CN102394850A - 一种导航信号的调制方式及解调方法 - Google Patents

Abstract

一种导航信号的调制方式，先将导航信号信道的信号分量使用直接序列扩频技术，各信道之间进行组合，各信道分别选取各自的扩频调制方式，并且各信道能够调制有电文数据或者不调制电文数据，各信道组合后构成总信号；其解调方法是先接收经过调制方式的导航信号，再将接信号经前置放大器、下变频器送入模数转换器，将导航信号转化成数字信号，再计算鉴相误差量，鉴相误差量送入码跟踪环的环路滤波器，滤波输出的结果送入码调整接收机内部复现扩频序列的相位，以保持码环的锁定，在处理本发明这种调制方式的导航信号时，接收机能够同时获得良好的解调性能与码跟踪性能。

Description

一种导航信号的调制方式及解调方法

技术领域

本发明涉及导航信号技术领域，具体涉及一种导航信号的调制方式及解调方法。

背景技术

全球导航卫星系统(GNSS)可以在全球范围内为数量不限的海陆空天用户提供全天候、连续精确的位置、速度和时间信息。现已有多个国家相继建设自己的GNSS或其增强系统。

随着全球导航卫星系统的建设，越来越多的新型调制方式不断涌现。传统GPS的C/A码和P(Y)码使用BPSK调制，而现代化GPS和伽利略系统的一些信号使用了一种称为二进制偏移载波(BOC)的调制技术，另一些信号则使用了更为复杂的复用BOC(MBOC)调制技术。

BPSK、BOC以及MBOC调制都是直接序列扩频(DSSS)技术的不同实现形式。为了利用扩频码中频繁的相位翻转来精密测距，以及获得良好的多址接入性能和抗多径与干扰性能，全球导航卫星系统(GNSS)的信号都使用了DSSS技术。正如本领域内技术人员所知，DSSS可被看作二进制相移键控(BPSK)的扩展。一组扩频序列被扩频码片波形赋形后，与数据信号和射频载波相乘，得到传输信号。

除了使用新型的调制方式，在现代化的导航系统中，普遍为每一个信号分配多个信道。在每个信号的多个信道中，其中至少有一个信道的信号分量调制有电文数据，称为有数据信道(data channel)，而至少应有另一个信道的信号分量只包含没有调制电文信息的扩频信号，称为无数据信道(dataless channel)或者导频信道(pilotchannel)。这种将信号分为有数据信道和导频信道的方式所带来的好处是：信号的接收设备可以利用数据信道的信号分量解调电文，而通过处理导频信道的信号分量来获得更高的载波与伪码相位测量精度，以及在弱信号环境中更高的捕获、跟踪灵敏度。

在系统某一特定信号的设计中，需要为有数据信道和导频信道分配相应的调制方式。对于现有的系统中的各信号，GPS的C/A码信号只有有数据信道，没有导频信道，数据信道使用的调制方式为BPSK-R；GPS L1C信号的有数据信道使用BOC(1，1)，导频信道使用TMBOC(6，1，4/33)；GPS L2C以及L5信号都是数据信道使用BPSK-R，导频信道也使用BPSK-R；伽利略系统的E1 OS信号数据信道使用CBOC+(61，1，1/11)，导频信道使用CBOC-(6，1，1/11)。

现有这些调制方式的不足主要集中在几个方面，首先，使用BPSK-R调制的信号分量来完成伪码相的测量，精度比相同扩频码速率下使用BOC以及MBOC调制的信号要低很多；其次，使用BOC调制的信号分量来完成数据电文的解调，需要的接收机带宽要比相同扩频码速率下的BPSK-R调制信号宽，而且即时支路相关器输出的信噪比衰减也要大；再次，当系统的信号使用BOC或者MBOC调制方式时，接收机在信号的捕获与跟踪环节可能会出现“模糊度问题”(Ambiguity problem)，也即，由于BOC和MBOC调制信号的自相关函数存在多个峰值，接收机可能会在捕获阶段误捕到主峰外的一个边峰上去，从而造成移交给跟踪环时产生一个很大的初始偏差。更坏的情况是，跟踪环也会在跟踪阶段锁定在某一个边峰的能量上，并达到稳态跟踪。此时测量出的伪码相位将会带有一个持续稳定的偏差，从而导致最终的定位结果完全错误。

