CN112953873B - 高动态微弱8psk/16psk信号载波捕获方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开的一种高动态微弱8PSK/16PSK信号载波捕获方法，捕获结果精度高、实时性好。本发明通过下述技术方案实现：滤波采样模块先对接收信号进行滤波采样处理，将数据正序写入数据乒乓缓存空间；数据处理单元从乒乓缓存模块数据缓存空间逆序读取乒乓缓存数据；变化率补偿模块对采样数据进行载波多普勒频率变化率补偿，将累加结果送入FFT模块中进行时频变换运算；非相干积分模块对时频变换后的复数数据近似取绝对值，然后进行非相干积分；频谱加窗模块对非相干积分后的数据进行余弦窗加窗平滑；门限中值模块结合积分结果来判断捕获成功与否；解算校正模块根据中值结果和多普勒变化率校正得到当前时刻的载波多普勒，完成载波捕获。

Description

高动态微弱8PSK/16PSK信号载波捕获方法

技术领域

本发明属于无线通信领域，涉及航天测控系统中一种高动态、低信噪比条件下8PSK和16PSK信号的载波捕获方法。

背景技术

在航天测控系统中，目标与地面信号接收站有着高速的径向运动，这导致信号载波产生上百kHz的多普勒频率偏移，且载波多普勒频率范围较大；当目标加减速、进入环绕轨道或着陆等过程中，加速度会导致信号载波具有较大的多普勒频率变化率，信号具有高动态特性；同时，卫星、航天器等目标距离地面测控设备十分遥远，这使得地面信号接收设备所接收到的信号极其微弱，信噪比低，通常信噪比只有不到20dB左右，并且有用信号淹没在强噪声中。因此，在实时性要求很高的情况下，要完成信号的快速捕获十分困难，尽管接收机对信号有先验信息，在预设载波中心频率的条件下，上百kHz的频差仍旧会导致载波同步时间过长，信号捕获的精度直接影响到该信号接收系统的优劣性能。测控系统要确保能够在强噪声背景下接收高动态微弱信号，同时提取多普勒频率，更快地进入载波跟踪环，接收机若采用传统的相关检测捕获方法，捕获时间过长，无法满足载波快速捕获要求。因此，高动态微弱信号的快速捕获成为一个亟待解决的重要难题。

目前，广泛采用的信号捕获算法有串行捕获法、并行捕获法、串－并组合捕获法等。串行捕获系统的显著特点是电路结构简单，但是其搜索时间长，在对捕获时间有较高要求的应用场合，串行滑动相关的捕获方式就不能满足捕获要求。并行捕获法需要N个相关器，这样同时进行相关运算，然后对所有运算支路的相关值进行比较得出相关值最大的那一路。并行捕获方法相对于串行捕获方法，捕获速度大大提高，但硬件实现所占用的资源也相应增加。串－并组合捕获法根据串行和并行捕获的各自优点，根据目标相对运动速度计算出的最大可能多普勒频率，将多普勒频率范围分成几个频段，分别采用几个并行通道对给定频段进行搜索，每个通道采用串行的捕获方法，共同完成接收机载波多普勒频率的捕获任务。并行捕获都是通过增加硬件成本、减少硬件工作时间来缩短捕获时间，因此这种性能上的提高是以降低硬件利用率为代价的。

