CN111694027B - 超大动态扩频信号捕获方法与装置 - Google Patents
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Abstract
本申请涉及一种超大动态扩频信号捕获方法与装置，采用基于PMF‑FFT的频域并行法，对划分的频率区域进行第一轮PMF‑FFT计算与遍历搜索，基于得到的提取码维峰值与最大旁瓣值选取搜索的中心频点，再进行第二轮PMF‑FFT计算与遍历搜索，根据更新得到的码维峰值与最大旁瓣值作为门限检测量，能够在任意调制信息的符号模式下快速捕获超大动态扩频信号的即时码相位，等待即时码相位归零时刻启动跟踪，从而高效且准确捕获超大动态扩频信号。
Description
技术领域
本申请涉及无线电导航与测控通信领域，尤其涉及一种超大动态扩频信号捕获方法与装置。
背景技术
超大动态是指目标相对于基站处于高速运动中，从而产生较大动态的多普勒频率偏差附加于接收载波信号上，根据多普勒效应，在相对运动速度一定的情况下，载波工作频段越高，相应的多普勒频率偏差也就越大，两者叠加从而产生超大动态的多普勒频率偏差。通常情况下以载波多普勒频率变化范围、频率变化率以及频率变化加速度的最大包络定义动态指标，例如载波工作在2GHz(S频段)时的大动态多普勒频率偏差指标分别为30KHz、3KHz/s、30Hz/s2，那么在同等条件下，当载波工作在40GHz(Ka频段)时相应的多普勒频率偏差变成了600KHz、60KHz/s、600Hz/s2超大动态指标。
快速捕获是指在时域和频域上进行二维信号的快速搜索计算，通过门限检测机制估计出即时时刻接收信号的码相位与载波多普勒频率的过程。目前常见的快速捕获方法主要可分为：滑动相关法、匹配滤波器法、时域并行快速傅里叶变换(Fast FourierTransform，FFT)法和频域并行FFT法，其中除了频域并行FFT法存在额外的处理损耗外，其余三种实现方法在数学上是完全等价的。
快速捕获性能评价指标包括：捕获计算复杂度、捕获时间、捕获灵敏度以及可适应的动态条件等。其中，捕获计算复杂度是指实现算法所需要的计算量、计算单元类型、字长和数量等。捕获时间则与可适应的动态条件有密切关系，捕获时间越短可适应的动态条件就越大。捕获灵敏度主要由相干积分长度和选取的检测量决定，若不存在调制信息的影响，则可通过加长积分时间提高检测灵敏度，否则跨信息积分会使检波峰值衰减并导致检测频率扩散，其频率扩散方式取决于调制信息的符号模式，频率扩散的最大范围与调制信息的符号速率有关。
从硬件实现角度，当搜索的频率单元数较多时，在数学上计算复杂度最低的捕获方法为频域并行FFT法，频域并行FFT法又分为分段相关累加结合FFT(SegmentCorrelation Accumulation–FFT，SCA-FFT)法和部分匹配滤波器结合FFT(Partial MatchFilter–FFT，PMF-FFT)法。在同样的频率搜索范围要求下，前者通过部分相关器组实现伪码相位的并行搜索，实时性要求不高，但捕获速度受处理速度的限制，后者则采用部分匹配滤波器实现伪码相位的并行搜索，捕获速度不受处理速度限制，适合大动态环境下的应用，但实时性要求较高，需要建立在匹配滤波运算的基础之上，硬件资源消耗大。因此，如何在有限的硬件资源条件下，通过改进基于PMF-FFT法的频域并行捕获算法降低处理损耗，增强检测性能，并优化其硬件实现结构使其能够满足实时性处理要求是当前需要突破的核心技术难点。
发明内容
基于此，有必要针对上述技术问题，提供一种高效且准确的超大动态扩频信号捕获的方法与装置。
本申请提供了一种超大动态扩频信号捕获方法，所述方法包括步骤：
分别对划分的频率区域进行第一轮PMF-FFT计算与遍历搜索，每个频率区域均采用PMF-FFT计算提取码维峰值与最大旁瓣值，记录多个所述码维峰值与最大旁瓣值之差；
以所述划分频率区域的中心载波多普勒频点进行码多普勒时域补偿；
选取所述码维峰值与最大旁瓣值之差的最大值所对应的频点作为搜索的中心频点；
根据所述搜索的中心频点，进行第二轮PMF-FFT计算与遍历搜索，采用PMF-FFT计算提取码维峰值与最大旁瓣值，记录所述码维峰值与最大旁瓣值之比；
根据所述码维峰值与最大旁瓣值之比进行相对门限检测，得到匹配码相位以及信息调制下的峰值频率；
根据所述匹配码相位计算即时码相位，并等待即时码相位归零时刻启动跟踪。
在其中一个实施例中，采用PMF-FFT计算提取码维峰值与最大旁瓣值包括：
将采样频率为fs的数字中频信号与中频信号标称频率通过数字下变频器进行混频后再进行滤波抽取，滤波抽取后的采样频率f′s的值为扩频的码速率fc的整数倍；
通过采用固定时延缓存结构的PMF进行码相位搜索，其中PMF由多个DMF级联而成；
采用L点FFT运算器完成频域并行计算；
对FFT运算器输出数据流进行频域移位截断、频域加权汉宁窗、相邻残差补偿处理；
根据处理后的所述FFT输出数据，提取码维峰值与最大旁瓣值。
在其中一个实施例中，相邻残差补偿包括通过相邻残差补偿技术，利用4个相邻搜索单元内的相干能量和替代原始1个搜索单元的能量。
在其中一个实施例中，所述采用L点FFT运算器完成频域并行计算包括：
从多个所述DMF输出的数据流中提取PMF有效输出数据进行并转串处理；
将所述并转串处理后的数据流进行L点基2-FFT处理。
在其中一个实施例中，所述L点FFT运算器的频率检测范围为(-f′s/2I,+f′s/2I)，等效积分时长为Tcoh＝IK/f′s＝IK/(2fc)，其中I为DMF的抽头数，K为DMF级联个数。
在其中一个实施例中，所述固定时延结构包括FIFO存储器和多个级联的DMF，每个所述DMF均采用半并行FIR结构，所述FIFO存储器的一端连接抽取滤波器，所述FIFO存储器的另一端连接所述DMF。
在其中一个实施例中，所述根据所述匹配码相位计算即时码相位，并等待即时码相位归零时刻启动跟踪包括：
获取PMF-FFT捕获从相位匹配时刻到数据采集完成时刻的时延码片量C1；
获取PMF-FFT捕获从数据采集完成时刻到捕获成功时刻的时延码片量C2；
获取PMF-FFT捕获从相位匹配时刻到捕获数据对应的即时零相位时刻的时延码片量C3；
根据所述时延码片量C1、所述时延码片量C2和所述时延码片量C3，获取从捕获数据对应的即时零相位时刻到捕获成功时刻的即时码片相位C∑；
将所述即时码片相位C∑转换为跟踪起始计数时刻的即时码相位计数状态量，同时计算码相位周期点数；
