CN106855628A - 一种高动态卫星导航信号的快速捕获和跟踪系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种高动态卫星导航信号的快速捕获和跟踪系统和方法。本发明实现步骤如下：S1、根据捕获要求设置相关参数，读取中频信号与本地载波进行混频；S2、捕获实现采用在传统PMF+FFT的基础上对PMF和FFT模块分别进行加窗；S3、对经FFT运算后信号峰值判决采用自适应门限调整法，得到捕获结果；S4、进入跟踪阶段，对中频数据进行混频和伪码相关，相关后结果积分清除得到相干积分值；S5、载波跟踪采用扩维的无迹卡尔曼滤波(UKF)，依据系统的动态模型和测量模型，得到状态向量最佳估计值；S6、码跟踪采用在载波辅助下的传统码环。本发明的方法能解决高动态下卫星导航信号的快速捕获和跟踪问题，动态性可达100g。

Description

一种高动态卫星导航信号的快速捕获和跟踪系统和方法

技术领域

本发明涉及一种高动态卫星导航信号的快速捕获和跟踪系统和方法，属于卫星信号处理领域。

背景技术

目前，随着我国军事、航空航天事业的不断发展，传统的接收机已经无法满足高速运行时的导航定位需求。为此，国内开始研制高动态下的接收机，由于在高动态的恶劣环境下，接收机有着非常大的速度或加速度、加加速度，使得信号的多普勒变化急剧增大，导致接收机很难捕获和跟踪GPS信号，传统的捕获算法例如滑动相关是对多普勒频率和码相位二维进行串行搜索的，该方法运算量大且搜索时间很长，根本无法适应高动态环境，即使捕获到了也很容易就失捕，传统的跟踪环路也不能适应高动态变化，且跟踪精度很低，很容易失锁。而本发明所研究的是弹载、箭载和星载高动态接收机，其对捕获时间、捕获性能、跟踪精度和跟踪稳定性要求极高，因此实现快速捕获和稳定跟踪是研究高动态接收机的首要任务。

为解决以上问题，国内的相关研究人员提出了很多的解决方案，公开号为CN101082664，名称是“一种用于高动态卫星导航接收机中信号快捕的装置及其方法”的发明专利提出了基于分段匹配滤波器的设计，在一个积分时间内对整个码片相位进行遍历搜索的同时完成对多普勒频率的并行搜索，将传统的二维搜索转换为伪码相位的一维搜索，但是该专利中码片搜索时间仍不短，要加快捕获则要提高FFT点数，且最终捕获频率精度不高。公开号为CN105717521A，名称是“高动态伪卫星信号的快速捕获方法”的发明专利采用快速FFT算法和平方环法相结合，但是该方法中快速FFT运算需要进行大量傅里叶变换，消耗较大硬件资源以及耗时较长。公开号为CN105607091A，名称是“一种改进的基于扩展卡尔曼滤波的载波跟踪环”的发明专利利用扩展卡尔曼滤波器(EKF)进行状态估计，但是由于EKF需要计算复杂的Jacobi矩阵，对状态量初始值要求较严，且用线性化来近似等同非线性导致精度不高。

因此，鉴于以上一系列的问题，为了实现高动态下的卫星导航信号的快速捕获和稳定跟踪，提高动态性和跟踪精度，本发明提出了一种高动态卫星导航信号的快速捕获和跟踪方法。

发明内容

本发明要解决的技术问题为：提供一种适应于高动态环境下导航接收机中快速捕获和稳定跟踪的方法，克服现有技术中存在的FFT点数较大、仅采用PMF和引入延迟累加器，从而导致的捕获时间较长、捕获多普勒频移范围较小、容易漏检、硬件资源消耗较大和捕获精度不高的问题，以及传统跟踪环路动态性差、跟踪精度较低、易失锁等问题。

本发明目的通过如下技术方案予以实现：

提供一种高动态卫星导航信号的快速捕获和跟踪方法，包括：

S1、设置捕获中部分匹配滤波器(PMF)的个数和每个部分匹配滤波器的长度，设置快速傅里叶变换(FFT)的点数；读取第一积分长度T_coh的中频信号Signal_IF并滤去直流成分得到信号Signal_0DC，将信号Signal_0DC分别与本地载波NCO产生的I路和Q路相乘，进行混频，获得xCarrier信号；

S2、xCarrier信号进行加窗处理后输入到部分匹配滤波器(PMF)，对每个部分匹配滤波器(PMF)输出结果进行加窗处理后，进行快速傅里叶变换(FFT)；

S3、对经FFT运算后信号进行峰值判决，得到捕获结果多普勒频移f_dacq；

S4、进入跟踪阶段，读取第二积分长度的中频信号Signal_IF与本地载波的I路和Q路相乘，获得混频后I路和Q路信号，分别与本地超时、即时和滞后伪码进行相关运算；对相关后结果进行积分清除得到相干积分值包括I路信号与超时伪码相干积分值I_E、I路信号与即时伪码相干积分值I_P、I路信号与滞后伪码相干积分值I_L和Q路信号与超时伪码相干积分值Q_E、Q路信号与即时伪码相干积分值Q_P、Q路信号与滞后伪码相干积分值Q_L；

