
  35. 【請求項３５】 前記メトリックは、前記相関値と、前記複数の遅延推定値
    のいくつかを用いて遅延した相関関数の加重和との間の二乗誤差を表わす請求項
    ３４記載の遅延推定装置。
  36. 【請求項３６】 前記メトリックは最尤推定メトリックを表わす請求項３４
    記載の遅延推定装置。
  37. 【請求項３７】 各メトリック集合は、前記遅延推定値集合候補の１つにお
    ける遅延推定値候補に関連する相関値を用いて計算する請求項３４記載の方法。
  38. 【請求項３８】 各メトリック集合は、チャネル係数推定値を用いて計算す
    る請求項３４記載の方法。
  39. 【請求項３９】 各メトリック集合は、パルス形状情報を用いて計算する請
    求項３４記載の方法。
  40. 【請求項４０】 少なくとも１つの遅延を推定する方法であって、 複数の遅延において相関値を発生するステップと、 複数の第１遅延推定値候補を生成するステップと、 前記第１遅延推定値候補に関連する第１メトリック集合を計算し、第１計算結
    果を生成するステップと、 前記第１計算結果に基づいて第１遅延推定値を生成するステップと。 複数の第２遅延推定値候補を生成するステップと、 前記第２遅延推定値候補に関連する第２メトリック集合を計算し、第２計算結
    果を生成するステップと、 前記第２計算結果に基づいて第２遅延推定値を生成するステップと、 からなる方法。
  41. 【請求項４１】 前記メトリックは、前記相関値と、前記複数の遅延推定値
    候補のいくつかを用いて遅延した相関関数の加重和との間の二乗誤差を表わす請
    求項４０記載の方法。
  42. 【請求項４２】 各メトリック集合は、前記遅延推定値集合候補の１つにお
    ける遅延推定値候補に関連する相関値を用いて計算する請求項４０記載の方法。
JP2000528030A 1998-01-12 1999-01-12 直接スペクトル拡散通信システムにおけるマルチパス遅延推定方法および装置 Pending JP2002501323A (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/005,580 US6839378B1 (en) 1998-01-12 1998-01-12 Method and apparatus for multipath delay estimation in direct sequence spread spectrum communication systems
US09/005,580 1998-01-12
PCT/US1999/000372 WO1999035763A1 (en) 1998-01-12 1999-01-12 Method and apparatus for multipath delay estimation in direct sequence spread spectrum communication systems

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2002501323A true JP2002501323A (ja) 2002-01-15

Family

ID=21716597

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2000528030A Pending JP2002501323A (ja) 1998-01-12 1999-01-12 直接スペクトル拡散通信システムにおけるマルチパス遅延推定方法および装置

Country Status (16)

Country Link
US (1) US6839378B1 (ja)
EP (1) EP1048127B1 (ja)
JP (1) JP2002501323A (ja)
KR (1) KR100752015B1 (ja)
CN (1) CN1137551C (ja)
AR (1) AR015508A1 (ja)
AU (1) AU747307B2 (ja)
BR (1) BRPI9906840B1 (ja)
CO (1) CO4820425A1 (ja)
DE (1) DE69929032T2 (ja)
EE (1) EE200000413A (ja)
HK (1) HK1035086A1 (ja)
IL (1) IL137263A (ja)
MY (1) MY124669A (ja)
TR (1) TR200002016T2 (ja)
WO (1) WO1999035763A1 (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006524971A (ja) * 2003-04-28 2006-11-02 テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） 電力遅延プロファイルから信号レイを除去することによりマルチパス遅延を推定する方法および受信機
JP2007327939A (ja) * 2006-04-11 2007-12-20 Sony Corp 超広帯域信号の一又はそれ以上のパラメータを推定する方法と超広帯域信号を受信する受信機システム
JP2008216111A (ja) * 2007-03-06 2008-09-18 Mitsubishi Electric Corp 測距装置及び測位装置並びに測距方法及び測位方法