传统的8PSK和16PSK信号载波频域捕获方法对接收信号滤波采样后的数据进行高次方的非线性变换运算，以消除相位跳变产生的影响，然后直接进行快速傅里叶变换(FastFourier Transform，FFT)，通过频谱峰值所对应的频点来计算得出载波频率值，其结果受高次方损耗影响较大，捕获结果精度较差，不适用于高动态微弱信号的环境。而且，在实际工程运用中，由于受芯片资源的限制，所能实现的FFT核数量是有限的，这往往成为捕获方案设计的瓶颈，使频率搜索工作不能做到完全并行。另外，现有的FFT捕获方法一般使用单片机或者DSP通过软件编程来实现，这种方法实现起来虽然具有很大的灵活性，但是受到单片机或DSP本身性能及程序指令顺序执行的限制，难以实现高速、大规模的FFT运算，并且处理速度不能满足某些高速处理要求。若利用专用FFT芯片，尽管可以实现很高的处理速度，但是使用中灵活性较差，特别在使用定制的大规模集成电路时，需要较高的开发与研制费用。传统的载波捕获方法采用串行的方式顺序进行频率搜索，直到检测出频谱峰值，由于FFT分析频率带宽有限，且FFT需要消耗大量FPGA硬件资源，当接收信号多普勒频率范围较大且没有多普勒信息预报时，一次频率搜索所需FFT次数就越多，需要占用的硬件资源较大，所需的计算时间也就越长，实现起来比较复杂，导致载波捕获结果不具有实时性。传统的载波捕获方法不适用于信号高动态的情况，没有考虑多普勒变化率的影响，只计算了载波多普勒的频率值：载波频率稳定不变的信号的频谱能量会集中在一根集中的谱线上，但载波频率斜升信号的频谱能量会分散在某个频谱范围内，信号动态越大，频谱能量分散的范围越大、峰值谱线高度更低，使载波捕获结果不准确。另外，由于信号在传输过程中有损耗，传统信号捕获的方法采用相干积分和非相干积分，但是非相干积分会带来非相干积分损耗，降低了接收机的灵敏度，不利于微弱信号的捕获。总之，传统的载波捕获方法难以在多普勒频率范围、多普勒变化率范围、信号强弱、捕获时间、捕获精度和硬件资源消耗等方面达到均衡，在极低信噪比、信号高动态、多普勒频偏较大的情况下，传统的载波捕获方法已不能满足高动态微弱8PSK和16PSK信号载波捕获需求。

相移键控(Phase Shift Keying，PSK)调制在数字通信系统中是一种极重要的调制方式,它具有优良的抗干扰噪声性能及较高的频带利用率，在相同的信噪比条件下，PSK可获得比其他调制方式(例如:ASK、FSK)更低的误码率,因而被广泛地应用在实际的通信系统中。相移键控PSK是一种利用载波相位来表示信号信息的数字调制技术，例如以二进制调相进行相移键控(Binary Phase Shift Keying，BPSK)时，信息码元取“1”时调制后的载波相位与未调制的载波相位相同，信息码元取“0”时调制后的载波相位与未调制的载波相位相反，即相位差为180°。同理，还有四相相移键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)、八相相移键控(8Phase Shift Keying，8PSK)和十六相相移键控(16Phase ShiftKeying，16PSK)等多相相移键控(Multiple Phase Shift Keying，MPSK)，可以将载波的相位进一步细分为M个不同的相位，这样，具有特定相位的载波就代表了N比特的信息量，其中M＝2^N(N为正整数)。最单纯的键控移相BPSK信号虽然抗噪能力较强但是传送效率较差，相比之下，8PSK和16PSK信号具有更高的数据吞吐量，频谱利用率更高，适用于移动通信、航天测控、卫星导航等多种技术领域。

发明内容

本发明为了克服传统捕获方法无法精确得出高动态微弱信号载波频率的缺点，针对8PSK和16PSK信号，提供一种捕获结果精度高、实时性好，能适应较大的载波多普勒及其变化率范围的8PSK和16PSK信号载波捕获方法。

本发明的上述目的可以通过以下方案予以实现，一种高动态微弱8PSK/16PSK信号载波捕获方法，其特征在于：针对8PSK和16PSK信号，采用顺次串联的滤波采样模块和乒乓缓存模块组成数据采样单元，以顺次串联的变化率补偿模块、快速傅里叶变换FFT模块、非相干积分模块、频谱加窗模块和并联的门限中值模块与解算校正模块组成数据处理单元；数据采样单元将采样数据缓存后进行数据预处理，滤波采样模块先对接收信号进行滤波采样处理，将数据正序写入数据乒乓缓存空间，乒乓缓存模块控制相同的两部分数据缓存空间进行交替读写操作；数据处理单元从乒乓缓存模块数据缓存空间逆序读取乒乓缓存数据，变化率补偿模块根据载波多普勒频率变化率范围划分多个频率子槽，生成载波多普勒频率变化率补偿的载波波形，利用更高频率的系统时钟来控制快速傅里叶变换FFT模块多路并行、多轮次时分复用FFT资源，对采样数据进行载波多普勒频率变化率补偿，再将补偿后的值按系统时钟进行对应积分累加，将累加结果送入FFT模块中进行运算；FFT模块将数据写入数据缓存中进行时频变换；非相干积分模块对时频变换后的复数数据近似取绝对值，然后进行非相干积分，提高积分增益，以适应低信噪比微弱信号；频谱加窗模块对非相干积分后的数据进行余弦窗加窗平滑；门限中值模块对频谱加窗后的数据进行计算得出峰值与均值噪底，先通过可控的自适应门限换算比例因子计算得出信号的频谱中值和自适应检测门限，分别从积分地址的首、尾向中间搜索，得出的两个中值的中心即为计算载波多普勒的地址，结合积分结果来判断捕获成功与否；解算校正模块通过对所有多路并行、所有轮次的子槽数据进行比较，得到频谱最大峰值对应子槽的中值积分地址信息和参数，根据其信息计算得出的符号相反的载波多普勒、多普勒变化率与数据处理时间；利用计算得出的载波多普勒、多普勒变化率与数据处理时间可校正得到当前时刻的载波多普勒，完成本次载波捕获。