S5、对I路信号与即时伪码相干积分值I_P和Q路信号与即时伪码相干积分值Q_P去除符号的影响，作为扩维无迹卡尔曼滤波(UKF)模块的测量值，扩维无迹卡尔曼滤波(UKF)模块进行载波跟踪得到状态量x_k＝[x_p；x_w；x_a；x_j]_k的最佳估计值；载波相位差估计值x_pk实时修正本地载波NCO的角频率值w_NCOk+1；

S6、接收I路信号与超时伪码相干积分值I_E、I路信号与滞后伪码相干积分值I_L和Q路信号与超时伪码相干积分值Q_E、Q路信号与滞后伪码相干积分值Q_L经过码鉴相器输出码相位差异δ_cp，δ_cp经过环路滤波器后与本地载波NCO的角频率值w_NCOk+1经过比例器κ_c后的结果相加，相加的和M作为C/A码NCO模块的控制输入量，C/A码NCO实时输出频率f_co，频率f_co驱动C/A码发生器生成本地超时、即时和滞后伪码。

优选的，步骤(2)中两次进行加窗处理的窗函数W(w)如下：

W_R(w)为长为N的矩形窗的幅度特性，N取部分匹配滤波器幅频响应的主瓣宽度；w为频率值。

优选的，将加窗处理后xCarrier信号分为K段，分别输入到K个部分匹配滤波器(PMF)，与本地伪码进行相关运算，对相关运算后的结果进行累加得到部分匹配滤波器(PMF)的K组输出值。

优选的，步骤S3中对经FFT运算后信号进行峰值判决，得到捕获结果多普勒频移f_dacq和码相位偏移p_acq的具体方法为：

对于单个伪码，当检测到第一峰值时，以第一峰值对应相位值CPha为中心，距离中心距离大于一个码片的范围内检测第二峰值，计算第一峰值和第二峰值的比值，将该比值与单个伪码捕获阈值比较，如果大于单个伪码捕获阈值，则第一峰值所对应的多普勒频移和码相位偏移即为捕获结果；如果小于等于单个伪码捕获阈值，则没有捕获到该伪码对应的卫星信号；

对于a个伪码，当检测到第i个峰值时，在距离第1-i个峰值中心均大于一个码片的范围内搜索第i+1个峰值，计算第i个峰值和第i+1个峰值的差值与第i个峰值的比值，该值与多个伪码捕获阈值比较，如果小于等于多个伪码捕获阈值，则检测第i+2个峰值；如果大于多个伪码捕获阈值则计算第i个峰值和第i+1个峰值的比值，将该比值与单个伪码捕获阈值比较，如果大于单个伪码捕获阈值，则第i个峰值所对应的多普勒频移和码相位偏移为捕获结果；如果小于等于单个伪码捕获阈值，则检测第i+2个峰值；a-2≥i≥1。

优选的，扩维无迹卡尔曼滤波(UKF)模块包括载波动态模型和测量模型，

状态向量中应包含如下4个状态量x_k＝[x_p；x_w；x_a；x_j]_k，载波动态模型的状态转移方程为：

其中x_p为接收载波与接收机本地载波的相位差；x_w为接收载波的多普勒频移；x_a是接收载波的多普勒频移x_w的一阶变化率；x_j是接收载波的多普勒频移x_w的二阶变化率；ΔT_k是累积时间间隔；w_k是4×1的过程噪声矩阵，该过程噪声均为高斯白噪声，均值为0，k为时刻；

测量模型的实际观测量矩阵z_k。

将过程噪声和测量噪声扩充到状态向量中，获得扩充后的状态向量：

其中υ_k是2×1的零均值的高斯白噪声测量噪声矩阵。

提供一种高动态卫星导航信号的快速捕获和跟踪系统，包括第一混频模块、第一加窗模块、部分匹配滤波器(PMF)模块、第二加窗模块、快速傅里叶变换(FFT)模块、峰值检测模块、第二混频模块、相关模块、积分清除模块、去除符号模块、扩维无迹卡尔曼滤波(UKF)模块、码鉴相器模块、环路滤波器、C/A码发生器和C/A码NCO；

所述第一混频模块，读取第一积分长度T_coh的中频信号Signal_IF并滤去直流成分得到信号Signal_0DC，将信号Signal_0DC分别与本地载波NCO产生的I路和Q路相乘，进行混频，获得xCarrier信号；

第一加窗模块将xCarrier信号进行加窗处理后输入到部分匹配滤波器(PMF)；

部分匹配滤波器(PMF)模块将加窗处理后xCarrier信号分为K段，分别输入到K个部分匹配滤波器(PMF)，与本地伪码进行相关运算，对相关运算后的结果进行累加得到部分匹配滤波器(PMF)的K组输出值；

第二加窗模块为K个，分别对K个部分匹配滤波器(PMF)输出结果进行加窗处理，并发送到快速傅里叶变换(FFT)模块；

快速傅里叶变换(FFT)模块对信号进行快速傅里叶变换后发送到峰值检测模块；

峰值检测模块对经FFT运算后信号进行峰值判决，得到捕获结果多普勒频移f_dacq；

第二混频模块读取第二积分长度的中频信号Signal_IF与本地载波的I路和Q路相乘，获得混频后I路和Q路信号；

相关模块将第二混频模块输出的混频后的I路和Q路信号分别与C/A码发生器生成的超时、即时和滞后伪码进行相关运算；

积分清除模块对相关模块输出的相关运算结果进行积分清除得到相干积分值包括I路信号与超时伪码相干积分值I_E、I路信号与即时伪码相干积分值I_P、I路信号与滞后伪码相干积分值I_L和Q路信号与超时伪码相干积分值Q_E、Q路信号与即时伪码相干积分值Q_P、Q路信号与滞后伪码相干积分值Q_L；