根据捕获成功时刻输出的跟踪即时码相位计数状态量和跟踪码相位周期点数，采用跟踪计数器计数等待即时码相位归零时刻启动跟踪。
一种超大动态扩频信号捕获装置，包括PMF-FFT计算模块、搜索策略控制模块、门限检测模块以及时域补偿模块；
所述PMF-FFT计算模块分别对划分的频率区域进行第一轮PMF-FFT计算与遍历搜索，每个频率区域均采用PMF-FFT计算提取码维峰值与最大旁瓣值，记录多个所述码维峰值与最大旁瓣值之差；所述时域补偿模块以所述划分频率区域的中心载波多普勒频点进行码多普勒时域补偿；所述搜索策略控制模块选取所述码维峰值与最大旁瓣值之差的最大值所对应的频点作为搜索的中心频点；所述PMF-FFT计算模块根据所述搜索的中心频点，进行第二轮PMF-FFT计算与遍历搜索，采用PMF-FFT计算提取码维峰值与最大旁瓣值，记录所述码维峰值与最大旁瓣值之比；所述门限检测模块根据所述码维峰值与最大旁瓣值之比进行相对门限检测，得到匹配码相位以及信息调制下的峰值频率；所述时域补偿模块根据所述匹配码相位计算即时码相位，并等待即时码相位归零时刻启动跟踪。
在其中一个实施例中，所述PMF-FFT计算模块还用于
将采样频率为fs的数字中频信号与中频信号标称频率通过数字下变频器进行混频后再进行滤波抽取；通过采用固定时延缓存结构的PMF进行码相位搜索，其中PMF由多个DMF级联而成；采用L点FFT运算器完成频域并行计算；对FFT运算器输出数据流进行频域移位截断、频域加权汉宁窗、相邻残差补偿处理；根据处理后的所述FFT输出数据，提取码维峰值与最大旁瓣值，其中，滤波抽取后的采样频率f′s的值为扩频的码速率fc值的整数倍。
在其中一个实施例中，所述时域补偿模块还用于获取PMF-FFT捕获从相位匹配时刻到数据采集完成时刻的时延码片量C1；获取PMF-FFT捕获从数据采集完成时刻到捕获成功时刻的时延码片量C2；获取PMF-FFT捕获从相位匹配时刻到捕获数据对应的即时零相位时刻的时延码片量C3；根据所述时延码片量C1、所述时延码片量C2和所述时延码片量C3，获取从捕获数据对应的即时零相位时刻到捕获成功时刻的即时码片相位C∑；将所述即时码片相位C∑转换为跟踪起始计数时刻的即时码相位计数状态量，同时计算码相位周期点数；根据捕获成功时刻输出的跟踪即时码相位计数状态量和跟踪码相位周期点数，采用跟踪计数器计数等待即时码相位归零时刻启动跟踪。
本申请超大动态扩频信号捕获方法与装置，采用基于PMF-FFT的频域并行法，对划分的频率区域进行第一轮PMF-FFT计算与遍历搜索，基于得到的提取码维峰值与最大旁瓣值选取搜索的中心频点，再进行第二轮PMF-FFT计算与遍历搜索，根据更新得到的码维峰值与最大旁瓣值作为门限检测量，能够在任意调制信息的符号模式下快速捕获超大动态扩频信号的即时码相位，等待即时码相位归零时刻启动跟踪，从而高效且准确捕获超大动态扩频信号。
附图说明
图1为本申请实施方式中超大动态扩频信号捕获方法的流程示意图；
图2为本申请实施方式中基于PMF-FFT提取码维峰值与最大旁瓣值的数据处理流程示意图；
图3为本申请实施方式中基于固定时延缓存的PMF-FFT处理时序示意图；
图4为本申请实施方式中基于2路触发器复用的DMF半并行硬件结构示意图；
图5为本申请实施方式中基于DMF级联的PMF结构示意图；
图6为本申请实施方式中本地伪码初始化数据写入顺序示意图；
图7为本申请实施方式中一类PMF输出的有效数据流示意图；
图8为本申请实施方式中二类PMF输出的有效数据流示意图；
图9为本申请实施方式中频域移位截断处理的地址映射关系图；
图10为本申请实施方式中频域移位截断处理的数据流示意图；
图11为本申请实施方式中频域加权汉宁窗处理的数据流示意图；
图12为本申请实施方式中相邻残差补偿的数据流示意图；
图13为本申请实施方式中一类相邻码距残差补偿的数据流示意图；
图14为本申请实施方式中二类相邻码距残差补偿的数据流示意图；
图15为本申请实施方式中检测量搜索中的同步读写处理时序示意图；
图16为本申请实施方式中基于PMF-FFT频域并行法的2轮搜索判决控制状态转换图；
图17为本申请实施方式中基于PMF-FFT频域并行法的捕获牵入跟踪时序示意图；
图18为本申请实施方式中超大动态扩频信号捕获装置的结构框图。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施方式，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施方式仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
如图1所示，本申请提供了超大动态扩频信号捕获方法，包括步骤：
S100：分别对划分的频率区域进行第一轮PMF-FFT计算与遍历搜索，每个频率区域均采用PMF-FFT计算提取码维峰值与最大旁瓣值，记录多个码维峰值与最大旁瓣值之差。
S200：以划分频率区域的中心载波多普勒频点进行码多普勒时域补偿；
S300：选取码维峰值与最大旁瓣值之差的最大值所对应的频点作为搜索的中心频点；
S400：根据搜索的中心频点，进行第二轮PMF-FFT计算与遍历搜索，采用PMF-FFT计算提取码维峰值与最大旁瓣值，记录码维峰值与最大旁瓣值之比；
S500：根据码维峰值与最大旁瓣值之比进行相对门限检测，得到匹配码相位以及信息调制下的峰值频率；
S600：根据匹配码相位计算即时码相位，并等待即时码相位归零时刻启动跟踪。
本申请超大动态扩频信号捕获方法，采用基于PMF-FFT的频域并行法，对划分的频率区域进行第一轮PMF-FFT计算与遍历搜索，基于得到的提取码维峰值与最大旁瓣值选取搜索的中心频点，再进行第二轮PMF-FFT计算与遍历搜索，根据更新得到的码维峰值与最大旁瓣值作为门限检测量，能够在任意调制信息的符号模式下快速捕获超大动态扩频信号的即时码相位，等待即时码相位归零时刻启动跟踪，从而高效且准确捕获超大动态扩频信号。
如图2所示，采用PMF-FFT提取码维峰值与最大旁瓣值包括如下步骤：
步骤一：将采样频率为fs的数字中频信号与中频信号标称频率通过数字下变频器进行混频和滤波抽取。滤波抽取后的采样频率f′s的值与扩频的码速率fc值成倍数关系，优选的，滤波抽取后的采样频率f′s的值为扩频的码速率fc值的两倍。
步骤二：通过采用固定时延缓存结构的PMF进行码相位搜索，其中PMF由多个DMF级联而成。