上述提到的现有系统使用的调制方式的三个不足，本领域内技术人员可以理解。第一个不足的根源在于与BOC以及MBOC调制的信号相比，BPSK-R信号的均方根带宽更小。正如本领域内技术人员所知，均方根带宽更宽的信号，其在匹配接收条件下的热噪声环境里的内在跟踪精度相应更高。而第二个不足的原因在于与BPSK-R调制信号相比，BOC和MBOC调制信号的频谱中高频成分占的比重更大，因此当接收机的接收带宽不足以将发射的整个信号的带宽完全覆盖的情况下，在相同的接收带宽下，BPSK-R信号由于能量更加集中在载频附近，被限带操作滤掉的能量更小。第三个不足则是由BOC和MBOC信号自相关函数的形状特性决定的。

发明内容

为了克服上述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种导航信号的调制方式及解调方法，在处理使用这种调制方式的导航信号时，接收机能够同时获得良好的解调性能与码跟踪性能。

为了达到上述目的，本发明采取的技术方案为：

一种导航信号的调制方式，包括以下步骤：

第一步，将一个导航信号的每个信道的信号分量都使用直接序列扩频技术，彼此之间的扩频序列速率相同，序列本身相同或不同，一个导航信号包含有至少两个信道；

第二步，各信道之间以时分复用、线性叠加或者调制到载波不同相位上的方式进行组合；

第三步，各信道分别选取各自的扩频调制方式，并且各信道能够调制有电文数据或者不调制电文数据，至少有一个信道调制有电文数据，至少有一个信道未调制电文数据，调制有电文数据的信道分配BPSK-R扩频调制波形，为未调制有电文数据的信道分配BOC或者MBOC扩频调制波形，各信道组合后构成总信号，总信号能够单独通过发射机和天线送入信道中传输，也能够与同一频点上的其它信号以时分复用、线性叠加或者调制到载波的不同的相位上的方式进行进一步混合后通过发射机和天线送入信道中传输。

一种导航信号的调制方式的解调方法，包括以下步骤：

第一步，接收机通过天线接收经过调制方式的导航信号；

第二步，天线将接收到的导航信号馈入到前置放大器，前置放大器完成对导航信号的滤波，以用于阻挡强干扰信号和带外噪声，以及对导航信号的放大；

第三步，前置放大器将经过滤波和放大的导航信号馈入到下变频器，以将信道的载频变换到相应的中频；

第四步，下变频器的输出送入模数转换器，将经过调制方式的导航信号转化成数字信号，模数转换器能够将信号量化为一位、两位或者更多位；

第五步，量化后的数字信号与接收机内部生成的同相载波和正交载波相乘，以除去数字信号的中频和多普勒，得到同相基带信号和正交基带信号；

第六步，对各信道基带扩频信号，接收机复现出其对应的超前、即时、滞后扩频序列，并让这三路序列经过矩形码片赋型，形成该信道的超前基带复现信号、即时基带复现信号、滞后基带复现信号；

第七步，将同相基带信号分别与超前基带复现信号、即时基带复现信号、滞后基带复现信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器进行积分，分别得到同相超前相关值IE、同相即时相关值IP、同相滞后相关值IL，将正交基带信号分别与超前基带复现信号、即时基带复现信号、滞后基带复现信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器进行积分，分别得到正交超前相关值QE、正交即时相关值QP、正交滞后相关值QL；

第八步，取信号中的一个调制有电文的信道，称为第一信道，其同相超前相关值、同相即时相关值、同相滞后相关值分别记作IE1、IP1、IL1，取信号中的一个未调制有电文的信道，称为第二信道，其同相超前相关值、同相即时相关值、同相滞后相关值分别记作IE2、IP2、IL2，如果所取的两个信道的信号分量位于载波同相，则按公式(1)对IE1、IP1、IL1、IE2、IP2、IL2进行组合，得到鉴相误差量D，如果所取的两个信道的信号分量位于载波两个彼此正交的相位上，则按照公式(2)对IE1、IP1、IL1、IE2、IP2、IL2进行组合，得到鉴相误差量D，