去除符号模块对I路信号与即时伪码相干积分值I_P和Q路信号与即时伪码相干积分值Q_P去除符号的影响；

扩维无迹卡尔曼滤波(UKF)模块将去除符号的影响的I路信号与即时伪码相干积分值I_P和Q路信号与即时伪码相干积分值Q_P作为扩维无迹卡尔曼滤波(UKF)模块的测量值，进行载波跟踪输出状态量x_k＝[x_p；x_w；x_a；x_j]_k的最佳估计值；载波相位差估计值x_pk实时修正本地载波NCO的角频率值w_NCOk+1；

码鉴相器模块接收I路信号与超时伪码相干积分值I_E、I路信号与滞后伪码相干积分值I_L和Q路信号与超时伪码相干积分值Q_E、Q路信号与滞后伪码相干积分值Q_L，输出码相位差异δ_cp；

环路滤波器输入相位差异δ_cp与本地载波NCO的角频率值w_NCOk+1经过比例器κ_c后的结果相加，输出相加的和M作为C/A码NCO模块的控制输入量；

C/A码NCO实时输出频率f_co，频率f_co驱动C/A码发生器生成本地超时、即时和滞后伪码。

优选的，第一加窗模块和第二加窗模块加窗处理的窗函数W(w)如下：

W_R(w)为长为N的矩形窗的幅度特性，N取部分匹配滤波器幅频响应的主瓣宽度；w为频率值。

优选的，峰值检测模块操作方法如下：

对于单个伪码，当检测到第一峰值时，以第一峰值对应相位值CPha为中心，距离中心距离大于一个码片的范围内检测第二峰值，计算第一峰值和第二峰值的比值，将该比值与单个伪码捕获阈值比较，如果大于单个伪码捕获阈值，则第一峰值所对应的多普勒频移和码相位偏移即为捕获结果；如果小于等于单个伪码捕获阈值，则没有捕获到该伪码对应的卫星信号；

对于a个伪码，当检测到第i个峰值时，在距离第1-i个峰值中心均大于一个码片的范围内搜索第i+1个峰值，计算第i个峰值和第i+1个峰值的差值与第i个峰值的比值，该值与多个伪码捕获阈值比较，如果小于等于多个伪码捕获阈值，则检测第i+2个峰值；如果大于多个伪码捕获阈值则计算第i个峰值和第i+1个峰值的比值，将该比值与单个伪码捕获阈值比较，如果大于单个伪码捕获阈值，则第i个峰值所对应的多普勒频移和码相位偏移为捕获结果；如果小于等于单个伪码捕获阈值，则检测第i+2个峰值；a-2≥i≥1。

优选的，扩维无迹卡尔曼滤波(UKF)模块包括载波动态模型和测量模型，

状态向量中应包含如下4个状态量x_k＝[x_p；x_w；x_a；x_j]_k，载波动态模型的状态转移方程为：

其中x_p为接收载波与接收机本地载波的相位差；x_w为接收载波的多普勒频移；x_a是接收载波的多普勒频移x_w的一阶变化率；x_j是接收载波的多普勒频移x_w的二阶变化率；ΔT_k是累积时间间隔；w_k是4×1的过程噪声矩阵，该过程噪声均为高斯白噪声，均值为0，k为时刻；

测量模型的实际观测量矩阵z_k。

将过程噪声和测量噪声扩充到状态向量中，获得扩充后的状态向量：

其中υ_k是2×1的零均值的高斯白噪声测量噪声矩阵。

本发明与现有技术相比的有益效果是：

(1)本发明将组合码相关的卫星快速盲搜方法运用在捕获之前对卫星的搜索中，提高了捕获效率。

(2)本发明对传统捕获方法PMF+FFT进行了改进，分别对PMF和FFT模块进行加窗处理，即增大了多普勒频率捕获范围，更适应于高动态环境，又减小约一半的扇贝损失，提高了捕获性能。

(3)本发明对PMF+FFT后的结果进行峰值检测时，采用自适应门限调整法，能更精确地检测出峰值。

(4)本发明将UKF用于高动态下卫星导航信号的跟踪，并对其进行扩维改进，提高了跟踪精度和稳定性，结果表明本发明提出的一种高动态卫星导航信号的快速捕获和跟踪方法能在加速度为100g的高动态环境下实现快速捕获和稳定跟踪。

附图说明

图1为本发明实现快速捕获方法的流程图。

图2为本发明实现高动态快速捕获的整体结构图。

图3为本发明实现单个伪码检测的开窗示意图。

图4为本发明实现多个伪码检测的开窗示意图。

图5为本发明基于扩维UKF的跟踪示意图。

具体实施方式

下面结合附图和方法原理对本发明作进一步说明。本发明提出了一种高动态卫星导航信号的快速捕获和跟踪方法。

如图1所示是本发明中实现高动态快速捕获方法的整体流程图，具体实现步骤如下：

步骤1：根据捕获的精度和多普勒频移范围要求来确定捕获的相关参数，由最终粗捕分辨率f_resolu＝1/T_coh确定积分长度T_coh，由捕获的多普勒频率范围f_all＝N/T_coh确定FFT点数N，设置PMF的个数K等于FFT的点数，则总的相关运算M＝T_coh·f_C，每个PMF的长度为L＝T_coh·f_C/K。