本发明相对于传统8PSK和16PSK信号载波捕获方法具有以下有益效果：

本发明针对传统载波捕获方法数据采样时间较长的问题，通过逆序读取乒乓缓存数据的方法，可大幅度降低捕获时间，提高接收信号效率。利用计算得出的符号相反的载波多普勒、多普勒变化率与数据处理时间就可校正得到当前时刻的精确载波多普勒。通过以上三点，相对于传统8PSK和16PSK信号载波捕获方法，载波捕获结果精度更高。

本发明针对传统的8PSK和16PSK信号载波捕获方法采用频谱峰值搜索法，高次方损耗影响较大、捕获结果精度较差的问题，采用顺次串联的滤波采样模块和乒乓缓存模块组成数据采样单元，以顺次串联的变化率补偿模块、快速傅里叶变换FFT模块、非相干积分模块、频谱加窗模块和并联的门限中值模块与解算校正模块组成数据处理单元，应用于高动态微弱信号快捕的捕获结构。通过对FFT时频变换后的数据进行加窗，以平滑频谱，然后通过峰值与均值换算比例因子计算得出自适应的频谱中值，分别从积分地址的首、尾向中间搜索，得出的两个中值的中心即为计算载波多普勒的地址，本中值法捕获结果的准确度相对于传统的峰值法更高，且中值的计算是自适应的，能适应不同信噪比的情况。

实时性好。本发明针对传统载波捕获方法数据采样时间较长、数据处理时间较长、频率捕获结果实时性不好的问题，采用滤波采样模块先对接收信号进行滤波采样处理，将数据正序写入数据乒乓缓存空间，乒乓缓存模块控制相同的两部分数据缓存空间进行交替读写操作；数据处理单元从乒乓缓存模块数据缓存空间逆序读取乒乓缓存数据，计算得出的符号相反的载波多普勒、多普勒变化率与数据处理时间，利用两部分相同的数据缓存空间进行交替读写乒乓操作的方法，即当向数据缓存空间RAM_A写入数据进行数据采样时，同时从已写满数据的数据缓存空间RAM_B读出数据进行数据处理，反之亦然，使数据采样和数据处理同步进行，采样信号连续，没有等待的阻塞时间。相对于传统的载波捕获方法，本发明载波捕获更高效、实时性更好。

本发明针对传统载波捕获方法没有考虑多普勒变化率的问题，通过变化率补偿模块划分多个变化率频率子槽，多路并行、多轮次时分复用FFT资源，对采样数据进行载波多普勒频率变化率补偿，以适应高动态信号的情况，能适应较大的载波多普勒变化率范围。采用频谱加窗模块对非相干积分后的数据进行余弦窗加窗平滑；门限中值模块对频谱加窗后的数据进行计算得出峰值与均值噪底，先通过可控的自适应门限换算比例因子计算得出信号的频谱中值和自适应检测门限，分别从积分地址的首、尾向中间搜索，得出的两个中值的中心即为计算载波多普勒的地址，结合积分结果来判断捕获成功与否；利用计算得出的载波多普勒、多普勒变化率与数据处理时间可校正得到当前时刻的载波多普勒，完成本次载波捕获。相比于传统的载波捕获方法，本发明能适应更大载波多普勒变化率范围信号的载波捕获。