步骤三：采用L点FFT运算器完成频域并行计算。
步骤四：对FFT运算器输出数据流进行频域移位截断、频域加权汉宁窗、相邻残差补偿处理。其中，可以采用频域移位截取-π/2～+π/2内的FFT输出结果，减少相干积累损耗；采用频域加权汉宁窗的方法减少FFT计算的扇贝损失；相邻残差补偿具体可以是通过相邻残差补偿技术，利用4个相邻搜索单元内的相干能量和替代原始(这里原始只是目前常规、传统的)1个搜索单元的能量，一般来说N＝1。
步骤五：根据处理后的所述FFT输出数据，提取码维峰值与最大旁瓣值。进一步，可以根据提取的码维峰值与最大旁瓣值得到码维峰值与最大旁瓣值之比或得到码维峰值与最大旁瓣值之差。
以下结合图2，对基于PMF-FFT提取码维峰值与最大旁瓣值的数据处理流程进行具体说明。
第一步：在捕获开始时，将数字中频信号r(n)与中频信号标称频率ωIF通过数字下变频器进行混频，再经过滤波抽取至2fc采样率；
第二步：通过采用固定时延缓存结构的PMF进行码相位搜索，其中PMF由多个DMF级联而成；每个DMF均采用半并行FIR(有限脉冲响应)实现结构，通过引入触发器复用数M，在系统处理时钟频率fsys下完成时分复用计算，具有资源消耗少，且更易于提取配置参数等优势；
第三步：从各DMF输出的数据流中提取PMF有效输出数据进行并转串处理，将并转串处理后的数据流进行L点基2-FFT处理，FFT处理器的工作模式为流水(Streaming)模式，输出的串行数据流是0～2π的数字域自然序列；
第四步，根据FFT输出数据流完成频域移位截断、频域加权汉宁窗、相邻残差补偿以及检测量搜索的流水处理，其数据处理流程如下所述：
首先，对FFT输出数据流进行频域移位截断，将其转换为以中心对称的-π/2～π/2数字域自然序列；其次，通过存储器读写操作完成频域加权汉宁窗与相邻残差补偿计算的数据流构建，采用移位加减法实现流水处理；然后，通过时延器构建相邻码距残差补偿计算的并行数据流，采用移位加减、加法器和乘法器实现平方率检波计算的流水处理，实现平方检测量数据流输出；最后，利用FIFO对平方检测数据流进行2分频处理构建提取码维峰值与最大旁瓣值所需的数据流。本申请中，只需要在数据间预留1个时钟处理余量就可满足两个维度的检测量搜索，资源占用小。
第五步，在只有1个时钟节拍处理余量时序约束下，完成如下两个逻辑处理任务，获取当前PMF-FFT信号搜索的码维峰值与最大旁瓣值，相应的逻辑处理任务描述如下：
1、利用冒泡法，对比较后的状态进行各序号间的独立排序，获得当前的第1(峰值)2/3/4大值、峰值左右相邻的检测值及这些峰值对应的码相位引索值；
2、利用存储器，对当前的第1(峰值)/2/3/4大值，峰值左右相邻的检测值及这些峰值对应的码相位引索值进行写入和读出操作。
通过上述采用PMF-FFT提取码维峰值与最大旁瓣值数据处理流程，可根据每次PMF-FFT搜索的目的，通过码维峰值与最大旁瓣值的差值或比值，分别完成捕获搜索策略下信号的频率区域和门限检测判决输出。实现在扩频信号处于超大动态时，对其进行捕获跟踪，满足不同动态条件下对捕获参数进行快速调整的需要。
前述实施方式中，每次的PMF-FFT计算均引入频域移位截断、频域加窗以及相邻残差补偿技术降低处理损耗，其中PMF-FFT计算具体的信号处理步骤如下所述：
第一步，通过数字下变频器将采样率为fs的数字中频信号与中频信号标称频率进行混频，再经过滤波抽取至2fc采样率，其中fc为扩频的码速率，为了便于描述，令f′s＝2fc表示抽取后的采样频率。
第二步，通过部分匹配滤波器(PMF)进行码相位搜索，其中PMF采用固定时延缓存的实现结构，由若干个数字匹配滤波器(Digital Matched Filter，DMF)级联而成，第k个DMF输出信号模型为：
式中，A为数字中频信号幅度，τm为搜索的伪码相位单元，码距为0.5Chip，R(·)为伪码自相关函数，Δτm为伪码匹配误差，I表示DMF的抽头数，K为DMF级联个数，fd为数字下变频后残留的载波多普勒频率，为滤波后的载波初相。
第三步，采用L点基2-FFT运算器完成频域并行计算，其频率检测范围为(-f′s/2I,+f′s/2I)，等效积分时长为Tcoh＝IK/f′s＝IK/(2fc)。本申请中，DMF级联个数K与FFT计算的点数L取值一样均为2的整数次幂，为了区别其物理意义，FFT运算点数仍用L表示，对应二维检测单元信号模型为：
式中，l＝0,1,…,L-1为并行搜索的多普勒频率单元序号，为FFT运算后的载波初相，第一个分数项为相干积累损耗幅值，第二个分数项为直接FFT计算的扇贝损失幅值。
第四步，频域移位截取-π/2～+π/2内的FFT输出结果，通过频域加权汉宁窗的方法减少相干积累损耗和直接FFT计算的扇贝损失，其计算模型如下所述：
将式(2)代入式(3)可得加窗后的二维检测单元对应的信号模型为：
式中l的取值范围变为l＝-L/4-1,…,-1,0,1,…,L/4。对式(4)的幅频响应表达式进行数值计算可知，其相干积累的最大损耗为1.6dB，扇贝损失从0～3.9dB压缩至0～1.4dB，降低了PMF-FFT处理能量损失。
第五步，通过相邻残差补偿技术，利用4个相邻搜索单元内的相干能量和替代传统1个搜索单元的能量。其中，相干积累保证了噪声统计特性不发生改变，4个单元的能量又完全包裹了检测信号的全部能量，这就额外的提高了门限检测量的输入信噪比，其信号处理模型如下所述：
不失一般性，假设接收信号的伪码相位τ0和数字归一化载波频率ω0满足：
τm-1<τ0≤τm，ωl-1<ω0≤ωl
式中，τm表示伪码峰值检测单元对应的匹配码相位，ωl＝l/L表示频率峰值检测单元对应的数字归一化载波频率。那么，搜索单元(τm,ωl)、(τm-1,ωl)、(τm,ωl-1)和(τm-1,ωl-1)对应的四个检测量对于其他搜索单元均具有较高的信噪比。由于数据缓存操作使得PMF-FFT处理中不同检测单元下的起始相位均可视为定值，因此搜索单元τm与τm-1的频域加窗FFT计算的相位相同，而搜索单元ωl与ωl-1由于本地载波频率不同，两者间存在固定的相位差/>其取值可通过式(4)频域加权汉宁窗处理模型的数值计算获得。由于数值计算结果显示相邻频率单元间的固定相位差/>无限接近于π，因此工程实现时可直接代入π值进行计算，这就极大的简化了频域残差补偿的实现难度。因此，根据上面的分析，定义组合检测量us(τm,ωl)为：
将代入可得：