根据上述设定的积分时间，读取T_coh长度的中频信号Signal_IF，对该中频信号进行直流滤波去除直流干扰得到信号Signal_0DC，再分别与产生的本地载波的I路和Q路相乘，则最终经过载波解调的信号为：

xCarrier＝Signal_0DC×(local_carQ-j×local_carI) (1)

其中local_carQ为本地载波的Q路信号，local_carI为本地载波的I路信号。

对于冷启动时，没有存储任何星历和历书的接收机搜星的过程如下：

(1)对于总的32颗GPS卫星按照卫星的运动轨迹和统计概率学，将经常一起出现的k颗卫星划分为一组，每颗卫星用二维数组表示为Sat[i][j]，其中i表示第几组，范围为j表示第i组中的第j个卫星，且j≤k。让伪码发生器复制出k颗卫星的组合码，组合码的计算公式如下：

式中：C⁽ⁱ⁾(n)为卫星i的伪码，C^(com)(n)为k颗卫星的伪码组合码。复制出的组合码再与接收信号进行相关运算，即相当于同时对k颗卫星信号进行搜索和检测。若这k颗卫星没有一颗可见，则接收机通道在搜索过程中检测不到任何显著的相关峰值，于是这k颗卫星可以一并全部被认为不存在，然后接收机可以转向另外k颗卫星，如果检测到一个或多个相关峰值，则可以断定这k颗卫星中有一颗或多颗可见，因此进一步在这k颗卫星中对单个卫星进行捕获，检测最高峰和第二高峰的比值与捕获阈值大小来判定是否捕获成功，直到捕获到4颗卫星为止。若k值较大，则接收机能有效地否决多个卫星信号，又能快速地检测出首个卫星信号，但k值也不宜过大，过大的k值会在相关结果中引入高的噪声量，因此本发明取k值为4，则搜星时间最少可减少1/4，大大提高了捕获效率。

(2)判断组值i是否小于32/k，若小于则利用公式(2)产生对应的组合码并进入步骤2，反之则说明捕获结束。

步骤2：将去载波后的信号输入到PMF中，对于某一个相位，第一个PMF将输入信号的前L个码片与本地伪码的前L个码片做相关累加，第二个PMF处理接下来的L个码片，依此类推，直至第K个PMF完成最后的L个码片的处理，共有L个相位；最后将PMF的结果进行N点的FFT运算，可得FFT输出的归一化幅度响应为：

上式F(w_d,k)可分为两部分：

式中：F₁(w_d)是PMF对整体幅频响应的影响；F₂(w_d,k)是FFT运算对整体幅频响应增益的贡献。由PMF的幅频响应图可得其幅度随着多普勒频移的增大而衰减，为改善其低通性能，对其加窗来扩大其幅频响应的主瓣宽度，即增大了多普勒的捕获范围。由FFT幅频响应图可知当多普勒频率在两个FFT输出点上时，该点所对应的幅值有明显的衰减，即扇贝损失，因此为减小扇贝损失，同样引入了窗函数，加窗后的FFT其频谱得到了平滑，主瓣宽度增大，扇贝损失明显减小。如图2所示在PMF和FFT之前分别进行加窗处理，以汉宁窗为例，其频率响应幅度函数为：

式中：W_R(w)为长N的矩形窗的幅度特性。加窗后PMF归一化频率响应和加窗后的FFT模块输出归一化幅度特性分别为：

为满足高动态下捕获，设置捕获频率范围为20kHz，积分时间长度选择12.8ms，则FFT点数N为256，PMF的个数为256，总的相关运算为13094.4，PMF的长度为51.15，由于PMF的长度要取整，因此取PMF的长度L＝52，则M＝13312，N＝K＝256，1/T_c＝1023000，采样频率为40MHz，频率分辨率约为76.85Hz。

步骤3：对FFT变换后的信号检测最高峰，采用自适应门限值调整法，当检测到第一高峰时，通过开窗原理，继续检测次高峰。此时若伪码为组合码，则若最高峰值与第二峰值的差和最高峰值的比值小于设定阈值，就再次确定检测范围来检测第三峰值，若大于设定阈值则直接求最高峰和第二峰值的比值，若检测到第三峰值，求最高峰和第三峰值的比值；将两个比值与设置的组合码的捕获阈值比较，若大于则证明该第i组卫星中有信号存在，则进一步对第i组中的第j颗卫星信号进行捕获，若不大于则说明第i组所有卫星都不可见，因此抛弃之，并i值自加跳回到进行下一组卫星的捕获。对于a个伪码，当检测到第i个峰值时，在距离第1-i个峰值中心均大于一个码片的范围内搜索第i+1个峰值，计算第i个峰值和第i+1个峰值的差值与第i个峰值的比值，该值与多个伪码捕获阈值比较，如果小于等于多个伪码捕获阈值，则检测第i+2个峰值；如果大于多个伪码捕获阈值则计算第i个峰值和第i+1个峰值的比值，将该比值与单个伪码捕获阈值比较，如果大于单个伪码捕获阈值，则第i个峰值所对应的多普勒频移和码相位偏移为捕获结果；如果小于等于单个伪码捕获阈值，则检测第i+2个峰值；a-2≥i≥1。