附图说明

图1是本发明高动态微弱8PSK/16PSK信号载波捕获方法的结构原理示意图；

图2时图1中数据采样单元原理示意图；

图3是图1中载波多普勒变化率补偿模块的结构原理示意图；

下面结合附图和具体实施例对本发明进一步说明。

具体实施方式

参阅图1。根据本发明，针对8PSK和16PSK信号，采用顺次串联的滤波采样模块和乒乓缓存模块组成数据采样单元，以顺次串联的变化率补偿模块、快速傅里叶变换FFT模块、非相干积分模块、频谱加窗模块和并联的门限中值模块与解算校正模块组成数据处理单元；数据采样单元将采样数据缓存后进行数据预处理，滤波采样模块先对接收信号进行滤波采样处理，将数据正序写入数据乒乓缓存空间，乒乓缓存模块控制相同的两部分数据缓存空间进行交替读写操作；数据处理单元从乒乓缓存模块数据缓存空间逆序读取乒乓缓存数据，变化率补偿模块根据载波多普勒频率变化率范围划分多个频率子槽，生成载波多普勒频率变化率补偿的载波波形，利用更高频率的系统时钟来控制快速傅里叶变换FFT模块多路并行、多轮次时分复用FFT资源，对采样数据进行载波多普勒频率变化率补偿，再将补偿后的值按系统时钟进行对应积分累加，将累加结果送入FFT模块中进行运算；FFT模块将数据写入数据缓存中进行时频变换；非相干积分模块对时频变换后的复数数据近似取绝对值，然后进行非相干积分，提高积分增益，以适应低信噪比微弱信号；频谱加窗模块对非相干积分后的数据进行余弦窗加窗平滑；门限中值模块对频谱加窗后的数据进行计算得出峰值与均值噪底，先通过可控的自适应门限换算比例因子计算得出信号的频谱中值和自适应检测门限，分别从积分地址的首、尾向中间搜索，得出的两个中值的中心即为计算载波多普勒的地址，结合积分结果来判断捕获成功与否；如果判决信号有效，通过峰值与均值换算比例因子得出频谱中值，分别从积分地址的首、尾向中间搜索，载波多普勒所在的积分地址为左、右两个中值点的中心；解算校正模块通过对所有多路并行、所有轮次的子槽数据进行比较，得到频谱最大峰值对应子槽的中值积分地址信息和参数，根据其信息计算得出载波多普勒变化率；由于数据处理单元在读取乒乓缓存的数据时时逆序读取的，此时计算得出的载波多普勒与实际的载波多普勒符号相反，计算得出的多普勒变化率与实际的多普勒变化率符号相同，利用计算得出的载波多普勒、多普勒变化率与数据处理时间可校正得到当前时刻的载波多普勒，完成本次载波捕获。

参阅图2。数据采样单元包括滤波采样模块相连的乒乓缓存模块，滤波采样模块对接收信号进行下变频处理，选择适当的低通滤波通带进行低通滤波，根据采样频率f_samp和接收信号的数据频率f_ad进行频率控制字K_samp转换：K_samp＝2³²×f_samp/f_ad，通过累加器对频率f_ad控制下频率控制字K_samp和输入信号数据不断累加，同时对累加器中的数据进行清零，直到输出积分清零脉冲，得到I路、Q路两路零中频复信号。滤波采样模块在当积分清零脉冲有效时输出信号的累加值，并选取合适的截位保证输出信号的有效性，对累加器中的数据进行清零，不断循环此过程直到采样结束，输出采样结束的标志为累计采样点数达到FFT模块所需的快速傅里叶变换点数M和非相干积分点数N的乘积，即共采样M×N个点，则数据采样阶段时间为t_samp＝M×N/f_samp，完成以采样频率f_samp进行的降采样，将采样的数据存入数据乒乓缓存单元。

乒乓缓存模块控制相同的两部分数据缓存空间进行交替读写操作，具体控制流程是：当捕获模块顶层复位脉冲有效时，数据缓存空间全部状态清零；当采样开始标志有效时，乒乓缓存模块先将采样数据存入存储器RAM_A或RAM_B，采样累计M×N个点后输出采样结束标志，此采样结束标志触发，数据处理单元从数据乒乓缓存模块RAM_A或RAM_B中逆序读取数据进行数据处理，采样累计M×N个点后，数据处理结束输出捕获结束标志；只有当捕获结束标志和输出采样结束标志均触发后，下一次数据处理单元才会从存储器RAM_A或RAM_B中逆序读取进行数据处理流程，以保证每次数据处理单元读取的M×N个采样点是完整的、连续的；重复此步骤，完成乒乓缓存的操作并持续完成对实时信号的捕获。上述从乒乓数据缓存空间读出数据时是逆序读取的，即每次数据采样单元都从数据缓存空间RAM_A或RAM_B的首地址正序地写入数据，数据处理单元都从数据缓存空间RAM_B或RAM_A的尾地址逆序地读出数据。数据采样所需时间为t_samp，数据处理所需时间为t_calcul，如果正序从乒乓数据缓存空间读出数据，此时所测得的载波多普勒和变化率结果为数据采样开始时的点，此时计算得出的载波多普勒

