CN103023598A - 双频四分量扩频信号的恒包络复用方法、装置及接收方法 - Google Patents

Abstract

双频四分量扩频信号的恒包络复用方法，将四个信号分量生成为相应的基带扩频信号，根据当前时间段内的基带扩频信号的取值组合状态得到相应的附加相位；将附加相位通过三角函数生成器生成相位彼此正交的一对分量；再由载波生成器生成相位彼此正交的两路载波，并分别与生成的分量相乘并相减，得到满足恒包络条件的射频信号，本发明同时提供了该恒包络复用信号的生成装置，以及其接收方法，本发明将两个频点的四个信号分量合成为一个恒包络信号，使得中低端接收机可以以较窄的接收带宽和较低的基带处理复杂度对信号进行处理以获得基本的测距性能，高端接收机以较宽的接收带宽和较高的处理复杂度换取更加优异的测距精度，且改进了各信号分量分别接收时的测距性能。

Description

双频四分量扩频信号的恒包络复用方法、装置及接收方法

技术领域

本发明应用在利用无线电完成的卫星定位、导航领域，尤其适用于以DSSS信号作为测距信号的全球导航卫星系统（GNSS），具体涉及双频四分量扩频信号的恒包络复用方法、装置及接收方法。

背景技术

随着全球导航卫星系统（GNSS）的持续建设，导航服务需求在不断扩展。各卫星导航系统在同一频段上播发的信号数量越来越多，使得原本有限的卫星导航频谱变得愈加拥挤。随着同一系统在同一频段内播发信号数量的增加，卫星载荷的复杂度不断提高。

对于一些特定的系统建设要求以及应用需求，希望将两个不同频点上的信号进行复用。例如系统更新换代期间对信号中心频点调整的平稳过渡，或是两个相隔很近的频点搭载多组内容互为补充的服务信息等等。而同时，在卫星发射功率受限的情况下，为了在接收端维持足够的接收功率，希望星上的高功率发射机具有尽可能高的功率效率。这就要求卫星上的高功率放大器（HPA）工作在非线性饱和区。但当HPA在饱和点附近时，如果输入信号不具有恒定的包络，那么输出分量会产生幅度调制和幅相转换等畸变，造成发射信号的幅相失真，对接收端的性能造成很大的影响。因此需要保证合成信号的恒包络特性。

一个代表性的实际应用案例便是欧洲伽利略（Galileo）系统在E5频段的信号所采用的恒包络AltBOC调制技术（美国专利US 2006/0038716A1）。这种技术将两个相隔30.69MHz的频点（E5a：1176.45MHz、E5b：1207.14MHz）上分别调制的两组BPSK-R(10)信号复用成一个中心频点在1191.795MHz上的复合8PSK信号。这种技术所带来的好处首先是节约了卫星载荷上的发射机个数，其次构造出了一个宽带的复合信号，使得接收机既可以以窄带方式对E5a和E5b上的信号分量分别接收处理，也可以采用宽带接收的方式处理整个复合信号，以获得更好的测距性能。但AltBOC中，四个参与复用的信号分量的功率必须是相等的。这种限制条件降低了AltBOC使用的灵活性。众所周知，在GNSS系统中，由于测距是信号的首要目的，信号体制设计中更倾向于为导频信道分配比数据信道更多的功率，以提高伪距测量以及载波相位跟踪的精度和稳健性，而且信号分量采用不同的扩频码片波形（例如BPSK-R、正弦相位BOC、余弦相位BOC、TMBOC、QMBOC等）会在接收机中呈现出不同的捕获、跟踪、解调性能，因此有必要为GNSS信号体制提供一种比AltBOC技术更为灵活的双频恒包络复用技术，尤其希望四个分量的功率比能够不同，同时各信号分量所使用的扩频码片波形可以灵活选择。

发明内容

为了克服上述现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种双频四分量扩频信号的恒包络复用方法、装置及接收方法，本发明所提供的恒包络生成方法和装置可以实现两个频点上四个信号分量以一个12-PSK形式进行恒包络复用；这四个信号分量中，两个分量调制在两频点中较高的一个上，载波相位正交，另外两个分量调制在两频点中较低的一个上，载波相位正交；每个频点上的两个信号分量的功率比为1：3；同时各信号分量所使用的扩频码片波形可以灵活选择，而且接收处理方式灵活。本发明可以应用在利用无线电完成的卫星定位、导航系统中，以及包括使用伪卫星的定位导航系统中，尤其适用于以DSSS信号作为测距信号的GNSS。