若伪码为单个码，则直接求最高峰和第二峰值的比值，将该比值与单个伪码捕获阈值比较，若大于则表示成功捕获到第j颗卫星；反之则证明检测不到第j颗卫星信号，j值自加即对下一颗卫星继续捕获。

以上的峰值检测方法中，由于本地伪码的相位与接收信号伪码的相位相近，因此检测次高峰时需要在最高峰附近设置一个窗口，以最高峰时相位值CPha为中心，如图3所示，在[1:Range1,Range2:PerCodeS]范围内继续检测次高峰，其中Range1和Range2距离CPha分别有一个码片，PerCodeS为1ms信号的总采样点数。

当同时检测多颗卫星时，可能存在多个峰值，同样用自适应门限值调整法，若次高峰与最高峰的偏差比较小时证明有两个峰值，同样设置窗口；如图4所示，在[CPRange1，CPRange2，CPRange3]范围内继续检测第三高峰，将最高峰和第三高峰的比值与门限值进行比较，若大于门限值则存在两颗卫星。

判断第j颗卫星中j是否小于k，若小于则进一步对第j颗卫星进行加窗PMF+FFT捕获运算，即进入步骤2；若不小于则表明该组卫星已经检测完毕，进行下一组卫星的检测。

此时成功捕获第j颗卫星，则捕获成功计数器cnt值加1，并得到捕获的多普勒频移f_dacq和码相位偏移p_acq，此时j值自加1。

判断cnt值是否小于4，若小于则继续检测下一个卫星，继续捕获卫星信号；若已经大于或等于4则代表已经捕获到4颗卫星信号，进入步骤4。

步骤4：捕获结束，进入到跟踪阶段，如图5所示，设置扩维UKF的更新周期为1ms，读取1ms中频信号分别与本地I和Q路载波混频，再分别与本地超时E(即时伪码向前偏移半个码片)、即时P(本地伪码)和滞后L(即时伪码向后偏移半个码片)伪码相关，将相关结果经积分-清除器后分别输出对应的I路信号与超时伪码相干积分值I_E、I路信号与即时伪码相干积分值I_P、I路信号与滞后伪码相干积分值I_L和Q路信号与超时伪码相干积分值Q_E、Q路信号与即时伪码相干积分值Q_P、Q路信号与滞后伪码相干积分值Q_L。

步骤5：为消除导航数据的影响，这里对I路信号与即时伪码相干积分值I_P和Q路信号与即时伪码相干积分值Q_P进行符号判决或两倍相位翻转，去除符号的影响，然后进入扩维无迹卡尔曼滤波(UKF)模块，先建立载波动态模型和测量模型。

载波动态模型：

考虑到要稳定跟踪高动态下的卫星导航信号，状态向量中应包含如下4个状态量x_k＝[x_p；x_w；x_a；x_j]_k，其状态转移方程为：

其中x_p为真实载波与接收机本地载波的相位差；x_w为真实的载波多普勒频移；x_a是载波多普勒频移的一阶变化率；x_j是载波多普勒频移的二阶变化率；ΔT_k是累积时间间隔，这里ΔT_k＝1ms。w_k是4×1的过程噪声矩阵，该噪声均为高斯白噪声，均值为0，协方差矩阵是Q_k。

测量模型：

在步骤4中的相干积分值I_P和Q_P组成扩维UKF中的实际观测量矩阵z_k。

其量测方程为：

其中N_1k是累积时间间隔内的采样点数，υ_k是2×1的零均值的高斯白噪声测量噪声矩阵，其协方差矩阵为R_k。

进行扩维UKF算法运算，其步骤如下：

(1)状态向量和其协方差初始化：

考虑到过程和量测方程相对于对应的噪声可能是非线性的，因此将过程噪声和测量噪声扩充到状态向量中，即：

利用步骤3中得到的捕获多普勒频移来初始化扩维UKF，则状态向量的初始值和其协方差的初始值为：

其中Q₀为过程噪声的协方差，R₀为测量噪声的协方差。

(2)选取2n+1个sigma点由x_k的均值和协方差的当前时刻最佳估计值和对其做适当的修改。

即总的sigma点数为：2·n+1(n为扩充后的维数)，其中表示(n+λ)P_x的平方根矩阵的第i列，比例因子λ＝α²(n+κ)-n，其中α表示散布的程度，决定周围sigma点的分布情况，调节α使得高阶项的影响最小，其范围为1e-4≤α≤1；κ是为满足n+κ≠0的辅助尺度因子，默认为0。

(3)计算加权系数：

其中β反映了状态向量先验信息量，调节它可提高方差的精度，当取2时对应高斯分布的最优值。是求一阶统计特性(均值)时的加权系数；是求二阶统计特性(协方差矩阵)时的加权系数。