和变化率

与实际的载波多普勒和变化率符号均相同，则频率校正时的多普勒捕获结果为

如果逆序从乒乓数据缓存空间读出数据，此时所测得的载波多普勒和变化率结果为数据采样结束时的点，此时计算得出的载波多普勒

与实际的载波多普勒符号均相反，计算得出的多普勒变化率

与实际的多普勒变化率符号相同，则频率校正时的多普勒捕获结果为

由于计算出的载波多普勒

和变化率

与实际的载波多普勒和变化率有数值上的误差，经过误差对比可以看出逆序读取采样数据相比于正序读取采样数据能减少多普勒变化率误差带来的影响，提高载波捕获结果的精度。

参阅图3。变化率补偿模块根据多普勒频率变化率范围划分变化率补偿的子槽，多路并行的路数C_rate、每路中计算的子槽轮次S_rate和每个子槽的变化率搜索步进r_{rate_step}，输出满足多普勒变化率的范围为r_{rate_min}至r_{rate_max}，其中多普勒变化率最大可搜索值r_{rate_max}＝C_rate×S_rate×r_{rate_step}，实现多普勒变化率多个子槽的补偿。在可选的实施例中，快速傅里叶变换模块多路并行和多轮次时分复用FFT资源，每路多普勒频率补偿都对应一个完整的变化率补偿模块，其中有多轮次的多普勒变化率补偿运算。变化率补偿模块首先将多普勒变化率的范围r_{rate_min}至r_{rate_max}顺次平均分为C_rate份，c_rate∈(1,2,…,C_rate)，利用每路并行的捕获范围r_chan＝(r_{rate_max}-r_{rate_min})/C_rate和多路运算之间的并行关系，同时进行多普勒变化率补偿与后续计算，并行地利用了FFT资源，将载波多普勒变化率范围r_chan划分为S_rate个子槽，使多普勒变化率范围为r_{chan_min}至r_{chan_max}满足r_{chan_max}-r_{chan_min}＝S_rate×r_{rate_step}；然后利用每个子槽对应的载波多普勒变化率r_{rate_comp}＝r_{chan_min}+s_rate×r_{rate_step}和子槽运算之间的串行关系，时分复用FFT资源运算资源，顺次进行多普勒变化率补偿与后续计算，其中s_rate∈(1,2,…,S_rate)，每个子槽补偿变化率步进r_{rate_step}根据每个子槽补偿频率步进f_{dopl_step}和采样时间共同决定，在采样时间内的多普勒频移变化范围应该小于FFT分析带宽。最后，每个子槽内按变化率r_{rate_comp}进行多普勒变化率补偿，根据多普勒补偿变化率r_{rate_comp}进行频率控制字K_{rate_comp}转换：K_{rate_comp}＝2³²×r_{rate_comp}/f_calcul，在高频率系统时钟f_calcul控制下，对频率控制字K_{rate_comp}不断累加两次得到查询地址D_{rate_comp}，通过直接数字频率合成DDS的地址映射、查表生成载波多普勒变化率补偿的本地载波，本地载波与输入数据进行复乘运算，完成多普勒变化率的补偿，则数据处理阶段时间为t_calcu＝S_rate×M×N/f_calcul。

变化率补偿模块完成补偿后将数据写入数据缓存中，FFT模块从缓存中读取数据进行快速傅里叶变换，对变化率补偿模块载波多普勒频率变化率补偿后的数据进行M点FFT，获得载波多普勒频率的测量精度为f_prec＝f_samp/M。非相干积分模块对时频变换后的复数数据近似取绝对值：