为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是：

双频四分量扩频信号的恒包络复用方法，实现两个频点上四个信号分量的恒包络复用，记这两个频点分别为f₁和f₂，f₁>f₂，四个信号分量分别为q₁(t)、q₂(t)、q₃(t)和q₄(t)，其中q₁(t)和q₂(t)的中心频点在f₁，载波相位彼此正交，q₃(t)和q₄(t)的中心频点在f₂，载波相位彼此正交，包括如下步骤：

将所述四个信号分量生成为相应的基带扩频信号s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)；

根据当前时间段内的s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)的取值组合状态VS_m得到相应的附加相位θ；

将附加相位θ通过三角函数生成器生成相位彼此正交的一对分量I(t)和Q(t)，其中I(t)=Acos(θ)，Q(t)=Asin(θ)，A是一个取正数的幅度，不随时间变化；

由载波生成器生成相位彼此正交的两路载波cos(2πf_Pt)和sin(2πf_Pt)，其中f_P为载波频率，并分别与I(t)和Q(t)相乘并相减，得到满足恒包络条件的射频信号S_RF(t)：

S_RF(t)=I(t)cos(2πf_Pt)-Q(t)sin(2πf_Pt)。

其中，所述基带扩频信号的生成方法是：由信源产生的信息流通过编码器产生二进制的数据码流

在频率为

的扩频序列驱动时钟驱动下，扩频序列发生器产生一个高速的二进制扩频序列

与

在模二加法器中进行模二加后，经过码片赋型器完成码片赋型，得到基带扩频信号。

所述得到附加相位θ的具体方法是：将四路基带扩频信号s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)送入附加相位查找表模块，由于每个s_i(t)都只有{+1,-1}两种可能的取值，对于任意的时间点t，s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)的取值组合构成的取值组合状态VS_m一定属于16种状态中的一种，附加相位查找表模块根据当前时间段内的s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)的取值组合状态VS_m属于16种中的哪一种，以及t属于哪一个子时间段，按照相位查找表查得此时输出的附加相位θ，所述相位查找表中有12个不同的相位值，满足

k＝1,2,3......12，对应着一个12-PSK星座图上的12个相位点。

本发明同时提供了所述双频四分量扩频信号的恒包络复用生成装置，包括：

用以生成基带扩频信号的四个基带信号产生器；

接所述基带信号产生器的输出并根据预设的查找表查表获取附加相位θ的附加相位查找表模块；

接收附加相位θ并生成I(t)和Q(t)的三角函数生成器；

用以生成cos(2πf_Pt)和sin(2πf_Pt)的载波生成器；

以及，

实现I(t)cos(2πf_Pt)-Q(t)sin(2πf_Pt)的加法器和乘法器。

其中，所述基带信号产生器包括：

信源，产生的信息流

编码器，接信源输出，产生二进制的数据码流

扩频序列驱动时钟，频率为

用以驱动扩频序列发生器；

扩频序列发生器，在扩频序列驱动时钟的驱动下产生一个高速的二进制扩频序列

模二加法器，

与

在其中进行模二加；

码片赋型器，接模二加法器输出，完成码片赋型。

本发明还提供了所述双频四分量扩频信号恒包络复用信号的接收方法，对复用信号中某一信号分量单独接收处理，包括如下步骤：

第一步，接收机通过天线接收信号；

第二步，天线将接收到的信号馈入到低噪声放大器进行滤波和放大，滤波器的中心频率和带宽应能确保要处理的信号分量有足够的能量通过该滤波器；

第三步，低噪声放大器将经过滤波和放大的信号馈入到下变频器，以将要处理的信号分量的载频变换到相应的中频；之后送入模数转换器完成信号的采样与量化；

第四步，最后由数字信号处理模块完成对要处理的基带信号分量使用相应的捕获、跟踪、解调方法进行处理的功能。

如果将整个复合信号看作一个整体进行接收处理，则接收方法包括如下步骤：

第一步，接收机通过天线接收信号；

第二步，天线将接收到的信号馈入到低噪声放大器进行滤波和放大，滤波器的中心频率和带宽应能确保整个复合信号有足够的能量通过该滤波器；

第三步，低噪声放大器将经过滤波和放大的信号馈入到下变频器，以将要处理的信号分量的载频变换到相应的中频；之后送入模数转换器完成信号的采样与量化；

第四步，模数转换器将数字中频信号送入数字信号处理模块，数字中频信号与接收机内部生成的同相载波和正交载波相乘，以除去数字信号的中频和多普勒，得到同相基带信号SI(t)和正交基带信号SQ(t)；