(4)时间更新方程：

(a)将选取的k-1时刻的sigma点通过非线性方程f(·)进行状态传递得到k时刻的状态量：

(b)将通过加权求和得到k时刻的先验状态估计值：

(c)同样通过加权求和求得先验估计误差的协方差，由于已经将噪声扩充到状态量中，因此这里不需要再加上过程噪声：

(5)量测更新实现：

(a)为减小计算量，这里将直接使用时间更新中产生的sigma点将这些sigma点通过非线性量测方程h(·)转换为测量预测值

(b)将测量预测合并向量得到k时刻的量测预测：

(c)量测预测的协方差为：

(d)状态量估计值和观测量预测值之间的互协方差为：

(6)状态量和其协方差的更新过程：

K_k＝P_xz/P_z (23)

K_k为k时刻的卡尔曼增益，z_k为k时刻的观测信息。P_xz/P_z即可约去量测预测误差的加权求和，剩下先验估计误差的加权求和与量测预测误差加权求和的比值，即为卡尔曼增益。则是实际观测量值与估计量测值的误差，即为残差。残差乘以卡尔曼增益得到估计状态量的误差，在先验状态估计的基础上加上估计状态量的误差即可得到更新的状态估计值。卡尔曼增益可使得更新的状态估计值的误差均方根最小，使得更新后的估计值与真实值最接近。

本地载波的重构，每次迭代完成后得到更新的载波相位差估计值x_pk用来修正本地载波NCO，进行下一时刻的跟踪。

w_NCOk+1＝w_NCOk+x_pk/ΔT_k (26)

其中w_NCOk+1为k+1时刻的本地载波NCO的角频率。

步骤6：利用载波辅助技术进行码环的跟踪，步骤4中的相干积分值I_E、I_L、Q_E、Q_L经过码鉴相器输出码相位差异δ_cp，并经过环路滤波器的滤波后与载波跟踪结果经过比例器κ_c(1/1540)后的结果加在一起，它们的和作为C/A码NCO的控制输入，最后C/A码NCO实时调整输出频率f_co，

以上所述，仅为本发明最佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

本发明说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员的公知技术。

Claims (9)

1.一种高动态卫星导航信号的快速捕获和跟踪方法，其特征在于，包括：

S1、设置捕获中部分匹配滤波器(PMF)的个数和每个部分匹配滤波器的长度，设置快速傅里叶变换(FFT)的点数；读取第一积分长度T_coh的中频信号Signal_IF并滤去直流成分得到信号Signal_0DC，将信号Signal_0DC分别与本地载波NCO产生的I路和Q路相乘，进行混频，获得xCarrier信号；

S2、xCarrier信号进行加窗处理后输入到部分匹配滤波器(PMF)，对每个部分匹配滤波器(PMF)输出结果进行加窗处理后，进行快速傅里叶变换(FFT)；

S3、对经FFT运算后信号进行峰值判决，得到捕获结果多普勒频移f_dacq；

S4、进入跟踪阶段，读取第二积分长度的中频信号Signal_IF与本地载波的I路和Q路相乘，获得混频后I路和Q路信号，分别与本地超时、即时和滞后伪码进行相关运算；对相关后结果进行积分清除得到相干积分值包括I路信号与超时伪码相干积分值I_E、I路信号与即时伪码相干积分值I_P、I路信号与滞后伪码相干积分值I_L和Q路信号与超时伪码相干积分值Q_E、Q路信号与即时伪码相干积分值Q_P、Q路信号与滞后伪码相干积分值Q_L；

S5、对I路信号与即时伪码相干积分值I_P和Q路信号与即时伪码相干积分值Q_P去除符号的影响，作为扩维无迹卡尔曼滤波(UKF)模块的测量值，扩维无迹卡尔曼滤波(UKF)模块进行载波跟踪得到状态量x_k＝[x_p；x_w；x_a；x_j]_k的最佳估计值；载波相位差估计值x_pk实时修正本地载波NCO的角频率值w_NCOk+1；

S6、接收I路信号与超时伪码相干积分值I_E、I路信号与滞后伪码相干积分值I_L和Q路信号与超时伪码相干积分值Q_E、Q路信号与滞后伪码相干积分值Q_L经过码鉴相器输出码相位差异δ_cp，δ_cp经过环路滤波器后与本地载波NCO的角频率值w_NCOk+1经过比例器κ_c后的结果相加，相加的和M作为C/A码NCO模块的控制输入量，C/A码NCO实时输出频率f_co，频率f_co驱动C/A码发生器生成本地超时、即时和滞后伪码。

2.根据权利要求1所述的一种高动态卫星导航信号的快速捕获和跟踪方法，其特征在于，步骤(2)中两次进行加窗处理的窗函数W(w)如下：

$W\left(w\right)=\frac{1}{2}{W}_R\left(w\right)+\frac{1}{4}\[W_R(w-\frac{2\mathrm{\π}}{N})+W_R(w+\frac{2\mathrm{\π}}{N})\]$

W_R(w)为长为N的矩形窗的幅度特性，N取部分匹配滤波器幅频响应的主瓣宽度；w为频率值。

3.根据权利要求1所述的一种高动态卫星导航信号的快速捕获和跟踪方法，其特征在于，将加窗处理后xCarrier信号分为K段，分别输入到K个部分匹配滤波器(PMF)，与本地伪码进行相关运算，对相关运算后的结果进行累加得到部分匹配滤波器(PMF)的K组输出值。