us(τm,ωl)＝[y′s(τm,ωl)-y′s(τm,ωl-1)]+[y′s(τm-1,ωl)-y′s(τm-1,ωl-1)] 式(5)
为了便于流水处理，按照数据流的处理顺序，定义相邻频率残差uf,s(τm,ωl)，uf,s(τm-1,ωl)为：
那么，组合检测量us(τm,ωl)可采用相邻码距残差计算法进行计算，即：
us(τm,ωl)＝uf,s(τm,ωl)+uf,s(τm-1,ωl) 式(7)
第六步，提取码维峰值与最大旁瓣值作为匹配码相位的检测量，供门限判决使用。
图3为本申请实施方式中基于固定时延缓存的PMF-FFT处理时序示意图。该示意图示例性地说明了第1轮频域搜索的PMF-FFT时序处理过程，该过程是决定捕获时间指标与动态适应能力的关键。与实时实现结构相比，在搜索的速度性能上，基于固定时延缓存的PMF-FFT实现结构主要在频率区域搜索间隔中增加了固定时延量Tdelay，其量值主要取决于每个DMF的处理速度。而每个DMF的处理速度只与其抽头数I、触发器数M以及该结构增加的FIFO资源有关。由于每个DMF均通过时分复用进行计算，因此较实时结构大幅度降低了硬件资源的消耗。换而言之，这种实现结构可根据FIFO后端的时序处理要求灵活的进行速度和资源的相互置换，其关键的时序参数计算步骤如下所述：
第一步，确定引入FIFO的输入端数据速率fin和数据采集时间Tin。因为FIFO位于抽取滤波器和DMF之间，因此FIFO的数据输入速率即为抽取速率，数据采集时间即为等效相干积累时长下，每次PMF-FFT信号搜索需要的数据采集时间，可以用输入数据速率和采集样本量进行计算，可得：
第二步，确定引入FIFO的输出端数据速率fout和数据处理时间Tout。由于分时复用的DMF将不再受输入抽取速率的时序约束，根据接受的资源消耗，调整DMF抽头数I和触发器复用数M就可确定FIFO输出端(即DMF输入与输出)的数据速率。此时的数据处理时间即为完成每次PMF-FFT信号搜索的时间。它同样可以用输出数据速率和采集样本量进行计算，可得：
式中，fsys为系统处理时钟频率，Ncoh为等效的相干积分周期数：
Ncoh＝I·K/(2Lc)
第三步，利用常量步调脉冲计算法确定FIFO的深度DFIFO。这里引入抽取滤波群时延Tgroup，假设FIFO输入输出数据速率对于脉冲的持续时间T(即数据采集时间Tin)来说均为常量。那么，以数据写入起始时刻为时标，在时延Tgroup后启动数据输出，则FIFO的最大深度尺寸为：
因为采用的是正交解调方法，所以FIFO的输入输出数据位宽为量化位宽的两倍。根据FIFO设定的存储深度和输入数据数据位宽即可确定FIFO所需的存储资源大小。
第四步，根据时延模型确定每次PMF-FFT信号搜索处理的固定时延量Tdelay和Twait。其中，固定时延量Tdelay可视为脉冲重复周期中的空闲部分，最后的固定时延量Twait可视为脉冲结束后用于捕获检测量计算及参数输出计算的处理等待部分。图中将FIFO输出数据分为数据处理时间Tout和每次频率区域搜索数据清零固定时延量Tclear，其中Tclear指等待启动下一个频率区域搜索时的数据清零固定时延量。DMF的处理可分为数据准备阶段和数据有效阶段，其中数据准备阶段的时间为Tprep，表示从FIFO读取数据速率fout下的等效积分数据输出时间，数据有效阶段的时间为Tvalue，表示从FIFO读取数据速率fout下的最后一个伪码数据周期输出时间。
根据式(9)的Tout和Tin可确定各频率搜索区域间的固定时延量Tdelay，即：
Tdelay＝Tout+Tclear-Tin 式(10)
式中，清零时间Tclear在评估中设为固定20个系统时钟周期长度，工程实现时可适当加长以增强逻辑时序稳定性。
由于引入了固定时延量Tdelay，根据图3时序示意图可得每次PMF-FFT信号搜索时间Tsf为：
Tsf＝Tin+Tdelay 式(11)
相应的，第1轮频率区域搜索的完成时间T1st可表示为：
T1st＝NfTsf+Twait 式(12)
其中式(12)的Nf为第1轮捕获搜索划分的频率区域数，其计算表达式为：
式中，func为频率搜索不确定度，fsco为每次PMF-FFT经过频域移位截断后的有效频率搜索范围，其计算表达式为：
fsco＝fin/(4I) 式(14)
其中式(12)的Twait在数值上可与数据准备阶段的时间Tprep一致，即
完成第1轮搜索后，根据其完成时间T1st结合动态指标可得此时的最大多普勒频偏fd_max评估表达式：
式中，f′d为多普勒频率变化速度值的最大包络，f″d为多普勒频率变化加速度值的最大包络。
根据捕获的第2轮搜索判决可知，只要捕获第1轮搜索完成后的最大多普勒频偏fd_max小于每次PMF-FFT的有效频率搜索范围fsco，即可视为满足动态要求，相应的动态适应性判决准则为：
fd_max<fsco 式(17)
若捕获的时序指标满足式(17)判决条件，则说明捕获第2轮搜索判决可以捕获到设定动态条件下的信号，否则，无法满足捕获动态适应性要求。
第五步，将每次PMF-FFT信号搜索的中心频点作为码多普勒补偿计算的相干载波频点，通过控制抽取速率来补偿各频偏下的最大码相位走动。那么，根据每次PMF-FFT信号搜索的等效相干积分周期数Ncoh和最大载波多普勒补偿误差fsco/2可得最大码相位走动量CE,max的计算表达式：
CE,max＝(Ncoh+1)·Lc·fsco/(2F0) 式(18)
式中F0为射频载波标称频率，根据码多普勒对积分的影响分析可知，一般约束最大码相位走动量CE,max不得超过0.25Chip。
第六步，根据第1轮频率区域搜索的时序参数计算，由式(8)～(18)可获得动态指标下的捕获时间指标以及动态适应能力评估数据。本申请中DMF采用触发器复用数M＝2的实现结构，系统时钟频率为fsys＝80MHz，当系统工作在30GHz的Ka频段，超高动态多普勒频移指标分别为600KHz、60KHz/s、600Hz/s2时，不同码速率与不同配置参数下的捕获性能如表1和表2所示。
表1、当码速率fc＝3.069Mcps时的捕获时间与动态适应性指标
表2、当码速率fc＝10.23Mcps时的捕获时间与动态适应性指标