第五步，在数字信号处理模块中生成经过扩频码片赋型后的四个信号分量的扩频序列，在每一时刻，根据这四个信号分量的本地复现基带二值信号所有可能的取值组合，在数字信号处理模块中对应每一种组合生成相应的本地复现同相基带波形

和本地复现正交基带波形

记取值组合的个数为g，如果N个信号分量为数据信道，则g=2^N，对于g种取值组合中的每一种特定情况

和

的生成规则与发射端相同，通过相位查找表得到当前时刻的附加相位θ_i，再生成

${\tilde{I}}_i\left(t\right)=\cos \left({\mathrm{\θ}}_i\right)$

${\tilde{Q}}_i\left(t\right)=\sin \left({\mathrm{\θ}}_i\right)$

第六步，第i组（i=1,2,...,g）本地复现同相基带波形

分别与同相基带信号SI(t)和正交基带信号SQ(t)信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器进行长度为TI的相干积分，分别得到第i组（i=1,2,...,g）的第一同相相关值corr1I_i和正交相关值corr1Q_i；每一组本地复现正交基带波形

也分别与同相基带信号SI(t)和正交基带信号SQ(t)信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器进行长度为TI的相干积分，分别得到第i组（i=1,2,...,g）的第二同相相关值corr2I_i和正交相关值corr2Q_i；

第七步，第i组（i=1,2,...,g）的第一同相相关值corr1I_i和第一正交相关值corr1Q_i，第二同相相关值corr2I_i和第二正交相关值corr2Q_i按以下规则进行组合，得到第i组的同相组合相关值I’_i和正交组合相关值Q’_i，其中，规则为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_i^{\′}=\mathrm{corr}{2I}_i+\mathrm{corr}{1Q}_i\\ Q_i^{\′}=\mathrm{corr}{1I}_i-\mathrm{corr}{2Q}_i\end{array}\right.$

第八步，让优选同相组合相关值I’和优选正交组合相关值Q’分别等于所有i组同相组合相关值I’_i和正交组合相关值Q’_i中满足

最大的一组，对I’和Q’即可以使用传统的捕获方法及跟踪环路进行处理。

与现有的其他恒包络复用方法相比，本发明将两个频点的四个信号分量合成为一个恒包络信号，不仅充分利用了有限的带宽，而且使得中低端接收机既可以以较窄的接收带宽和较低的基带处理复杂度对信号进行处理以获得基本的测距性能，同时允许高端接收机以较宽的接收带宽和较高的处理复杂度换取更加优异的测距精度。而且，与AltBOC技术相比，本发明打破了四个信号分量必须等功率的苛刻限制，可以为其中的导频信道信号分量分配更多的信号功率，从而改进各信号分量分别接收时的测距性能。

附图说明

图1为本发明的信号分量的基带扩频信号产生过程示意图。

图2为本发明射频信号产生过程示意图。

图3为本发明的恒包络信号发射机组成框图。

图4为

时的复合基带信号的Fresnel图。

图5为本发明复合基带信号的功率谱密度示意图。

图6为本发明接收机组成框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步详细说明。

在卫星导航系统中，接收机需要利用扩频码频繁反转的相位进行测距，同时也需要解调信号中调制的电文信息以获得星历信息和系统播发的其它信息。因此发射的每一个信号分量中都包含二进制的数据流以及扩频码。对于实际应用中的一些服务信号，可能上面并没有调制电文，这种情况等同于这一信道的信号分量上的数据流是恒定值0或者1，在后文中，我们将这种没有调制电文信息的信道称之为导频信道。

本发明可以实现两个频点上的四个信号分量的恒包络复用。记这两个频点分别为f₁和f₂，f₁>f₂。这四个信号分量中有两个（记为s₁(t)和s₂(t)）的中心频点在f₁，载波相位彼此正交，另外两个信号分量（记为s₃(t)和s₄(t)）的中心频点在f₂，载波相位彼此正交。