D＝[IE1×sign(IP1)+αIE2]²+[QE1×sign(QP1)+αQE2]²

                                                                (1)

 -[IL1×sign(IP1)+αIE2]²-[QL1×sign(QP1)+αQL2]²

D＝[IE1×sign(IP1)+αQE2]²+[QE1×sign(QP1)+αIE2]²

                                                                (2)

 -[IL1×sign(IP1)+αQE2]²-[QL1×sign(QP1)+αIL2]²

其中sign(x)为取x的符号操作，α是总信号中第一信道信号分量与第二信道信号分量的功率比；

第九步，鉴相误差量D送入码跟踪环的环路滤波器，滤波输出的结果送入码NCO调整接收机内部复现扩频序列的相位，以保持码环的锁定。

本发明的好处是，为调制数据电文的信道分配BPSK-R调制方式，可以改善该信道的解调性能，比起使用相同扩频码速率的BOC和MBOC调制的信道来，在接收机带宽小于信号发射带宽时，解调门限有明显的下降，意味着接收机可以在更低的信噪比下完成解调，同时也意味着为了实现解调的基本能力，接收机可以使用更窄的接收带宽。这对于对成本和功耗有苛刻要求的一些接收机而言无疑具有吸引力。本发明的另一个好处是，在上述优点的同时，由于为没有调制数据电文的信道分配BOC或者MBOC调制方式，使得这些信道的码跟踪性能与使用相同码速率的BPSK-R调制方式的信道相比有了较大的提升。本发明的另一个好处是，在上述优点的同时，接收机在码相位跟踪时，鉴相误差量随码相位延迟变化的曲线中并没有误锁点。也即，采用这种组合方式后得鉴相误差送入码跟踪环后不会出现类似BOC和MBOC信号跟踪所出现的误锁问题。

附图说明

图1为本发明调制方式的一种实施例示意图。

图2是本发明调制方式的另一种实施例示意图。

图3是本发明解调方法实施例的鉴相误差量D随码相位延迟变化的曲线图。

具体实施例方式

下面结合具体实施例对本发明作详细描述。

一种导航信号的调制方式，包括以下步骤：

第一步，将一个导航信号的每个信道的信号分量都使用直接序列扩频技术，彼此之间的扩频序列速率相同，序列本身相同或不同，一个导航信号包含有至少两个信道；

第二步，各信道之间以时分复用、线性叠加或者调制到载波不同相位上的方式进行组合；

第三步，各信道分别选取各自的扩频调制方式，并且各信道能够调制有电文数据或者不调制电文数据，至少有一个信道调制有电文数据，至少有一个信道未调制电文数据，调制有电文数据的信道分配BPSK-R扩频调制波形，为未调制有电文数据的信道分配BOC或者MBOC扩频调制波形，各信道组合后构成总信号，总信号能够单独通过发射机和天线送入信道中传输，也能够与同一频点上的其它信号以时分复用、线性叠加或者调制到载波的不同的相位上的方式进行进一步混合后通过发射机和天线送入信道中传输。

以一个导航信号包含两信道情况为例说明调制方式。

一个信号包含有两个信道，分别称为第一信道和第二信道。第一信道和第二信道使用不同的扩频序列。第一信道使用第一扩频序列，第二子载波的构成能够是频率为扩频码速率一半的整数倍的方波，即BOC调制的子载波。第二信道使用第二扩频序列。第一信道除扩频序列外，还调制有二进制电文数据。而第二信道未调制电文数据。第一信道的扩频码片波形选取矩形脉冲，脉冲持续时间为扩频序列中一个扩频码的长度。第二信道的扩频码片波形也选取矩形脉冲，脉冲持续时间同样为扩频序列中一个扩频码的长度，但第二信道的扩频信号还要与第二子载波相乘，从而构成第二信道的基带扩频信号。例如，若第二扩频序列的扩频码速率为n Hz，第二子载波方波的频率可以是0.5n Hz、n Hz、1.5n Hz、2n Hz...等等。第二信道的扩频信号与上述第二子载波相乘，可以构成第二信道的基带扩频信号的一种实例。