图4为本申请实施方式中基于2路触发器复用的DMF半并行硬件结构示意图。图5为本申请实施方式中基于DMF级联的PMF结构示意图。在多个DMF级联的结构中，各DMF在同一取样时刻的输出即为PMF输出的结果。各DMF的输入数据流即为时延数据流，即第i个DMF的输入数据与第i+1个DMF的输入数据间的时延量为I个数据时钟周期，其中I为单个DMF的抽头数，也称为段内积分点数。在多个DMF级联的过程中，因为数据存储器存在1个时钟周期的时延，导致各级DMF的输入数据流相对前级DMF均时延1个时钟周期。为了满足各级DMF同步输出有效的结果，需要对存储器写使能信号datwen及其驱动的相关控制信号进行1次寄存的时延节拍操作。
另外，受级联数据流改变影响较大的是本地码存储过程。因为工程设计中各级DMF中的本地码拼接成了统一的存储模块，因此各级存储的本地码表也受到1节拍数据流时延的影响，导致相应的常规本地码存储规则改变，形成了变形后的PMF本地码存储表。下面分别以I＝128，K＝128和I＝128，K＝64为例进行示例性说明：
表3、配置参数为I＝128，K＝128，M＝2时，变形后PMF本地伪码存储表
其中，行地址表示本地码存储模块地址，列序号表示各级DMF的序号，存储内容为各DMF对应的本地伪码序列c[n]，序号n＝0,1,…,128*128-1表示从0起始的串行伪码序列。
表4、配置参数为I＝128，K＝64，M＝2时，变形后PMF本地伪码存储表
其中，c[n]，n＝0,1,…,128*64-1表示从0起始的串行伪码序列。
图6为本申请实施方式中本地伪码初始化数据写入顺序示意图。本申请中采用伪码生成器连续产生1bit串行伪码序列c[n]，其数据流在存储器中的映射路径如图中“→”与所示。图中的坐标标识(x,y)表示串转并的数据块，x表示存储器地址，y表示数据块引索号。其中，数据块位宽即为存储器配置位宽，主要由参数K、M决定。
因此，只要确定了每个数据块起始写入的地址偏移量Af，按数据块写入的递减顺序就可以实现变形后PMF本地伪码存储要求。其中偏移地址Af计算式为：
Af＝rem(K-k+I/M-2,I/M),k＝0,1,…,K-1
式中，rem(A,B)表示A除以B取余计算。本申请中，由于直接采用伪码生成器的串行序列完成存储器初始化功能。因此，每次遍历地址只能写入一个数据块的内容，每写一次数据块内容需将当前存储地址的内容读出，与待写入数据块内容拼接后再重新写入当前存储器地址，依此往复，直到所有数据块的内容写入为止。
由于PMF输出的有效数据流对实现结构参数I、K、M敏感，在不同的结构配置参数下，输出数据流差异较大。但是，可根据从各DMF输出数据流中提取PMF有效输出数据流的并转串处理规则进行分类，本申请将常用的M为偶数时的PMF输出有效数据流分为两类。
图7为本申请实施方式中一类PMF输出的有效数据流示意图，该图描述了I＝128，K＝64，M＝2，Lc＝1023时的PMF输出有效数据流。图8为本申请实施方式中二类PMF输出的有效数据流示意图，该图描述了I＝128，K＝128，M＝2，Lc＝1023时的PMF输出有效数据流。在图7和图8的示例中，PMF[·]表示分组独立的PMF输出有效数据流或其支路，A、B、C、D分别表示数据帧序号，各组PMF输出有效数据流中的数据序号表示各级DMF同时刻数据帧的等效积分数据，即需要进行FFT处理的串行帧数据。其中，两类数据流的特征描述如下所述：
一类PMF输出的有效数据流是指：当K≤I/M时，PMF输出有效数据流的路数为1，数据帧序号对应伪码搜索单元，帧内数据点数为L，其序号对应频率搜索单元。
二类PMF输出的有效数据流是指：当K>I/M时，PMF输出有效数据流的路数为相邻支路间的时延节拍数N＝I/M，各支路的数据帧序号取决于伪码搜索单元以M为单位进行顺序拆分的结果，各支路的帧内数据点数为L，其序号对应频率搜索单元。
图9为本申请实施方式中频域移位截断处理的地址映射关系图，图中L为FFT点数。由于各支路的PMF输出有效结果各自独立，使得后续各支路FFT处理部分的数据流时序结构保持一致，因此对FFT输出数据流进行预处理只需要考虑帧内的数据流处理。其中，FFT处理器输出的串行数据流是0,1,…,L-1的数字域自然序列，为了便于后续处理损耗补偿计算、频率搜索参数获取以及码多普勒补偿计算，首先，通过移位处理将其转换为中心对称的-L/2+1,…,-L/4-1,…,-1,0,…,L/4+1,…,L/2数字域自然序列。然后，在对称自然序列基础上进行首尾1/2截断处理，只额外保留后续同步计算处理的3个计算数据，最后，将数据序号转换成取地址并直接访问存储器输出。
图10为本申请实施方式中频域移位截断处理的数据流示意图。图11描述了本申请中，频域加权汉宁窗处理的数据流示意图。图12为本申请实施方式中相邻残差补偿的数据流示意图。它们的时序结构均适用于图7和图8所示的一类、二类PMF有效输出数据流的处理。图10、图11以及图12示例性地以I＝128，K＝64，M＝2为例，通过4帧数据流的处理过程示例性地说明了基于乒乓处理的数据移位截断实现方法，“→”与表示对FFT输出数据流进行乒乓操作的数据分解与合成处理路径，“*”表示地址帧的数据指针用于描述访问存储器输出的数据流。其中，考虑到后续加窗与频率残差补偿需要的额外数据，在移位和截位处理中需要满足后续处理的边界条件，因此这里的帧数据间隙并不是完整的1/2帧周期，在此基础上额外增加了3个数据周期。
图13为本申请实施方式中一类相邻码距残差补偿的数据流示意图，该图描述了I＝128，K＝64，M＝2，Lc＝1023时的相邻码距残差补偿处理数据流，以线段表示各支路的帧数据流，时延量通过双向直线箭头进行标示。当K＝I/M时，只有1支数据流分支，需要通过时延构造出码距残差补偿计算的另外一只数据流。图中标示的①和②分别指代图10所示的频域移位截断输入数据流和图12所示的相邻残差补偿输出数据流。M′1为相邻残差补偿量的数据流，M′2为M′1时延构造数据流。帧数据线段上的数字标示为该帧数据对应的伪码搜索相位，搜索码距为0.5，搜索的伪码相位单元数为0～2Lc-1。实现一类相邻码距残差补偿数据流的时序处理步骤如下所述：
首先，对相邻残差补偿的输出数据流②进行I/M拍时延处理获得伪码交错的同步支路M′1、M′2；然后，对M′1、M′2进行相邻码距间的求和处理，得到的相邻码距残差补偿量的数据流M1；最后，对相邻码距残差补偿的输出数据流M1进行平方率检波处理，获得最终实现残差补偿处理的幅值平方检测量；