首先要利用四个信号分量生成基带扩频信号，基带扩频信号的产生过程如图1所示，对于参与恒包络复用的第i（i＝1,2,3,4）个信号分量，由信源产生的信息流

通过编码器产生二进制的数据码流

在频率为

的扩频序列驱动时钟的驱动下，扩频序列发生器产生一个高速的二进制扩频序列

与

在模二加法器中进行模二加后，经过码片赋型器完成码片赋型，变为基带扩频信号，记为s_i(t)。

基带扩频信号s_i(t)在数学上可以表示为：

$s_i\left(t\right)=\underset{n=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^{d_n^{\left(i\right)}\⊕b_n^{\left(i\right)}}{p}_i(t-\frac{n}{f_c^{\left(i\right)}}),$

其中

表示模二加操作，p_i(t)是第i个信号分量所使用的扩频码片波形，持续时间为

限定|p_i(t)|≡1。可知|s_i(t)|≡1。

每一信号分量的扩频序列之间都具有良好的正交性，它们的码速率

彼此可以相同也可以不同，但都要满足

为正整数，其中f_s=(f₁-f₂)/2。所使用的扩频码片波形p_i(t)的波形形状可以相同也可以不同，但这些扩频码片波形p_i(t)都被限制为二进制编码符号（BCS）波形或者其时分复用形式。BCS波形在一个码片持续时间内分成K_i等份，其中K_i为正整数，每一等份中的波形幅度可以取+1也可以取-1。关于BCS波形的详细描述可以参见C.J.Hegarty,J.W.Betz,and A.Saidi,“Binary Coded SymbolModulations for GNSS,”in ION 60th Annual Meeting,Dayton,OH,2004,pp.56-64。其时分复用形式在一个信号中的某些扩频码位置上码片赋型器给扩频码赋一种p_i ⁽¹⁾(t)的BCS波形形状，在另一些扩频码位置上赋另一种p_i ⁽²⁾(t)的BCS波形形状。现有GNSS系统所使用的BPSK-R调制、BOC调制、TMBOC调制的扩频码片波形都是BCS波形或者其时分复用形式的特例。由于每个p_i(t)的保持时间为

而这个BCS波形又在一个码片持续时间内分成K_i等份，因此s_i(t)的符号最小保持时间为

如图2所示，四个信号分量的基带信号产生器输出四路基带扩频信号s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)送入附加相位查找表模块。由于每个s_i(t)都只有{+1,-1}两种可能的取值，对于任意的时间点t，s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)的取值组合构成的取值状态VS_m一定属于16种状态中的一种。

附加相位查找表模块的输出不仅与当前时间段内的s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)的取值组合状态VS_m有关，还与时间t有关。任一t∈[nT_s,(n+1)T_s)时间段（其中T_s＝1/f_s）又被进一步分成长度相等的12个子时间段。附加相位查找表模块9根据当前时间段内的s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)的取值组合状态属于16种VS_m中的哪一个，以及t属于哪一个子时间段，按照如表1或者表2形式的相位查找表查得此时输出的附加相位θ。查找表中P1、P2、P3、P4、P5、P6、P7、P8、P9、P10、P11、P12是12个不同的相位值，满足对应着一个12-PSK星座图上的12个相位点。由于12-PSK星座图整个旋转一个角度对接收端没有任何影响，P1可以取[0,2π]中的任意角度。易于理解，随着P1取值的不同，表1和表2中的各附加相位的实际值也会有所不同，但各相位之间的关系始终满足

而且随时间以及输入4信号取值组合的变化关系始终满足表1或者表2。附加相位θ接下来被送入三角函数生成器，生成相位彼此正交的一对分量I(t)和Q(t)，其中I(t)=Acos(θ)，Q(t)=Asin(θ)，A是一个取正数的幅度，不随时间变化。

表1

表2

载波生成器生成相位彼此正交的两路载波cos(2πf_Pt)和sin(2πf_Pt)，其中f_P为载波频率。并分别与I(t)和Q(t)相乘并相减，构成本发明的射频信号：

S_RF(t)=I(t)cos(2πf_Pt)-Q(t)sin(2πf_Pt)

不难验证，S_RF(t)是满足恒包络条件的，因为

$\left|S_{\mathrm{RF}}\left(t\right)\right|=\sqrt{I^2\left(t\right)+Q^2\left(t\right)}=A$