第二子载波的构成也能够是m种不同频率方波以时分复用方式的组合，m为大于1的正整数，即TMBOC调制的子载波。此时，第二子载波以扩频码片的长度为单位划分为一系列的时隙。在一些时隙中第二子载波的时域波形取对应的第一种频率的方波，而在另一些时隙中，第二子载波的时域波形取对应的第二种频率的方波，在其它的一些时隙中取对应的第三种频率的方波，以此类推。这些时隙分配的规律可以是周期性的，例如以16个时隙为一周期，在第1、2、4、5、6时隙第二子载波的时域波形取频率为n Hz的方波波形，而在3、9、12、16时隙第二子载波的时域波形取频率为6n Hz的方波波形，在其余时隙第二子载波的时域波形取频率为4n Hz的方波波形。时隙的分配也可以是满足其他规律而非周期的，只要信号的生成与发射端和信号的接收端都已知这种时隙分配规律即可。第二信道的扩频信号与上述第二子载波相乘，可以构成第二信道的基带扩频信号的一种实例。

第二子载波的构成还能够是m种不同频率方波的加权线性叠加，m为大于1的正整数，即CBOC调制的子载波。此时，假设m种方波的时域波形分别表示为

sc₀(t)，sc₁(t)，L，sc_m-1(t)

第二子载波的组成方式可以表示为

$\mathrm{SC}\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i\·{\mathrm{sc}}_i\left(t\right)$

其中加权因子α₀，α₁，L，α_m-1是不全为零的实数。第二信道的扩频信号与上述第二子载波相乘，可以构成第二信道的基带扩频信号的一种实例。

第二信道的基带扩频信号除了可以使用上述三种第二子载波的类型外，也能够使用QMBOC调制的子载波。这种情况下的第二信号的基带扩频信号有m种方波的时域波形，分别调制在载波的不同相位上，每个子载波都与第二信道的扩频信号相乘，总的信号构成第二信道的基带扩频信号的一种实例。

参照图1，该实施例中第二子载波使用BOC(1，1)调制所使用的子载波。第一信道基带扩频信号与第二信道基带扩频信号的组合方式为直接幅度叠加。

在该实施例中，信源产生的信息流{a_n}通过编码器产生二进制的数据码流d(t)。在扩频序列驱动时钟的驱动下，第一扩频序列发生器产生一个高速的二进制扩频序列{b_li}，与二进制的数据码流d(t)进行模二加后，得到调制有数据的扩频序列{b_i’}，这一过程可以用数学表示为：

$b_i^{\′}=b_i\⊕d\left(t\right)$

由于数据码流的符号速率比扩频序列的速率要低得多，所以上式中对每一次模二加操作而言，d(t)可视为常数。

调制有数据的扩频序列{b_i’}经过矩形码片赋型后，生成第一基带扩频信号s1(t)。

在扩频序列驱动时钟的驱动下，第二扩频序列发生器产生一个高速的二进制扩频序列{b_2i}。在子载波驱动时钟的驱动下，第二子载波发生器产生第二子载波信号SC(t)，第二扩频序列{b_2i}经过矩形码片赋型后，与第二子载波相乘，得到第二基带扩频信号s1(t)。

在本实施例中，第一基带扩频信号与第二基带扩频信号采用时域叠加的方式进行组合，生成总的信号。该信号对载波进行调制后，通过发射机和天线送入信道中传输。

在本实施例中，第二子载波发生器产生的子载波是单一的方波，周期是1个扩频码片长度。

参照图2，在另一个实施例中，第二信道基带扩频信号使用QMBOC调制的复子载波。第一信道基带扩频信号与第二信道基带扩频信号的组合方式为直接幅度叠加。

在该实施例中，第一信道基带扩频信号的生成方式与上一实施例相同。区别在于第二子载波发生器生成两路不同频率的方波子载波，称为第二子载波第一分量和第二子载波第二分量。这两个子载波分量都与经过矩形码片赋型后的第二扩频序列相乘。其中一路乘积与第一基带扩频信号相加后与第一载波分量相乘，得到第一射频分量，而另一路乘积项与第二载波分量相乘，得到第二射频分量。第一载波分量与第二载波分量的频率相同。在本实施例中二者的相位相差90度。第一射频分量与第二射频分量相加后通过发射机和天线送入信道中传输。