图14为本申请实施方式中二类相邻码距残差补偿的数据流示意图，该图描述了I＝128，K＝128，M＝2，Lc＝1023时的相邻码距残差补偿处理数据流，以线段表示各支路的帧数据流，时延量通过双向直线箭头进行标示。满足K>I/M条件，且存在2条数据流分支，因此相邻码距间的求和计算需要3路伪码交错的同步支路才能覆盖整个伪码周期。图中标示的①和②分别指代图10所示的频域移位截断输入数据流与图12所示的相邻残差补偿输出数据流。M1和M2分别标示为各输出数据流的偶数和奇数支路，M′1、M′2、M′3为相邻残差补偿输出数据流按照一定时延要求处理后的3条同步支路。帧数据线段上的数字标示为该帧数据对应的伪码搜索相位，搜索码距为0.5，搜索的伪码相位单元数为0～2Lc-1。实现二类相邻码距残差补偿数据流的时序处理步骤如下所述：
首先，对相邻残差补偿的输出数据流M1、M2进行相应的时延处理获得伪码交错的同步支路M′1、M′2、M′3如下：
1)、M1时延I/M＝64得到M′1；
2)、M2时延K＝128得到M′2；
3)、M1时延K+I/M＝192得到M′3；
然后，对M′1、M′2、M′3进行相邻码距间的求和处理，得到的相邻码距残差补偿量的奇偶序列M1与M2，相位对应的关系为：
1)、奇序列M1为M′1+M′2；
2)、偶序列M2为M′2+M′3；
最后，对相邻码距残差补偿的输出数据流M1、M2进行平方率检波处理，获得最终实现残差补偿处理的幅值平方检测量。
其中，残差补偿需要PMF-FFT输出有效数据帧的帧长度为2Lc+1，这是为了满足相邻码距补偿的输出数据帧能够一一对应上2Lc个伪码周期相位，因此搜索的码相位是从第1～2Lc+1对应上伪码周期相位，并且在与传统方法相比较时，相邻码距残差补偿后的固有时延量增加了0.5个码片。
图15为本申请实施方式中检测量搜索中的同步读写处理时序示意图，该图描述了I＝128，K＝128，M＝2，Lc＝1023时的同步读写处理时序，属于二类同步读写处理时序。由于各支路间的检测量搜索相互独立，而且都为同步时序，因此，可以通过该图所示的二类同步读写处理时序直接推广到一类检测量搜索中的同步读写处理时序。其中，图中标示的③指代图14所示的二类残差补偿数据经过2分频后的数据流，M1为奇数伪码相位搜索单元数据流支路，M2为偶数伪码相位搜索单元数据流支路。帧数据线段上的数字标示为数据帧对应的伪码搜索相位，搜索码距为0.5，搜索的伪码相位单元数为0～2Lc-1。f(·)表示数据帧内频率搜索单元平方模值对应的载波频率计算函数，其自变量序列x表示频率搜索单元序号，下标表示当前帧对应的实际码相位引索号，用分数的分子与分母区分奇偶帧序号，tidx为支路搜索伪码相位单元的引索号。同步读地址(Syn Raddr)和同步写地址(Syn Waddr)分别驱动产生存储器的读写地址。S0与S1为数据间的处理状态，描述如下：
1.状态S0：更新读地址，保存当前同序(同频)比较的状态数据；
2.状态S1：更新写地址，读出当前同序(同频)比较的状态数据；
最后，在遍历所有数据帧，在PMF清零的间隙将各支路搜索最终状态数据按照实际伪码相位序列进行并转串冒泡搜索，输出码维平方模值的峰值和最大旁瓣值。
其中，所述的最大旁瓣值筛选的逻辑关系如表5所示：
表5最大旁瓣值筛选的逻辑关系表
所述表5中，②/③/④分别指代码维的第二/第三/第四大值。Left/Right分别指代码维峰值相邻左/右边检测值，下标“id”表示它们对应的伪码相位引索号。
图16为本申请实施方式中基于PMF-FFT频域并行法的2轮搜索判决控制状态转换图，图中所示总共有6个状态，状态转换则由标示的驱动脉冲信号完成，各状态定义及其功能描述如下所述：
S0：参数初始化状态，主要完成配置参数、码组通道、内部计算信号以及本地码表的初始化功能；
S1：频率区域搜索准备状态，主要完成频率区域搜索的中心频率和抽取速率以及搜索状态的更新；
S2：频率区域搜索判决状态，主要完成频率区域的伪码维峰值与最大旁瓣值之差的计算，并取其峰值判决信号所在的频率区域；
S3：信号检测准备状态，主要完成信号搜索的中心频率和抽取速率以及检测状态的更新；
S4：信号检测判决状态，主要完成信号搜索区域的伪码维峰值与最大旁瓣值之比的计算，通过设定的相对门限值进行信号检测判决，并取其搜索区域峰值对应的载波多普勒频率和匹配码相位作为输出参量；
S5：数据转换输出状态，主要完成基于匹配码相位的时延补偿计算，获取即时码相位使能捕获牵入跟踪的参数输出；
图17为本申请实施方式中基于PMF-FFT频域并行法的捕获牵入跟踪时序示意图，图中序号①～⑥分别表示处理过程的某一时刻。本申请中，捕获牵入跟踪的目的是使跟踪在接收信号零相位时刻⑥启动积分，依此来简化跟踪阶段的超前(E)、即时(P)、滞后(L)支路本地码的产生。考虑到存在码多普勒的条件，跟踪要求从即时信号的初始(零)码相位启动积分器，那么在捕获成功并转换至跟踪的时序接口参数分别为：
(1)在中频采样率fs下，捕获成功时刻即时码相位与零码相位的计数值；
(2)在中频采样率fs下，捕获成功时刻即时码周期的计数值；
由于PMF-FFT频域并行法的数据处理量大且存在较长处理时延，从而导致搜索检测的匹配伪码相位滞后即时码相位。因此，按照图17所示的时序关系，可将捕获成功时刻即时码相位的获取步骤简述如下：
1st：计算PMF-FFT捕获从相位匹配时刻①到数据采集完成时刻②的时延码片量，表示为C1，其计算式为：
C1＝2046-τ
式中，τ为PMF-FFT搜索的匹配码片相位引索值，取值范围为τ＝[0,1,…,2Lc-1]。
2nd：计算PMF-FFT捕获从数据采集完成时刻②到捕获成功时刻③的处理时延码片量，表示为C2，其计算式为：
C2＝Tdelay·2(fc+fcd)
式中，Tdelay为式(10)所示的固定时延量，fc为标称伪码速率，fcd为捕获的码多普勒速率。
3rd：计算PMF-FFT捕获从相位匹配时刻①到捕获数据对应的即时零相位时刻④的处理时延码片量，表示为C3，其计算式为：
式中，Cdelay为数据缓存之前的时延码片数，I为DMF抽头数，K为级联的DMF个数。
4th：计算PMF-FFT捕获从捕获数据对应的即时零相位时刻④到捕获成功时刻③的即时码片相位，表示为C∑，其计算式为：
C∑＝rem(C1+C2-C3,2Lc)
式中，rem(A,B)表示A除以B取余计算。
5th：将PMF-FFT捕获成功时刻③即时码相位转换为跟踪起始计数时刻⑤的即时码相位计数状态量，同时计算跟踪码相位周期点数，分别表示为CP和Ncd，其计算式：
式中，Δ为采样率转换因子，其计算式为：
Δ＝fs/(2(fc+fcd))