Families Citing this family (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6560273B1 (en) 1998-10-07 2003-05-06 Ericsson Inc. Delay searcher and delay trackers interaction for new delays assignment to rake fingers
WO2000025435A2 (de) * 1998-10-27 2000-05-04 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum steuern von speicherzugriffen bei 'rake'-empfängern mit 'early-late tracking'
US7154970B1 (en) * 1999-02-10 2006-12-26 At&T Corp. Differential transmitter diversity technique for wireless communications
US6314130B1 (en) * 1999-04-28 2001-11-06 Dspc Technologies, Ltd. System and method for joint time tracking of multiple paths
CN1148889C (zh) 1999-11-26 2004-05-05 诺基亚网络有限公司 瑞克接收机
JP3468189B2 (ja) * 2000-02-02 2003-11-17 日本電気株式会社 パターン生成回路及びそれを用いたマルチパス検出回路並びにそのマルチパス検出方法
AU2004202130B2 (en) * 2000-02-02 2006-11-09 Nec Corporation Pattern Generation Circuit, Multi-path Detection Circuit Employing the Same and Multi-path Detection Method
US6937603B1 (en) * 2000-06-02 2005-08-30 Intel Corporation Optimizing buffer latency in a streamed packet delivery session
GB0016663D0 (en) * 2000-07-06 2000-08-23 Nokia Networks Oy Receiver and method of receiving
US6901105B1 (en) 2000-08-28 2005-05-31 Koninklijke Philips Electroncs N.V. Tracking of a multi-path resolved signal in a rake receiver
CN1913395A (zh) * 2000-08-30 2007-02-14 松下电器产业株式会社 数据传送装置、无线电通信系统及无线电通信方法
US7020175B2 (en) * 2000-09-21 2006-03-28 Motorola, Inc. MMSE reception of DS-CDMA with transmit diversity
JP3428637B2 (ja) * 2000-11-27 2003-07-22 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ受信機のマルチパス検出方法および回路
JP3510589B2 (ja) * 2000-12-15 2004-03-29 Ｎｅｃエレクトロニクス株式会社 セルサーチ方法およびセルサーチ装置
US7769078B2 (en) 2000-12-22 2010-08-03 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Apparatus, methods and computer program products for delay selection in a spread-spectrum receiver
JP2002232327A (ja) 2001-02-05 2002-08-16 Nec Corp 受信装置に用いるパス選択方法および回路
WO2002087141A1 (fr) * 2001-04-16 2002-10-31 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Procede et appareil de synchronisation de trames
US7184492B2 (en) 2003-02-10 2007-02-27 Ericsson Inc. Using antenna arrays in multipath environment
JP3751600B2 (ja) * 2003-03-27 2006-03-01 株式会社東芝 受信装置及び受信方法
US7239677B2 (en) * 2003-04-29 2007-07-03 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for soft symbol scaling
WO2004107600A1 (en) * 2003-05-27 2004-12-09 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Selecting fingers for rake combining
EP1482650A1 (en) * 2003-05-27 2004-12-01 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Selecting fingers for RAKE combining
US7469024B2 (en) * 2003-09-02 2008-12-23 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for finger placement in rake receiver
US8964912B2 (en) * 2005-05-31 2015-02-24 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Adaptive timing recovery via generalized RAKE reception
DE602005019114D1 (de) * 2005-07-07 2010-03-11 Nat Inst Inf & Comm Tech Vorrichtung und verfahren zur verzögerungsschätzung
US20070021086A1 (en) * 2005-07-22 2007-01-25 Industrial Technology Research Institute Method for path selection and signal processing in wireless communications system
CN101170527B (zh) * 2006-10-24 2010-07-14 中兴通讯股份有限公司 一种基于mmse的mlse简化检测方法及其装置
EP2140562B1 (en) * 2007-04-02 2014-08-13 Core Wireless Licensing S.a.r.l. Methods, apparatuses and computer program products for code correlation of multi-path spread spectrum signals
US8045600B2 (en) * 2008-04-29 2011-10-25 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for compensating for processing timing misalignment in a communication receiver
EP2273687B1 (en) * 2009-07-01 2016-12-07 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Multi-path timing tracking and impairment modeling for improved grake receiver performance in mobility scenarios
CN101945069B (zh) * 2009-07-08 2014-02-26 电信科学技术研究院 一种调整数字预失真反馈延时的方法和装置
US8798176B2 (en) * 2009-07-10 2014-08-05 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Joint time/frequency processing for wireless receivers
CN102638290B (zh) * 2012-03-15 2015-12-09 北京邮电大学 一种基于信道测量的多径信号分量提取方法及装置
CN113190994A (zh) * 2021-04-28 2021-07-30 北京航天飞行控制中心 模型的修正方法及装置、存储介质及电子装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4007330A (en) * 1975-08-13 1977-02-08 Bunker Ramo Corporation Method and apparatus for demodulation of relative phase modulated binary data
US4550414A (en) * 1983-04-12 1985-10-29 Charles Stark Draper Laboratory, Inc. Spread spectrum adaptive code tracker
US5390207A (en) * 1990-11-28 1995-02-14 Novatel Communications Ltd. Pseudorandom noise ranging receiver which compensates for multipath distortion by dynamically adjusting the time delay spacing between early and late correlators
US5493588A (en) * 1992-01-22 1996-02-20 Trimble Navigation Limited Multipath compensation for code phase signals
US5414729A (en) 1992-01-24 1995-05-09 Novatel Communications Ltd. Pseudorandom noise ranging receiver which compensates for multipath distortion by making use of multiple correlator time delay spacing
US5615232A (en) * 1993-11-24 1997-03-25 Novatel Communications Ltd. Method of estimating a line of sight signal propagation time using a reduced-multipath correlation function
FI935834A (fi) 1993-12-23 1995-06-24 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä kaikukohtaan sovittautumiseksi kaiunpoistajassa