显然，上述描述的所有实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。信道个数并不局限于两个，第二子载波的具体实施方式也不局限于BOC调制和QMBOC调制。而且不同信道的信号分量可以以时分复用、线性叠加或者调制到载波的几个不同的相位上的方式进行组合。合成的总信号可以单独通过发射机和天线送入信道中传输，也可以与同一频点上的其它信号以时分复用、线性叠加或者调制到载波的几个不同的相位上的方式进行进一步混合后通过发射机和天线送入信道中传输而不脱离本发明的范围。

一种导航信号的调制方式的解调方法，包括以下步骤：

第一步，接收机通过天线接收经过调制方式的导航信号；

第二步，天线将接收到的导航信号馈入到前置放大器，前置放大器完成对导航信号的滤波，以用于阻挡强干扰信号和带外噪声，以及对导航信号的放大；

第三步，前置放大器将经过滤波和放大的导航信号馈入到下变频器，以将信道的载频变换到相应的中频；

第四步，下变频器的输出送入模数转换器，将经过调制方式的导航信号转化成数字信号，模数转换器能够将信号量化为一位、两位或者更多位；

第五步，量化后的数字信号与接收机内部生成的同相载波和正交载波相乘，以除去数字信号的中频和多普勒，得到同相基带信号和正交基带信号；

第六步，对各信道基带扩频信号，接收机复现出其对应的超前、即时、滞后扩频序列，并让这三路序列经过矩形码片赋型，形成该信道的超前基带复现信号、即时基带复现信号、滞后基带复现信号；

第七步，将同相基带信号分别与超前基带复现信号、即时基带复现信号、滞后基带复现信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器进行积分，分别得到同相超前相关值IE、同相即时相关值IP、同相滞后相关值IL，将正交基带信号分别与超前基带复现信号、即时基带复现信号、滞后基带复现信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器进行积分，分别得到正交超前相关值QE、正交即时相关值QP、正交滞后相关值QL；

第八步，取信号中的一个调制有电文的信道，称为第一信道，其同相超前相关值、同相即时相关值、同相滞后相关值分别记作IE1、IP1、IL1，取信号中的一个未调制有电文的信道，称为第二信道，其同相超前相关值、同相即时相关值、同相滞后相关值分别记作IE2、IP2、IL2，如果所取的两个信道的信号分量位于载波同相，则按公式(1)对IE1、IP1、IL1、IE2、IP2、IL2进行组合，得到鉴相误差量D，如果所取的两个信道的信号分量位于载波两个彼此正交的相位上，则按照公式(2)对IE1、IP1、IL1、IE2、IP2、IL2进行组合，得到鉴相误差量D，

D＝[IE1×sign(IP1)+αIE2]²+[QE1×sign(QP1)+αQE2]²

                                                                (1)

 -[IL1×sign(IP1)+αIE2]²-[QL1×sign(QP1)+αQL2]²

D＝[IE1×sign(IP1)+αQE2]²+[QE1×sign(QP1)+αIE2]²

                                                                (2)

 -[IL1×sign(IP1)+αQE2]²-[QL1×sign(QP1)+αIL2]²

其中sign(x)为取x的符号操作，α是总信号中第一信道信号分量与第二信道信号分量的功率比；

第九步，鉴相误差量D送入码跟踪环的环路滤波器，滤波输出的结果送入码NCO调整接收机内部复现扩频序列的相位，以保持码环的锁定。

下面以发射的导航信号中含有两信道分量的情况为例对解调方法进行说明。其中第一信道分量调制有数据电文，扩频调制方式为BPSK-R(1)，第二信道分量没有调制数据电文，扩频调制方式为TMBOC(6，1，4/33)。两信道扩频码速率相同，两信道的载波相位同相。