综上所述，根据捕获成功时刻③输出的跟踪即时码相位计数状态量CP和跟踪码相位周期点数Ncd，采用跟踪计数器计数等待即时码相位归零时刻⑥启动跟踪积分器，实现捕获牵入跟踪的处理。
综上，本申请提供的超大动态扩频信号捕获方法具有以下优点：
(1)根据PMF-FFT计算数据一次性有效的特点，采用固定时延缓存的实现结构能够灵活的进行速度和资源的相互置换，满足不同动态条件下对捕获参数进行快速调整的需要。
(2)采用2轮搜索判决的捕获策略，第1轮通过划分的频率区域遍历超大动态条件下载波频率的变化范围，并以划分频率区域的中心载波多普勒频点完成码多普勒时域补偿，第2轮在第1轮搜索的基础上快速确定载波频率的瞬时状态，从而适应超大动态条件下对捕获速度的要求。
(3)采用频域移位截断、频域加窗与相邻残差补偿技术降低了PMF-FFT频域并行法的处理损耗，并对FFT输出数据流进行预处理实现了频域移位截断、频域加窗、相邻残差补偿以及检测量提取过程的流水线方式的计算处理。
(4)采用码维峰值与最大旁瓣值之差的峰值作为第1轮搜索的检测量，码维峰值与最大旁瓣值之比作为第2轮搜索的检测量，能够在任意调制信息的符号模式下检测到匹配码相位，并将载波动态范围从超大动态量级缩小至信息速率范围，当不存在调制信息影响时，其载波动态范围缩小至等效积分速率范围。
(5)根据固定的处理时延模型利用匹配码相位直接完成即时码相位的转换计算输出，并等待零码相位时刻启动跟踪，简单有效的完成信号从捕获牵入跟踪进程。
如图18所示，本申请还提供一种超大动态扩频信号捕获装置，包括一种超大动态扩频信号捕获装置，包括PMF-FFT计算模块100、搜索策略控制模块200、门限检测模块300以及时域补偿模块400；
PMF-FFT计算模块100分别对划分的频率区域进行第一轮PMF-FFT计算与遍历搜索，每个频率区域均采用PMF-FFT计算提取码维峰值与最大旁瓣值，记录多个码维峰值与最大旁瓣值之差；时域补偿模块400以划分频率区域的中心载波多普勒频点进行码多普勒时域补偿；搜索策略控制模块200选取码维峰值与最大旁瓣值之差的最大值所对应的频点作为搜索的中心频点；PMF-FFT计算模块100根据搜索的中心频点，进行第二轮PMF-FFT计算与遍历搜索，采用PMF-FFT计算提取码维峰值与最大旁瓣值，记录码维峰值与最大旁瓣值之比；门限检测模块300根据码维峰值与最大旁瓣值之比进行相对门限检测，得到匹配码相位以及信息调制下的峰值频率；时域补偿模块400根据匹配码相位计算即时码相位，并等待即时码相位归零时刻启动跟踪。
本申请超大动态扩频信号捕获装置，采用基于PMF-FFT的频域并行法，对划分的频率区域进行第一轮PMF-FFT计算与遍历搜索，基于得到的提取码维峰值与最大旁瓣值选取搜索的中心频点，再进行第二轮PMF-FFT计算与遍历搜索，根据更新得到的码维峰值与最大旁瓣值作为门限检测量，能够在任意调制信息的符号模式下快速捕获超大动态扩频信号的即时码相位，等待即时码相位归零时刻启动跟踪，从而高效且准确捕获超大动态扩频信号。
在其中一个实施例中，在其中一个实施例中，PMF-FFT计算模块100还用于将采样频率为fs的数字中频信号与中频信号标称频率通过数字下变频器进行混频后再进行滤波抽取；通过采用固定时延缓存结构的PMF进行码相位搜索，其中PMF由多个DMF级联而成；采用L点FFT运算器完成频域并行计算；对FFT运算器输出数据流进行频域移位截断、频域加权汉宁窗、相邻残差补偿处理；根据处理后的FFT输出数据，提取码维峰值与最大旁瓣值，其中，滤波抽取后的采样频率f′s的值为扩频的码速率fc值的整数倍。
在其中一个实施例中，时域补偿模块400还用于获取PMF-FFT捕获从相位匹配时刻到数据采集完成时刻的时延码片量C1；获取PMF-FFT捕获从数据采集完成时刻到捕获成功时刻的时延码片量C2；获取PMF-FFT捕获从相位匹配时刻到捕获数据对应的即时零相位时刻的时延码片量C3；根据时延码片量C1、时延码片量C2和时延码片量C3，获取从捕获数据对应的即时零相位时刻到捕获成功时刻的即时码片相位C∑；将即时码片相位C∑转换为跟踪起始计数时刻的即时码相位计数状态量，同时计算码相位周期点数；根据捕获成功时刻输出的跟踪即时码相位计数状态量和跟踪码相位周期点数，采用跟踪计数器计数等待即时码相位归零时刻启动跟踪。
在其中一个实施例中，相邻残差补偿包括通过相邻残差补偿技术，利用4个相邻搜索单元内的相干能量和替代原始1个搜索单元的能量。
在其中一个实施例中，PMF-FFT计算模块100还用于从多个DMF输出的数据流中提取PMF有效输出数据进行并转串处理；将并转串处理后的数据流进行L点基2-FFT处理。
在其中一个实施例中，L点FFT运算器的频率检测范围为(-f′s/2I,+f′s/2I)，等效积分时长为Tcoh＝IK/f′s＝IK/(2fc)，其中I为DMF的抽头数，K为DMF级联个数。
在其中一个实施例中，固定时延结构包括FIFO存储器和多个级联的DMF，每个DMF均采用半并行FIR结构，FIFO存储器的一端连接抽取滤波器，FIFO存储器的另一端连接DMF。
最后所应说明的是，以上具体实施方式仅用以说明本申请的技术方案而非限制，尽管参照实例对本申请进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本申请的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本申请技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本申请的权利要求范围当中。
Claims (10)
1.一种超大动态扩频信号捕获方法，其特征在于，包括步骤：
分别对划分的频率区域进行第一轮PMF-FFT计算与遍历搜索，每个频率区域均采用PMF-FFT计算提取码维峰值与最大旁瓣值，记录多个所述码维峰值与最大旁瓣值之差；
以所述划分频率区域的中心载波多普勒频点进行码多普勒时域补偿；
选取所述码维峰值与最大旁瓣值之差的最大值所对应的频点作为搜索的中心频点；
根据所述搜索的中心频点，进行第二轮PMF-FFT计算与遍历搜索，采用PMF-FFT计算提取码维峰值与最大旁瓣值，记录所述码维峰值与最大旁瓣值之比；
根据所述码维峰值与最大旁瓣值之比进行相对门限检测，得到匹配码相位以及信息调制下的峰值频率；
根据所述匹配码相位计算即时码相位，并等待即时码相位归零时刻启动跟踪；