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006524971A (ja) * 2003-04-28 2006-11-02 テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） 電力遅延プロファイルから信号レイを除去することによりマルチパス遅延を推定する方法および受信機
JP2007327939A (ja) * 2006-04-11 2007-12-20 Sony Corp 超広帯域信号の一又はそれ以上のパラメータを推定する方法と超広帯域信号を受信する受信機システム
JP2008216111A (ja) * 2007-03-06 2008-09-18 Mitsubishi Electric Corp 測距装置及び測位装置並びに測距方法及び測位方法
JP4623027B2 (ja) * 2007-03-06 2011-02-02 三菱電機株式会社 測距装置及び測位装置並びに測距方法及び測位方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN1137551C (zh) 2004-02-04
KR100752015B1 (ko) 2007-08-28
IL137263A (en) 2005-07-25
AU747307B2 (en) 2002-05-16
EE200000413A (et) 2001-12-17
MY124669A (en) 2006-06-30
DE69929032T2 (de) 2006-08-24
AR015508A1 (es) 2001-05-02
BR9906840A (pt) 2000-10-17
DE69929032D1 (de) 2006-01-26
CN1288613A (zh) 2001-03-21
WO1999035763A1 (en) 1999-07-15
AU2216799A (en) 1999-07-26
TR200002016T2 (tr) 2001-01-22
IL137263A0 (en) 2001-07-24
EP1048127A1 (en) 2000-11-02
BRPI9906840B1 (pt) 2017-05-30
US6839378B1 (en) 2005-01-04
CO4820425A1 (es) 1999-07-28
EP1048127B1 (en) 2005-12-21
HK1035086A1 (en) 2001-11-09
KR20010034086A (ko) 2001-04-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1048127B1 (en) Method and apparatus for multipath delay estimation in direct sequence spread spectrum communication systems
JP3961703B2 (ja) Ｒａｋｅ受信機、並びにｒａｋｅ受信機におけるフィンガー処理要素の割当て及び調整方法
KR100694927B1 (ko) 주기적으로 삽입되는 파일럿 기호를 사용하는 다중 경로전파 지연 결정 장치
KR100668204B1 (ko) 코드 분할 다중 접속 수신기에 대한 파일럿 강도 측정 및다중 경로 지연 탐색기
US6330271B1 (en) CDMA receiver that shares a tracking device among multiple rake branches
JP2002527927A (ja) Ｒａｋｅ受信機の混信除去方法およびその装置
EP1290814A1 (en) An improved method for estimating adaptive array weights in a wireless communication system
JP2001525628A (ja) 位相同期平均化電力推定の方法及び装置
JP2001333002A (ja) 移動通信システムにおける送信アンテナウェイト推定方法および移動通信端末
JP2001211104A (ja) 受信機および符号分割多元接続システム
JP2001036433A (ja) 向上した経路サーチャを有するｃｄｍａ伝送のための受信機と方法
KR20000047620A (ko) 통신 단말 장치 및 무선 통신 방법
JP2000516419A (ja) 通信システム用装置および方法
JP2002506595A (ja) 受信方法及び受信器
EP0988710A2 (en) A delay estimation method and a receiver
KR100558113B1 (ko) 페이딩 적응형 공간-시간 배열 수신 시스템 및 그 방법
KR100383670B1 (ko) 공간-시간 배열 수신 시스템 및 페이딩 채널에 의한 왜곡 보상 방법
Latva-aho et al. Parallel interference cancellation based delay tracker for CDMA receivers
US7756191B2 (en) Deconvolution searcher for wireless communication system
RU2332800C2 (ru) Способ поиска в системе связи множественного доступа с кодовым разделением каналов
JP2003318780A (ja) パス補足方法及びこの方法を利用するｃｄｍａ受信装置
JP2002353857A (ja) Ｒａｋｅ受信機およびｒａｋｅ受信方法

Legal Events

Date Code Title Description
A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20031219