对第一信道基带扩频信号，接收机复现出其对应的超前、即时、滞后扩频序列，并让这三路序列经过矩形码片赋型，形成该信道的第一超前基带复现信号、第一即时基带复现信号、第一滞后基带复现信号。将同相基带信号分别与第一超前基带复现信号、第一即时基带复现信号、第一滞后基带复现信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器进行预定长度的相干积分，分别得到第一同相超前相关值IE1、第一同相即时相关值IP1、第一同相滞后相关值IL1。将正交基带信号分别与第一超前基带复现信号、第一即时基带复现信号、第一滞后基带复现信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器进行预定长度的相干积分，分别得到第一正交超前相关值QE1、第一正交即时相关值QP1、第一正交滞后相关值QL1。

对第二信道基带扩频信号，接收机复现出其对应的超前、即时、滞后扩频序列，并让这三路序列经过矩形码片赋型，并与TMBOC对应的子载波相乘，形成该信道的第二超前基带复现信号、第二即时基带复现信号、第二滞后基带复现信号。将同相基带信号分别与第二超前基带复现信号、第二即时基带复现信号、第二滞后基带复现信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器进行预定长度的相干积分，分别得到第二同相超前相关值IE2、第二同相即时相关值IP2、第二同相滞后相关值IL2。将正交基带信号分别与第二超前基带复现信号、第二即时基带复现信号、第二滞后基带复现信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器进行预定长度的相干积分，分别得到第二正交超前相关值QE2、第二正交即时相关值QP2、第二正交滞后相关值QL2。

接下来，按照公式(1)或(2)对第一同相超前相关值IE1、第一同相即时相关值IP1、第一同相滞后相关值IL1、第一正交超前相关值QE1、第一正交即时相关值QP1、第一正交滞后相关值QL1、第二同相超前相关值IE2、第二同相即时相关值IP2、第二同相滞后相关值IL2、第二正交超前相关值QE2、第二正交即时相关值QP2、第二正交滞后相关值QL2进行组合，得到鉴相误差量D

D＝[IE1×sign(IP1)+αIE2]²+[QE1×sign(QP1)+αQE2]²

                                                        (1)

 -[IL1×sign(IP1)+αIE2]²-[QL1×sign(QP1)+αQL2]²

D＝[IE1×sign(IP1)+αQE2]²+[QE1×sign(QP1)+αIE2]²

                                                        (2)

 -[IL1×sign(IP1)+αQE2]²-[QL1×sign(QP1)+αIL2]²

公式(1)是在两信道的信号分量位于载波同相的条件下成立的；如果两信道的信号分量位于载波两个彼此正交的相位上时，则采用公式(2)，

其中sign(x)为取x的符号操作，其中，α是总信号中第一信道信号分量与第二信道信号分量的功率比。

鉴相误差量D送入码跟踪环的环路滤波器，滤波输出的结果送入码NCO调整接收机内部复现扩频序列的相位，以保持码环的锁定。

以下给出另一个实施例。

在该实施例中，调制的信号包含两个信道，第一信道分量调制有数据电文，扩频调制方式为BPSK-R(1)，第二信道分量没有调制数据电文，扩频调制方式为BOC(1，1)。两信道的功率比为1∶3，扩频码速率相同，两信道的载波相位同相。

在接收机中，调制的信号经过天线接收、放大、下变频、采样、与接收机内部载波、扩频码相乘后得到第一同相超前相关值IE1、第一同相即时相关值IP1、第一同相滞后相关值IL1、第一正交超前相关值QE1、第一正交即时相关值QP1、第一正交滞后相关值QL1、第二同相超前相关值IE2、第二同相即时相关值IP2、第二同相滞后相关值IL2、第二正交超前相关值QE2、第二正交即时相关值QP2、第二正交滞后相关值QL2。

对该实施例有α＝1/3，利用公式(2)，组合后的鉴相误差量D随码相位延迟变化的曲线如图3所示。

本领域技术人员可以理解，此时的鉴相误差量D随码相位延迟变化的曲线中并没有误锁点。也即，采用这种组合方式后得鉴相误差送入码跟踪环后不会出现类似BOC和MBOC信号跟踪所出现的误锁问题。