然后通过非相干积分模块进行N点的非相干积分，提高积分增益。

频谱加窗模块对非相干积分模块非相干积分后的数据进行余弦窗加窗平滑，其功能类似一个移动均值滤波器，频谱加窗的点数F与采样频率f_samp、FFT点数M和编码后的单路信息速率Rs有关，即为F＝Rs/f_samp×M，频谱加窗平滑的输出只与包含最新F个输入值的一个窗有关，即为输出序列

其中，A_i表示宽度为F的余弦窗系数中的第i个系数，x[n-i]表示i个时钟周期延时前的F个输入值。

门限中值模块对频谱加窗后的数据先进行搜索计算得出峰值d_max与均值噪底d_mean，先通过可控的自适应门限换算比例因子ceof_sign，计算得出信号的自适应检测门限d_thre＝ceof_sign×d_mean，只有当d_max>d_thre时才进行下一步计算，否则判定此时的输入采样数据中不包含有效信号，中止本次捕获，重新进行数据采样，如果判决信号有效，通过峰值与均值换算比例因子ceof_mid得出频谱中值d_mid＝ceof_mid×d_max+(1-ceof_mid)×d_mean。然后分别从积分地址的首、尾向中间搜索，一旦检测到积分值d大于中值d_mid，则停止搜索，此时载波多普勒所在的积分地址为左、右两个中值点的中心，计算得出此中值中心地址n_vpp。

解算校正模块对所有多路并行、所有轮次的子槽数据进行比较，得到频谱最大峰值对应子槽的中值积分地址信息和参数，所述参数包括载波多普勒变化率路数c_rate、载波多普勒变化率轮次s_rate和中值中心地址n_vpp，由此得到载波多普勒捕获结果值

和载波多普勒变化率捕获结果值

分别为：

由于是逆序读取采样数据进行数据处理，根据数据处理时间t_calcul校正得到当前时刻载波多普勒频率捕获结果值

和载波多普勒变化率捕获结果值

分别为：

下面以范例具体分析：接收机所接收的8PSK信号中频载波频率f_carry为20MHz，编码后单路信息速率Rs为250kbps，信噪比C/N0为58dB，AD信号采样频率f_ad为90MHz，数据处理时钟f_calcu为180MHz，载波多普勒频移范围为±180kHz，载波多普勒变化率范围为±15kHz/s。采样频率f_samp为1MHz，FFT点数M为65536，则数据采样时间t_samp为0.0655s。载波多普勒变化率补偿划分步进r_{rate_step}为150Hz/s，并行路数C_rate为8，轮次S_rate为25，非相干积分点数N为8，则数据处理时间t_calcul为0.0728s。经过试验，本范例最终得到载波多普勒频率捕获结果误差小于±20Hz，载波多普勒变化率捕获结果值误差小于±100.0Hz/s。

以上具体实施例对本发明进行了详细介绍，对于本领域的普通技术人员，在不脱离本发明的思想和应用范围内，在具体实施方式上均可作各种改变，综上所述，本说明书所阐述内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (10)

1.一种高动态微弱8PSK/16PSK信号载波捕获方法，其特征在于：针对8PSK和16PSK信号，采用顺次串联的滤波采样模块和乒乓缓存模块组成数据采样单元，以顺次串联的变化率补偿模块、快速傅里叶变换FFT模块、非相干积分模块、频谱加窗模块和并联的门限中值模块与解算校正模块组成数据处理单元；数据采样单元将采样数据缓存后进行数据预处理，滤波采样模块先对接收信号进行滤波采样处理，将数据正序写入数据乒乓缓存空间，乒乓缓存模块控制相同的两部分数据缓存空间进行交替读写操作；数据处理单元从乒乓缓存模块数据缓存空间逆序读取乒乓缓存数据，变化率补偿模块根据载波多普勒频率变化率范围划分多个频率子槽，生成载波多普勒频率变化率补偿的载波波形，利用更高频率的系统时钟来控制快速傅里叶变换FFT模块多路并行、多轮次时分复用FFT资源，对采样数据进行载波多普勒频率变化率补偿，再将补偿后的值按系统时钟进行对应积分累加，将累加结果送入FFT模块中进行运算；FFT模块将数据写入数据缓存中进行时频变换；非相干积分模块对时频变换后的复数数据近似取绝对值，然后进行非相干积分，提高积分增益，以适应低信噪比微弱信号；频谱加窗模块对非相干积分后的数据进行余弦窗加窗平滑；门限中值模块对频谱加窗后的数据先进行搜索计算得出峰值d_max与均值噪底d_mean，先通过可控的自适应门限换算比例因子ceof_sign，计算得出信号的自适应检测门限d_thre＝ceof_sign×d_mean，只有当d_max＞d_thre时才进行下一步计算，否则判定此时的输入采样数据中不包含有效信号，中止本次捕获，重新进行数据采样，如果判决信号有效，通过峰值与均值换算比例因子ceof_mid得出频谱中值d_mid＝ceof_mid×d_max+(1-ceof_mid)×d_mean，然后分别从积分地址的首、尾向中间搜索，一旦检测到积分值d大于中值d_mid，则停止搜索，此时载波多普勒所在的积分地址为左、右两个中值点的中心，计算得出此中值中心地址n_vpp；解算校正模块对所有多路并行、所有轮次的子槽数据进行比较，得到频谱最大峰值对应子槽的中值积分地址信息和参数，所述参数包括载波多普勒变化率路数c_rate、载波多普勒变化率轮次s_rate和中值中心地址n_vpp，由此得到载波多普勒捕获结果值