其中，频率区域搜索的PMF-FFT基于固定时延缓存结构，所述固定时延缓存结构包括FIFO存储器；
所述频率区域搜索的PMF-FFT处理过程包括：
第一步，确定引入所述FIFO存储器的输入端数据速率和数据采集时间；
第二步，确定引入所述FIFO存储器的输出端数据速率和数据处理时间；
第三步，利用常量步调脉冲计算法确定所述FIFO存储器的深度，得到所述FIFO存储器的最大深度为：
；
其中，表示所述FIFO存储器的最大深度，/>表示所述数据采集时间，/>表示所述FIFO存储器的输入端数据速率，/>表示抽取滤波群时延，/>表示所述FIFO的输出端数据速率；
第四步，根据时延模型确定每次PMF-FFT信号搜索处理的固定时延量和最后的固定时延量；所述固定时延量为脉冲重复周期中的空闲部分，所述最后的固定时延量为脉冲结束后用于捕获检测量计算及参数输出计算的处理等待部分；
第五步，将每次PMF-FFT信号搜索的中心频点作为码多普勒补偿计算的相干载波频点，通过控制抽取速率来补偿各频偏下的最大码相位走动；
第六步，根据第一步至第五步所述频率区域搜索的时序参数计算，获得动态指标下的捕获时间指标以及动态适应能力评估数据。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，采用PMF-FFT计算提取码维峰值与最大旁瓣值包括：
将采样频率为的数字中频信号与中频信号标称频率通过数字下变频器进行混频后再进行滤波抽取，滤波抽取后的采样频率/>的值为扩频的码速率/>的整数倍；
通过采用固定时延缓存结构的PMF进行码相位搜索，其中PMF由多个DMF级联而成；
采用L点FFT运算器完成频域并行计算；
对FFT运算器输出数据流进行频域移位截断、频域加权汉宁窗、相邻残差补偿处理；
根据处理后的所述FFT输出数据，提取码维峰值与最大旁瓣值。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，相邻残差补偿包括通过相邻残差补偿技术，利用4个相邻搜索单元内的相干能量和替代原始1个搜索单元的能量。
4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述采用L点FFT运算器完成频域并行计算包括：
从多个所述DMF输出的数据流中提取PMF有效输出数据进行并转串处理；
将所述并转串处理后的数据流进行L点基2-FFT处理。
5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述L点FFT运算器的频率检测范围为，等效积分时长为/>，其中I为DMF的抽头数，K为DMF级联个数。
6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述固定时延缓存结构还包括多个级联的DMF，每个所述DMF均采用半并行FIR结构，所述FIFO存储器的一端连接抽取滤波器，所述FIFO存储器的另一端连接所述DMF。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述匹配码相位计算即时码相位，并等待即时码相位归零时刻启动跟踪包括：
获取PMF-FFT捕获从相位匹配时刻到数据采集完成时刻的时延码片量C 1；
获取PMF-FFT捕获从数据采集完成时刻到捕获成功时刻的时延码片量C 2；
获取PMF-FFT捕获从相位匹配时刻到捕获数据对应的即时零相位时刻的时延码片量C 3；
根据所述时延码片量C 1、所述时延码片量C 2和所述时延码片量C 3，获取从捕获数据对应的即时零相位时刻到捕获成功时刻的即时码片相位；
将所述即时码片相位转换为跟踪起始计数时刻的即时码相位计数状态量，同时计算码相位周期点数；
根据捕获成功时刻输出的跟踪即时码相位计数状态量和跟踪码相位周期点数，采用跟踪计数器计数等待即时码相位归零时刻启动跟踪。
8.一种超大动态扩频信号捕获装置，其特征在于，包括PMF-FFT计算模块、搜索策略控制模块、门限检测模块以及时域补偿模块；
所述PMF-FFT计算模块分别对划分的频率区域进行第一轮PMF-FFT计算与遍历搜索，每个频率区域均采用PMF-FFT计算提取码维峰值与最大旁瓣值，记录多个所述码维峰值与最大旁瓣值之差；所述时域补偿模块以所述划分频率区域的中心载波多普勒频点进行码多普勒时域补偿；所述搜索策略控制模块选取所述码维峰值与最大旁瓣值之差的最大值所对应的频点作为搜索的中心频点；所述PMF-FFT计算模块根据所述搜索的中心频点，进行第二轮PMF-FFT计算与遍历搜索，采用PMF-FFT计算提取码维峰值与最大旁瓣值，记录所述码维峰值与最大旁瓣值之比；所述门限检测模块根据所述码维峰值与最大旁瓣值之比进行相对门限检测，得到匹配码相位以及信息调制下的峰值频率；所述时域补偿模块根据所述匹配码相位计算即时码相位，并等待即时码相位归零时刻启动跟踪。
9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述PMF-FFT计算模块还用于将采样频率为的数字中频信号与中频信号标称频率通过数字下变频器进行混频后再进行滤波抽取；通过采用固定时延缓存结构的PMF进行码相位搜索，其中PMF由多个DMF级联而成；采用L点FFT运算器完成频域并行计算；对FFT运算器输出数据流进行频域移位截断、频域加权汉宁窗、相邻残差补偿处理；根据处理后的所述FFT输出数据，提取码维峰值与最大旁瓣值，其中，滤波抽取后的采样频率/>的值为扩频的码速率/>值的整数倍。
10.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述时域补偿模块还用于获取PMF-FFT捕获从相位匹配时刻到数据采集完成时刻的时延码片量C 1；获取PMF-FFT捕获从数据采集完成时刻到捕获成功时刻的时延码片量C 2；获取PMF-FFT捕获从相位匹配时刻到捕获数据对应的即时零相位时刻的时延码片量C 3；根据所述时延码片量C 1、所述时延码片量C 2和所述时延码片量C 3，获取从捕获数据对应的即时零相位时刻到捕获成功时刻的即时码片相位；将所述即时码片相位/>转换为跟踪起始计数时刻的即时码相位计数状态量，同时计算码相位周期点数；根据捕获成功时刻输出的跟踪即时码相位计数状态量和跟踪码相位周期点数，采用跟踪计数器计数等待即时码相位归零时刻启动跟踪。
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