4.根据权利要求3所述的一种高动态卫星导航信号的快速捕获和跟踪方法，其特征在于，步骤S3中对经FFT运算后信号进行峰值判决，得到捕获结果多普勒频移f_dacq和码相位偏移p_acq的具体方法为：

对于单个伪码，当检测到第一峰值时，以第一峰值对应相位值CPha为中心，距离中心距离大于一个码片的范围内检测第二峰值，计算第一峰值和第二峰值的比值，将该比值与单个伪码捕获阈值比较，如果大于单个伪码捕获阈值，则第一峰值所对应的多普勒频移和码相位偏移即为捕获结果；如果小于等于单个伪码捕获阈值，则没有捕获到该伪码对应的卫星信号；

对于a个伪码，当检测到第i个峰值时，在距离第1-i个峰值中心均大于一个码片的范围内搜索第i+1个峰值，计算第i个峰值和第i+1个峰值的差值与第i个峰值的比值，该值与多个伪码捕获阈值比较，如果小于等于多个伪码捕获阈值，则检测第i+2个峰值；如果大于多个伪码捕获阈值则计算第i个峰值和第i+1个峰值的比值，将该比值与单个伪码捕获阈值比较，如果大于单个伪码捕获阈值，则第i个峰值所对应的多普勒频移和码相位偏移为捕获结果；如果小于等于单个伪码捕获阈值，则检测第i+2个峰值；a-2≥i≥1。

5.根据权利要求1所述的一种高动态卫星导航信号的快速捕获和跟踪方法，其特征在于，扩维无迹卡尔曼滤波(UKF)模块包括载波动态模型和测量模型，

状态向量中应包含如下4个状态量x_k＝[x_p；x_w；x_a；x_j]_k，载波动态模型的状态转移方程为：

${\left[\begin{array}{c}{x}_p\\ x_w\\ x_a\\ x_j\end{array}\right]}_{k+1}=\left[\begin{array}{cccc}1& {\mathrm{\ΔT}}_k& \frac{{{\mathrm{\ΔT}}_k}^2}{2}& \frac{{{\mathrm{\ΔT}}_k}^3}{6}\\ 0& 1& {\mathrm{\ΔT}}_k& \frac{{{\mathrm{\ΔT}}_k}^2}{2}\\ 0& 0& 1& {\mathrm{\ΔT}}_k\\ 0& 0& 0& 1\end{array}\right]{\left[\begin{array}{c}{x}_p\\ x_w\\ x_a\\ x_j\end{array}\right]}_k+w_k$

其中x_p为接收载波与接收机本地载波的相位差；x_w为接收载波的多普勒频移；x_a是接收载波的多普勒频移x_w的一阶变化率；x_j是接收载波的多普勒频移x_w的二阶变化率；ΔT_k是累积时间间隔；w_k是4×1的过程噪声矩阵，该过程噪声均为高斯白噪声，均值为0，k为时刻；

测量模型的实际观测量矩阵z_k。

$z_k=\left[\begin{array}{c}{I}_P\\ Q_P\end{array}\right]$

将过程噪声和测量噪声扩充到状态向量中，获得扩充后的状态向量：

$x_k^{\left(a\right)}=\left[\begin{array}{c}{x}_k\\ w_k\\ {\mathrm{\υ}}_k\end{array}\right]$

其中υ_k是2×1的零均值的高斯白噪声测量噪声矩阵。

6.一种高动态卫星导航信号的快速捕获和跟踪系统，包括第一混频模块、第一加窗模块、部分匹配滤波器(PMF)模块、第二加窗模块、快速傅里叶变换(FFT)模块、峰值检测模块、第二混频模块、相关模块、积分清除模块、去除符号模块、扩维无迹卡尔曼滤波(UKF)模块、码鉴相器模块、环路滤波器、C/A码发生器和C/A码NCO；

所述第一混频模块，读取第一积分长度T_coh的中频信号Signal_IF并滤去直流成分得到信号Signal_0DC，将信号Signal_0DC分别与本地载波NCO产生的I路和Q路相乘，进行混频，获得xCarrier信号；

第一加窗模块将xCarrier信号进行加窗处理后输入到部分匹配滤波器

(PMF)；

部分匹配滤波器(PMF)模块将加窗处理后xCarrier信号分为K段，分别输入到K个部分匹配滤波器(PMF)，与本地伪码进行相关运算，对相关运算后的结果进行累加得到部分匹配滤波器(PMF)的K组输出值；

第二加窗模块为K个，分别对K个部分匹配滤波器(PMF)输出结果进行加窗处理，并发送到快速傅里叶变换(FFT)模块；

快速傅里叶变换(FFT)模块对信号进行快速傅里叶变换后发送到峰值检测模块；

峰值检测模块对经FFT运算后信号进行峰值判决，得到捕获结果多普勒频移f_dacq；

第二混频模块读取第二积分长度的中频信号Signal_IF与本地载波的I路和Q路相乘，获得混频后I路和Q路信号；

相关模块将第二混频模块输出的混频后的I路和Q路信号分别与C/A码发生器生成的超时、即时和滞后伪码进行相关运算；

积分清除模块对相关模块输出的相关运算结果进行积分清除得到相干积分值包括I路信号与超时伪码相干积分值I_E、I路信号与即时伪码相干积分值I_P、I路信号与滞后伪码相干积分值I_L和Q路信号与超时伪码相干积分值Q_E、Q路信号与即时伪码相干积分值Q_P、Q路信号与滞后伪码相干积分值Q_L；