是一个不随时间变化的常数。

图3给出了一个本发明恒包络信号的生成实例。各模块的驱动时钟均由基准频率时钟f₀分频或倍频生成。

基准频率时钟20经过频率转换器21转换为频率为f_D的数据驱动时钟，驱动数据信息产生器22生成四路二进制电文数据。如果有些应用中需要导频信道，则相应的那路电文数据恒为0或1不变。基准频率时钟经过频率转换器23-1、23-2、23-3、23-4分别转换为频率为f_c1、f_c2、f_c3、f_c4的驱动时钟，分别驱动扩频调制器24-1、24-2、24-3、24-4产生四路二进制扩频序列，各自的扩频码速率分别为f_c1、f_c2、f_c3、f_c4。每一个扩频码速率都是f_D的正整数倍。

数据信息产生器22生成的四路电文数据分别送入扩频调制器24-1、24-2、24-3、24-4，与扩频序列进行模二加运算。模二加操作后的结果分别送入扩频码片赋型器26-1、26-2、26-3、26-4。扩频码片赋型器由时钟20分别经过频率转换器25-1、25-2、25-3、25-4转换为频率为f_sc1、f_sc2、f_sc3、f_sc4的副载波驱动时钟驱动，对输入的调制有电文信息的扩频序列进行BCS码片赋型，输出结果分别记为s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)。f_sc1＝K₁f_c1，f_sc2＝K₂f_c2，f_sc3=K₃f_c3，f_sc4=K₄f_c4，其中K₁、K₂、K₃、K₄均为大于等于1的整数。

时钟20经过频率转换器29转变为频率为12f_s的驱动时钟，驱动附加相位查找表模块27和I支路三角函数生成器31和Q支路三角函数生成器32。

s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)送入附加相位查找表模块27，附加相位查找表模块27根据当前时隙内s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)的符号组合以及当前时刻t与T_s=1/f_s的模来查表得到附加相位偏移量θ。所查的表具有表1或者表2的形式。查找表中P1、P2、P3、P4、P5、P6、P7、P8、P9、P10、P11、P12是12个不同的相位值，满足

对应着一个12-PSK星座图上的12个相位点。P1可以取[0,2π]中的任意角度。对应P1取值的不同，表1和表2中的各附加相位的实际值也会有所不同。因此本发明的查找表有无数多种取值可能，但各相位之间的关系始终满足

而且随时间以及输入4信号取值组合的变化关系始终满足表1或者表2。

I支路三角函数生成器31和Q支路三角函数生成器32根据附加相位查找表模块27的输出θ，分别按如下规则生成分量I(t)和Q(t)，其中I(t)=Acos(θ)，Q(t)=Asin(θ)，A是一个取正数的幅度，不随时间变化。

基准时钟20经过频率转换器36转变为频率f_P的驱动时钟，驱动载波发生器37产生频率为f_P的载波，载波信号被分为两个分支，其中分支40与I支路三角函数生成器31的输出送入乘法器33，另一个分支41经过π/2移相电路35后变为与分支40的相位正交的载波，与Q支路三角函数生成器32的输出送入乘法器34，两路乘法器的输出送入加法器38相加，得到本发明生成的恒包络复合信号39。

图4给出了时复合基带信号的Fresnel图，可见此时的复合信号是一个12-PSK信号，星座点间隔均匀。对于P1的其它取值，星座图等同于下图旋转了一个角度，但各相位之间的相对关系不变。

图5给出了当f_c1＝f_c2＝f_c3=f_c4＝10.23MHz，各信号分量均采用矩形脉冲扩频波形（即BPSK-R调制），f_s＝15.345MHz情况下复合基带信号的功率谱密度（PSD）。在PSD中，同一频点上的两个信号分量叠加在一起无法分辨其功率比，但以f₁为中心频率的上边带主瓣51和以f₂为中心频率的下边带主瓣50之间相距30.69MHz，50和51的零点到零点带宽20.46MHz。正好对应着本实施例中各信号分量为10MHz码速率的BPSK-R信号，且双频点间隔30.69MHz的设计指标。

由于在功率谱中同一频点上的两个信号分量叠加在一起，在图上无法看出同一频点的两个信号分量之间的功率比，但采用接收方法1对上面的信号进行接收，可以验证该信号确实实现了四路分量的1:3:1:3功率比合并。