Claims (2)

1.一种导航信号的调制方式，其特征在于，包括以下步骤：

第一步，将一个导航信号的每个信道的信号分量都使用直接序列扩频技术，彼此之间的扩频序列速率相同，序列本身相同或不同，一个导航信号包含有至少两个信道；

第二步，各信道之间以时分复用、线性叠加或者调制到载波不同相位上的方式进行组合；

第三步，各信道分别选取各自的扩频调制方式，并且各信道能够调制有电文数据或者不调制电文数据，至少有一个信道调制有电文数据，至少有一个信道未调制电文数据，调制有电文数据的信道分配BPSK-R扩频调制波形，为未调制有电文数据的信道分配BOC或者MBOC扩频调制波形，各信道组合后构成总信号，总信号能够单独通过发射机和天线送入信道中传输，也能够与同一频点上的其它信号以时分复用、线性叠加或者调制到载波的不同的相位上的方式进行进一步混合后通过发射机和天线送入信道中传输。

2.根据权利要求1所述的一种导航信号的调制方式的解调方法，其特征在于，包括以下步骤：

第一步，接收机通过天线接收经过调制方式的导航信号；

第二步，天线将接收到的导航信号馈入到前置放大器，前置放大器完成对导航信号的滤波，以用于阻挡强干扰信号和带外噪声，以及对导航信号的放大；

第三步，前置放大器将经过滤波和放大的导航信号馈入到下变频器，以将信道的载频变换到相应的中频；

第四步，下变频器的输出送入模数转换器，将经过调制方式的导航信号转化成数字信号，模数转换器能够将信号量化为一位、两位或者更多位；

第五步，量化后的数字信号与接收机内部生成的同相载波和正交载波相乘，以除去数字信号的中频和多普勒，得到同相基带信号和正交基带信号；

第六步，对各信道基带扩频信号，接收机复现出其对应的超前、即时、滞后扩频序列，并让这三路序列经过矩形码片赋型，形成该信道的超前基带复现信号、即时基带复现信号、滞后基带复现信号；

第七步，将同相基带信号分别与超前基带复现信号、即时基带复现信号、滞后基带复现信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器进行积分，分别得到同相超前相关值IE、同相即时相关值IP、同相滞后相关值IL，将正交基带信号分别与超前基带复现信号、即时基带复现信号、滞后基带复现信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器进行积分，分别得到正交超前相关值QE、正交即时相关值QP、正交滞后相关值QL；

第八步，取信号中的一个调制有电文的信道，称为第一信道，其同相超前相关值、同相即时相关值、同相滞后相关值分别记作IE1、IP1、IL1，取信号中的一个未调制有电文的信道，称为第二信道，其同相超前相关值、同相即时相关值、同相滞后相关值分别记作IE2、IP2、IL2，如果所取的两个信道的信号分量位于载波同相，则按公式(1)对IE1、IP1、IL1、IE2、IP2、IL2进行组合，得到鉴相误差量D，如果所取的两个信道的信号分量位于载波两个彼此正交的相位上，则按照公式(2)对IE1、IP1、IL1、IE2、IP2、IL2进行组合，得到鉴相误差量D，

D＝[IE1×sign(IP1)+αIE2]²+[QE1×sign(QP1)+αQE2]²

                                                                (1)

 -[IL1×sign(IP1)+αIE2]²-[QL1×sign(QP1)+αQL2]²

D＝[IE1×sign(IP1)+αQE2]²+[QE1×sign(QP1)+αIE2]²

                                                                (2)

 -[IL1×sign(IP1)+αQE2]²-[QL1×sign(QP1)+αIL2]²

其中sign(x)为取x的符号操作，α是总信号中第一信道信号分量与第二信道信号分量的功率比；

第九步，鉴相误差量D送入码跟踪环的环路滤波器，滤波输出的结果送入码NCO调整接收机内部复现扩频序列的相位，以保持码环的锁定。

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