和载波多普勒变化率捕获结果值

分别为：

由于是逆序读取采样数据进行数据处理，根据数据处理时间t_calcul校正得到当前时刻载波多普勒频率捕获结果值

和载波多普勒变化率捕获结果值

分别为：

完成本次载波捕获。

2.如权利要求1所述的高动态微弱8PSK/16PSK信号载波捕获方法，其特征在于：数据采样单元包括滤波采样模块相连的乒乓缓存模块，滤波采样模块对接收信号进行下变频处理，选择低通滤波通带进行低通滤波，根据采样频率f_samp和接收信号的数据频率f_ad进行频率控制字K_samp转换，并且K_samp＝2³²×f_samp/f_ad，通过累加器对频率f_ad控制下频率控制字K_samp和输入信号数据不断累加，同时对累加器中的数据进行清零，直到输出积分清零脉冲，得到I路、Q路两路零中频信号。

3.如权利要求2所述的高动态微弱8PSK/16PSK信号载波捕获方法，其特征在于：滤波采样模块在当积分清零脉冲有效时输出信号的累加值，并选取合适的截位保证输出信号的有效性，对累加器中的数据进行清零，不断循环此过程直到采样结束，输出采样结束的标志为累计采样点数达到FFT模块所需的快速傅里叶变换点数M和非相干积分点数N的乘积，即共采样M×N个点，则数据采样阶段时间为t_samp＝M×N/f_samp，完成以采样频率f_samp进行的降采样，将采样的数据存入数据乒乓缓存单元。

4.如权利要求1或2所述的高动态微弱8PSK/16PSK信号载波捕获方法，其特征在于：乒乓缓存模块控制相同的两部分数据缓存空间进行交替读写操作，当捕获模块顶层复位脉冲有效时，数据缓存空间全部状态清零；当采样开始标志有效时，乒乓缓存模块先将采样数据存入存储器RAM_A或RAM_B，采样累计M×N个点后输出采样结束标志，此采样结束标志触发，数据处理单元从数据乒乓缓存模块RAM_A或RAM_B中逆序读取进行数据处理，采样累计M×N个点后，数据处理结束输出捕获结束标志，其中M、N分别代表FFT模块所需的快速傅里叶变换点数和非相干积分点数；只有当捕获结束标志和输出采样结束标志均触发后，下一次数据处理单元才会从存储器RAM_A或RAM_B中逆序读取进行数据处理流程，以保证每次数据处理单元读取的M×N个采样点是完整的、连续的；重复此步骤，完成乒乓缓存的操作并持续完成对实时信号的捕获。

5.如权利要求1所述的高动态微弱8PSK/16PSK信号载波捕获方法，其特征在于：数据处理单元都从数据缓存空间RAM_B或RAM_A的尾地址逆序地读出数据，数据采样所需时间为t_samp，数据处理所需时间为t_calcul，如果正序从乒乓数据缓存空间读出数据，此时所测得的载波多普勒和变化率结果为数据采样开始时的点，此时计算得出的载波多普勒