本发明将四路基带扩频信号复合成为一个恒包络复合信号。这四路基带扩频信号的扩频码之间具有良好的正交性。对于这个复合信号的接收处理，接收机可以对其中的每一信号分量单独接收处理，也可以将整个复合信号看作一个整体进行接收处理。

（1）接收方法1

图6给出了接收机对复合信号中某一信号分量单独接收处理时的接收方法。

第一步，接收机通过天线接收信号；

第二步，天线将接收到的信号馈入到低噪声放大器，低噪声放大器完成对信号的滤波，以用于阻挡强干扰信号和带外噪声，以及对信号的放大；如果要处理上边带的s₁(t)或者s₂(t)信号分量，滤波器的中心频率设在f₁附近，带宽大于等于希望接收的s₁(t)或者s₂(t)信号分量的带宽，以确保s₁(t)或者s₂(t)信号分量有足够的能量通过滤波器；同理，如果要处理下边带的s₃(t)或者s₄(t)信号分量，滤波器的中心频率设在f₂附近，带宽大于等于希望接收的s₃(t)或者s₄(t)信号分量的带宽，以确保s₃(t)或者s₄(t)信号分量有足够的能量通过滤波器；

第三步，低噪声放大器将经过滤波和放大的信号馈入到下变频器，以将要处理的信号分量的载频变换到相应的中频；之后送入模数转换器完成信号的采样与量化；

第四步，模数转换器将数字中频信号送入数字信号处理模块，该模块可以由FPGA、ASIC，通用计算单元或者上述几种器件的组合等实现，完成对要处理的基带信号分量使用相应的捕获、跟踪、解调方法进行处理的功能。

（2）接收方法2

在另一种接收方法中，如果要将整个复合信号看作一个整体进行接收处理，则方法相对复杂。

第一步，接收机通过天线接收信号；

第二步，天线将接收到的信号馈入到低噪声放大器，低噪声放大器完成对信号的滤波，以用于阻挡强干扰信号和带外噪声，以及对信号的放大；滤波器的中心频率设在(f₁+f₂)/2附近，带宽大于等于2f_s，至少要确保整个复合信号有足够的能量通过滤波器，如果滤波器的设计允许，应保证各信号分量的功率第一主瓣都可以通过滤波器；

第三步，低噪声放大器将经过滤波和放大的信号馈入到下变频器，以将要处理的信号分量的载频变换到相应的中频；之后送入模数转换器完成信号的采样与量化；

第四步，模数转换器将数字中频信号送入数字信号处理模块，该模块可以由FPGA、ASIC，通用计算单元或者上述几种器件的组合等实现。数字中频信号与接收机内部生成的同相载波和正交载波相乘，以除去数字信号的中频和多普勒，得到同相基带信号SI(t)和正交基带信号SQ(t)；

第五步，在数字信号处理模块中生成经过扩频码片赋型后的四个信号分量的扩频序列，在每一时刻，根据这四个信号分量的本地复现基带二值信号所有可能的取值组合，在数字信号处理模块中对应每一种组合生成相应的本地复现同相基带波形和本地复现正交基带波形

记取值组合的个数为g，容易计算，如果N个信号分量为数据信道，则g=2^N，对于g种取值组合中的每一种特定情况

和

的生成规则与发射端相同，通过查找表1或表2得到当前时刻的附加相位θ_i，再生成

${\tilde{I}}_i\left(t\right)=\cos \left({\mathrm{\θ}}_i\right)$

${\tilde{Q}}_i\left(t\right)=\sin \left({\mathrm{\θ}}_i\right)$

第六步，第i组（i=1,2,...,g）本地复现同相基带波形

分别与同相基带信号SI(t)和正交基带信号SQ(t)信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器进行长度为TI的相干积分，分别得到第i组（i=1,2,...,g）的第一同相相关值corr1I_i和正交相关值corr1Q_i；每一组本地复现正交基带波形

也分别与同相基带信号SI(t)和正交基带信号SQ(t)信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器进行长度为TI的相干积分，分别得到第i组（i=1,2,...,g）的第二同相相关值corr2I_i和正交相关值corr2Q_i；