去除符号模块对I路信号与即时伪码相干积分值I_P和Q路信号与即时伪码相干积分值Q_P去除符号的影响；

扩维无迹卡尔曼滤波(UKF)模块将去除符号的影响的I路信号与即时伪码相干积分值I_P和Q路信号与即时伪码相干积分值Q_P作为扩维无迹卡尔曼滤波(UKF)模块的测量值，进行载波跟踪输出状态量x_k＝[x_p；x_w；x_a；x_j]_k的最佳估计值；载波相位差估计值x_pk实时修正本地载波NCO的角频率值w_NCOk+1；

码鉴相器模块接收I路信号与超时伪码相干积分值I_E、I路信号与滞后伪码相干积分值I_L和Q路信号与超时伪码相干积分值Q_E、Q路信号与滞后伪码相干积分值Q_L，输出码相位差异δ_cp；

环路滤波器输入相位差异δ_cp与本地载波NCO的角频率值w_NCOk+1经过比例器κ_c后的结果相加，输出相加的和M作为C/A码NCO模块的控制输入量；

C/A码NCO实时输出频率f_co，频率f_co驱动C/A码发生器生成本地超时、即时和滞后伪码。

7.如权利要求6所述的高动态卫星导航信号的快速捕获和跟踪系统，其特征在于，第一加窗模块和第二加窗模块加窗处理的窗函数W(w)如下：

$W\left(w\right)=\frac{1}{2}{W}_R\left(w\right)+\frac{1}{4}\[W_R(w-\frac{2\mathrm{\π}}{N})+W_R(w+\frac{2\mathrm{\π}}{N})\]$

W_R(w)为长为N的矩形窗的幅度特性，N取部分匹配滤波器幅频响应的主瓣宽度；w为频率值。

8.如权利要求6所述的高动态卫星导航信号的快速捕获和跟踪系统，其特征在于，峰值检测模块操作方法如下：

对于单个伪码，当检测到第一峰值时，以第一峰值对应相位值CPha为中心，距离中心距离大于一个码片的范围内检测第二峰值，计算第一峰值和第二峰值的比值，将该比值与单个伪码捕获阈值比较，如果大于单个伪码捕获阈值，则第一峰值所对应的多普勒频移和码相位偏移即为捕获结果；如果小于等于单个伪码捕获阈值，则没有捕获到该伪码对应的卫星信号；

对于a个伪码，当检测到第i个峰值时，在距离第1-i个峰值中心均大于一个码片的范围内搜索第i+1个峰值，计算第i个峰值和第i+1个峰值的差值与第i个峰值的比值，该值与多个伪码捕获阈值比较，如果小于等于多个伪码捕获阈值，则检测第i+2个峰值；如果大于多个伪码捕获阈值则计算第i个峰值和第i+1个峰值的比值，将该比值与单个伪码捕获阈值比较，如果大于单个伪码捕获阈值，则第i个峰值所对应的多普勒频移和码相位偏移为捕获结果；如果小于等于单个伪码捕获阈值，则检测第i+2个峰值；a-2≥i≥1。

9.如权利要求6所述的高动态卫星导航信号的快速捕获和跟踪系统，其特征在于，扩维无迹卡尔曼滤波(UKF)模块包括载波动态模型和测量模型，

状态向量中应包含如下4个状态量x_k＝[x_p；x_w；x_a；x_j]_k，载波动态模型的状态转移方程为：

${\left[\begin{array}{c}{x}_p\\ x_w\\ x_a\\ x_j\end{array}\right]}_{k+1}=\left[\begin{array}{cccc}1& {\mathrm{\ΔT}}_k& \frac{{{\mathrm{\ΔT}}_k}^2}{2}& \frac{{{\mathrm{\ΔT}}_k}^3}{6}\\ 0& 1& {\mathrm{\ΔT}}_k& \frac{{{\mathrm{\ΔT}}_k}^2}{2}\\ 0& 0& 1& {\mathrm{\ΔT}}_k\\ 0& 0& 0& 1\end{array}\right]{\left[\begin{array}{c}{x}_p\\ x_w\\ x_a\\ x_j\end{array}\right]}_k+w_k$

其中x_p为接收载波与接收机本地载波的相位差；x_w为接收载波的多普勒频移；x_a是接收载波的多普勒频移x_w的一阶变化率；x_j是接收载波的多普勒频移x_w的二阶变化率；ΔT_k是累积时间间隔；w_k是4×1的过程噪声矩阵，该过程噪声均为高斯白噪声，均值为0，k为时刻；

测量模型的实际观测量矩阵z_k。

$z_k=\left[\begin{array}{c}{I}_P\\ Q_P\end{array}\right]$

将过程噪声和测量噪声扩充到状态向量中，获得扩充后的状态向量：

$x_k^{\left(a\right)}=\left[\begin{array}{c}{x}_k\\ w_k\\ {\mathrm{\υ}}_k\end{array}\right]$

其中υ_k是2×1的零均值的高斯白噪声测量噪声矩阵。