和变化率

与实际的载波多普勒和变化率符号均相同，则频率校正时的多普勒捕获结果为

如果逆序从乒乓数据缓存空间读出数据，此时所测得的载波多普勒和变化率结果为数据采样结束时的点，此时计算得出的载波多普勒

与实际的载波多普勒符号均相反，计算得出的多普勒变化率

与实际的多普勒变化率符号相同，则频率校正时的多普勒捕获结果为

6.如权利要求1所述的高动态微弱8PSK/16PSK信号载波捕获方法，其特征在于：变化率补偿模块根据多普勒频率变化率范围划分变化率补偿的子槽，多路并行的路数C_rate、每路中计算的子槽轮次S_rate和每个子槽的变化率搜索步进r_{rate_step}，输出满足多普勒变化率的范围为r_{rate_min}至r_{rate_max}，其中多普勒变化率最大可搜索值r_{rate_max}＝C_rate×S_rate×r_{rate_step}，实现多普勒变化率个多普勒变化率的范围。

7.如权利要求1所述的高动态微弱8PSK/16PSK信号载波捕获方法，其特征在于：快速傅里叶变换模块多路并行和多轮次时分复用FFT资源，每路多普勒频率补偿都对应一个完整的变化率补偿模块，其中有多轮次的多普勒变化率补偿运算；变化率补偿模块首先将多普勒变化率的范围r_{rate_min}至r_{rate_max}顺次平均分为C_rate份，c_rate∈(1，2，…，C_rate)，利用每路并行的捕获范围r_chan＝(r_{rate_max}-r_{rate_min})/C_rate和多路运算之间的并行关系，同时进行多普勒变化率补偿与后续计算，并行地利用FFT资源，将载波多普勒变化率范围r_chan划分为S_rate个子槽，使多普勒变化率范围为r_{chan_min}至r_{chan_max}满足r_{chan_max}-r_{chan_min}＝S_rate×r_{rate_step}；然后利用每个子槽对应的载波多普勒变化率r_{rate_comp}＝r_{chan_min}+s_rate×r_{rate_step}和子槽运算之间的串行关系，时分复用FFT资源运算资源，顺次进行多普勒变化率补偿与后续计算，其中s_rate∈(1，2，…，S_rate)，每个子槽补偿变化率步进r_{rate_step}根据每个子槽补偿频率步进f_{dopl_step}和采样时间共同决定，在采样时间内的多普勒频移变化范围应该小于FFT分析带宽。

8.如权利要求7所述的高动态微弱8PSK/16PSK信号载波捕获方法，其特征在于：每个子槽内按变化率r_{rate_comp}进行多普勒变化率补偿，根据多普勒补偿变化率r_{rate_comp}进行频率控制字K_{rate_comp}转换：且K_{rate_comp}＝2³²×r_{rate_comp}/f_calcul，在高频率系统时钟f_calcul控制下，对频率控制字K_{rate_comp}不断累加两次得到查询地址D_{rate_comp}，通过直接数字频率合成DDS的地址映射、查表生成载波多普勒变化率补偿的本地载波，本地载波与输入数据进行复乘运算，完成多普勒变化率的补偿，则数据处理阶段时间为t_calcu＝S_rate×M×N/f_calcul，其中S_rate为每路中计算的子槽轮次。

9.如权利要求1所述的高动态微弱8PSK/16PSK信号载波捕获方法，其特征在于：变化率补偿模块完成补偿后将数据写入数据缓存中，FFT模块从缓存中读取数据进行快速傅里叶变换，对变化率补偿模块载波多普勒频率变化率补偿后的数据进行M点FFT，获得载波多普勒频率的测量精度为f_prec＝f_samp/M，其中f_samp为采样频率，非相干积分模块对时频变换后的复数数据近似取绝对值：

其中I和Q分别表示I路和Q路两路零中频复信号，然后通过非相干积分模块进行N点的非相干积分，提高积分增益。

10.如权利要求9所述的高动态微弱8PSK/16PSK信号载波捕获方法，其特征在于：频谱加窗模块对非相干积分模块非相干积分后的数据进行余弦窗加窗平滑，其功能类似一个移动均值滤波器，频谱加窗的点数F与采样频率f_samp、FFT点数M和编码后的单路信息速率Rs有关，即为F＝Rs/f_samp×M，频谱加窗平滑的输出只与包含最新F个输入值的一个窗有关，输出序列

其中，A_i表示宽度为F的余弦窗系数中的第i个系数，x[n-i]表示i个时钟周期延时前的F个输入值。

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