第七步，第i组（i=1,2,...,g）的第一同相相关值corr1I_i和第一正交相关值corr1Q_i，第二同相相关值corr2I_i和第二正交相关值corr2Q_i按以下规则进行组合，得到第i组的同相组合相关值I’_i和正交组合相关值Q’_i，其中，规则为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_i^{\′}=\mathrm{corr}{2I}_i+\mathrm{corr}{1Q}_i\\ Q_i^{\′}=\mathrm{corr}{1I}_i-\mathrm{corr}{2Q}_i\end{array}\right.$

第八步，让优选同相组合相关值I’和优选正交组合相关值Q’分别等于所有i组同相组合相关值I’_i和正交组合相关值Q’_i中满足

最大的一组，对I’和Q’即可以使用传统的捕获方法及跟踪环路进行处理。

Claims (10)

1.双频四分量扩频信号的恒包络复用方法，实现两个频点上四个信号分量的恒包络复用，记这两个频点分别为f₁1和f₂，f₁>f₂，四个信号分量分别为q₁(t)、q₂(t)、q₃(t)和q₄(t)，其中q₁(t)和q₂(t)的中心频点在f₁，载波相位彼此正交，q₃(t)和q₄(t)的中心频点在f₂，载波相位彼此正交，其特征在于，包括如下步骤：

将所述四个信号分量生成为相应的基带扩频信号s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)；

根据当前时间段内的s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)的取值组合状态VS_m得到相应的附加相位θ；

将附加相位θ通过三角函数生成器生成相位彼此正交的一对分量I(t)和Q(t)，其中I(t)=Acos(θ)，Q(t)=Asin(θ)，A是一个取正数的幅度，不随时间变化；

由载波生成器生成相位彼此正交的两路载波cos(2πf_Pt)和sin(2πf_Pt)，其中f_P为载波频率，并分别与I(t)和Q(t)相乘并相减，得到满足恒包络条件的射频信号S_RF(t)：

S_RF(t)=I(t)cos(2πf_Pt)-Q(t)sin(2πf_Pt)。

2.根据权利要求1所述恒包络复用方法，其特征在于，所述基带扩频信号的生成方法是：由信源产生的信息流通过编码器产生二进制的数据码流

在频率为

的扩频序列驱动时钟驱动下，扩频序列发生器产生一个高速的二进制扩频序列

与

在模二加法器中进行模二加后，经过码片赋型器完成码片赋型，得到基带扩频信号。

3.根据权利要求1所述恒包络复用方法，其特征在于，所述得到附加相位θ的具体方法是：将四路基带扩频信号s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)送入附加相位查找表模块，由于每个s_i(t)都只有{+1,-1}两种可能的取值，对于任意的时间点t，s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)的取值组合构成的取值组合状态VS_m一定属于16种状态中的一种，附加相位查找表模块根据当前时间段内的s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)的取值组合状态VS_m属于16种中的哪一种，以及t属于哪一个子时间段，按照相位查找表查得此时输出的附加相位θ，所述相位查找表中有12个不同的相位值，满足

k=1,2,3......12，对应着一个12-PSK星座图上的12个相位点。

4.根据权利要求3所述恒包络复用方法，其特征在于，所述相位查找表为如下的表1或者表2的任一形式：

表1

表2

5.实现权利要求1所述方法的恒包络复用生成装置，其特征在于，包括：

用以生成基带扩频信号的四个基带信号产生器；

接所述基带信号产生器的输出并根据预设的查找表查表获取附加相位θ的附加相位查找表模块；

接收附加相位θ并生成I(t)和Q(t)的三角函数生成器；

用以生成cos(2πf_Pt)和sin(2πf_Pt)的载波生成器；

以及，

实现I(t)cos(2πf_Pt)-Q(t)sin(2πf_Pt)的加法器和乘法器。

6.根据权利要求5所述生成装置，其特征在于，所述基带信号产生器包括：

信源，产生的信息流

编码器，接信源输出，产生二进制的数据码流

扩频序列驱动时钟，频率为

用以驱动扩频序列发生器；

扩频序列发生器，在扩频序列驱动时钟的驱动下产生一个高速的二进制扩频序列

模二加法器，

与

在其中进行模二加；

码片赋型器，接模二加法器输出，完成码片赋型。

7.根据权利要求1所述双频四分量扩频信号恒包络复用信号的接收方法，对复用信号中某一信号分量单独接收处理，其特征在于，包括如下步骤：

第一步，接收机通过天线接收信号；

第二步，天线将接收到的信号馈入到低噪声放大器进行滤波和放大，滤波器的中心频率和带宽应能确保要处理的信号分量有足够的能量通过该滤波器；

第三步，低噪声放大器将经过滤波和放大的信号馈入到下变频器，以将要处理的信号分量的载频变换到相应的中频；之后送入模数转换器完成信号的采样与量化；

第四步，最后由数字信号处理模块完成对要处理的基带信号分量使用相应的捕获、跟踪、解调方法进行处理的功能。

8.根据权利要求7所述接收方法，其特征在于，所述第二步中，如果要处理上边带的s₁(t)或者s₂(t)信号分量，滤波器的中心频率设在f₁附近，带宽大于等于希望接收的s₁(t)或者s₂(t)信号分量的带宽，以确保s₁(t)或者s₂(t)信号分量有足够的能量通过滤波器；同理，如果要处理下边带的s₃(t)或者s₄(t)信号分量，滤波器的中心频率设在f₂附近，带宽大于等于希望接收的s₃(t)或者s₄(t)信号分量的带宽，以确保s₃(t)或者s₄(t)信号分量有足够的能量通过滤波器。

9.根据权利要求1所述双频四分量扩频信号恒包络复用信号的接收方法，将整个复合信号看作一个整体进行接收处理，其特征在于，包括如下步骤：

第一步，接收机通过天线接收信号；

第二步，天线将接收到的信号馈入到低噪声放大器进行滤波和放大，滤波器的中心频率和带宽应能确保整个复合信号有足够的能量通过该滤波器；

第三步，低噪声放大器将经过滤波和放大的信号馈入到下变频器，以将要处理的信号分量的载频变换到相应的中频；之后送入模数转换器完成信号的采样与量化；

第四步，模数转换器将数字中频信号送入数字信号处理模块，数字中频信号与接收机内部生成的同相载波和正交载波相乘，以除去数字信号的中频和多普勒，得到同相基带信号SI(t)和正交基带信号SQ(t)；

第五步，在数字信号处理模块中生成经过扩频码片赋型后的四个信号分量的扩频序列，在每一时刻，根据这四个信号分量的本地复现基带二值信号所有可能的取值组合，在数字信号处理模块中对应每一种组合生成相应的本地复现同相基带波形

和本地复现正交基带波形

记取值组合的个数为g，如果N个信号分量为数据信道，则g=2^N，对于g种取值组合中的每一种特定情况

和

的生成规则与发射端相同，通过相位查找表得到当前时刻的附加相位θ_i，再生成

${\tilde{I}}_i\left(t\right)=\cos \left({\mathrm{\θ}}_i\right)$

${\tilde{Q}}_i\left(t\right)=\sin \left({\mathrm{\θ}}_i\right)$

第六步，第i组（i=1,2,...,g）本地复现同相基带波形

分别与同相基带信号SI(t)和正交基带信号SQ(t)信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器进行长度为TI的相干积分，分别得到第i组（i=1,2,...,g）的第一同相相关值corr1I_i和正交相关值corr1Q_i；每一组本地复现正交基带波形

也分别与同相基带信号SI(t)和正交基带信号SQ(t)信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器进行长度为TI的相干积分，分别得到第i组（i=1,2,...,g）的第二同相相关值corr2I_i和正交相关值corr2Q_i；

第七步，第i组（i=1,2,...,g）的第一同相相关值corr1I_i和第一正交相关值corr1Q_i，第二同相相关值corr2I_i和第二正交相关值corr2Q_i按以下规则进行组合，得到第i组的同相组合相关值I’_i和正交组合相关值Q’_i，其中，规则为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_i^{\′}=\mathrm{corr}{2I}_i+\mathrm{corr}{1Q}_i\\ Q_i^{\′}=\mathrm{corr}{1I}_i-\mathrm{corr}{2Q}_i\end{array}\right.$

第八步，让优选同相组合相关值I’和优选正交组合相关值Q’分别等于所有i组同相组合相关值I’_i和正交组合相关值Q’_i中满足

最大的一组，对I’和Q’即可以使用传统的捕获方法及跟踪环路进行处理。

10.根据权利要求9所述接收方法，其特征在于，所述第二步中滤波器的中心频率设在(f₁+f₂)/2附近，带宽大于等于2f_s，并保证各信号分量的功率第一主瓣都可以通过滤波器。

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