CN104793222A - 应用于BOC(kn,n)信号的无模糊接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种应用于BOC(kn，n)信号的无模糊接收方法，包括以下步骤：将接收到的卫星导航信号经相位旋转并分路，分别得到z_i(t)和z_q(t)，根据伪码相位信息生成扩频码和副载波，将扩频码和副载波调制后得到X(t)，X(t)分别与z_i(t)和z_q(t)相关、累加，得到I_P和Q_P；根据伪码相位信息生成W2闸波信号W(t)，W(t)分别与z_i(t)和z_q(t)相关、累加，得到I_W和Q_W；根据伪码相位信息生成双极性参考波形BRW(t)，BRW(t)分别与z_i(t)和z_q(t)相关、累加，得到I_BRW和Q_BRW；S3：根据步骤S2中得到的I_P、Q_P、I_W、Q_W、I_BRW、Q_BRW，通过公式d(ε)＝I_W(ε)I_BRW(ε)+Q_W(ε)Q_BRW(ε)得到伪码鉴相函数；S4：循环进行步骤S2至S3，实现BOC(kn,n)信号伪码的跟踪过程。本发明的方法能有效消除鉴相函数的多余过零点。

Description

应用于BOC(kn,n)信号的无模糊接收方法

技术领域

本发明涉及卫星导航技术领域，特别涉及一种应用于BOC(kn,n)信号的无模糊接收方法。

背景技术

卫星导航系统中的BOC(kn,n)信号是在传统的BPSK信号上调制一系列的副载波后生成的，在频谱上与BPSK信号有所分离，能够提高频谱利用率，且相关峰更加尖锐，在跟踪精度及抗多径性能方面均优于相同码率下的BSPK信号，GPS现代化、Galileo系统、北斗卫星导航系统都采用了这一信号体制。BOC(kn,n)信号的自相关函数存在旁瓣，使得传统的应用于BPSK信号的伪码跟踪方法在移植到BOC(kn,n)信号时，鉴相函数产生多余的过零点，导致跟踪时误锁定到旁瓣，使定位出现偏差，直接影响卫星导航接收机的定位性能。

发明内容

本发明的目的是针对上述已有技术的不足，提出一种有效消除鉴相函数的多余过零点的应用于BOC(kn，n)信号的无模糊接收方法。

本发明的技术方案是：

一种应用于BOC(kn，n)信号的无模糊接收方法，包括以下步骤：

S1：将接收到的卫星导航信号经相位旋转并分路，分别得到两路正交的信号z_i(t)和z_q(t)；

S2：根据伪码相位信息生成扩频码和副载波，将扩频码和副载波调制后得到X(t)，X(t)分别与z_i(t)和z_q(t)相关、累加，得到I_P和Q_P，其计算公式为：

$I_P\left(\mathrm{\ϵ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{z}_i\left(t\right)X(t-\mathrm{\ϵ})\mathrm{dt}$

$Q_P\left(\mathrm{\ϵ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{z}_q\left(t\right)X(t-\mathrm{\ϵ})\mathrm{dt}$

其中T为积分累加时间，ε为时延；

根据伪码相位信息生成W2闸波信号W(t)，W(t)分别与z_i(t)和z_q(t)相关、累加，得到I_W和Q_W，其计算公式为：

$I_W\left(\mathrm{\ϵ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{z}_i\left(t\right)W(t-\mathrm{\ϵ})\mathrm{dt}$

$Q_W\left(\mathrm{\ϵ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{z}_q\left(t\right)W(t-\mathrm{\ϵ})\mathrm{dt};$

其中T为积分累加时间；

根据伪码相位信息生成双极性参考波形BRW(t)，BRW(t)分别与z_i(t)和z_q(t)相关、累加，得到I_BRW和Q_BRW，计算公式为：

$I_{\mathrm{BRW}}\left(\mathrm{\ϵ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{z}_i\left(t\right)\mathrm{BRW}(t-\mathrm{\ϵ})\mathrm{dt}$

$Q_{\mathrm{BRW}}\left(\mathrm{\ϵ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{z}_q\left(t\right)\mathrm{BRW}(t-\mathrm{\ϵ})\mathrm{dt}$

其中T为积分累加时间；

S3：根据步骤S2中得到的I_P、Q_P、I_W、Q_W、I_BRW、Q_BRW，通过以下公式得到伪码鉴相函数，计算公式为：

d(ε)＝I_W(ε)I_BRW(ε)+Q_W(ε)Q_BRW(ε)；

S4：循环进行步骤S2至S3，实现BOC(kn,n)信号伪码的跟踪过程。

作为本发明的进一步改进，在步骤S2中，所述伪码相位信息由码鉴相器得到。

作为本发明的进一步改进，步骤S2中，所述扩频码和副载波由本地伪码生成模块根据伪码相位信息生成。

作为本发明的进一步改进，步骤S2中，所述W2闸波信号W(t)由W2闸波生成模块根据伪码相位信息生成。

作为本发明的进一步改进，步骤S2中，所述双极性参考波形BRW(t)由双极性参考波形生成模块根据伪码相位信息生成。

作为本发明的进一步改进，步骤S2中，T取值1ms。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：

本发明通过在传统的W2CCRW技术基础上增加一路双极性参考闸波信号，构造出只有一个过零点的鉴相函数，能够有效消除传统W2CCRW技术在应用于BOC(kn，n)时存在的跟踪模糊度的问题。在双极性参考闸波宽度等于W2闸波宽度时，本发明的抗多径性能与最优S曲线下的抗多径性能相同，优于传统的窄相关和四相关接收方法。

附图说明

图1是本发明方法的原理框图。接收的信号与本地载波NCO模块生成的同相和反相载波信号相乘，得到存在残余载波频率的基带信号，基带信号分别与本地BOC信号、本地W2闸波信号以及本地双极性参考闸波信号相关、积分、累加，得到的结果送至伪码鉴相器和载波相位鉴别器。伪码鉴相器和载波相位鉴别器根据输入的累加结果计算伪码相位和载波相位。本地载波NCO模块根据载波相位生成新的载波信号，用于载波剥离。本地伪码生成器根据伪码相位生成新的伪码信号，BOC信号生成器根据伪码相位生成新的副载波信号，并与本地伪码信号调制生成本地BOC信号。W2闸波生成器和双极性参考闸波生成器根据伪码相位生成新的W2闸波信号和双极性参考闸波信号。

图2是W2闸波信号基本闸波图形。

图3是双极性参考闸波信号基本闸波图形。

图4是根据一段扩频码生成的W2闸波及双极性参考闸波示意图。

图5是BOC(7，1)信号中，W2闸波和双极性参考闸波宽度为1/14个码片、无限带宽条件下的本发明的鉴相函数图形。

图6是BOC(7，1)信号中，本发明采用W2闸波和双极性参考闸波宽度为1/14个码片，传统W2CCRW采用W2闸波宽度为1/14个码片宽度，窄相关的早-迟采用1/14个码片宽度，四相关的早-迟分别采用1/14个码片宽度和1/7个码片宽度，最优S曲线(线性牵引范围为1/14码片)，无限带宽条件下的多径误差包络对比图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的具体实施例进行详细描述，但不构成对本发明的限制。

如图1至图6所示，本实施例的应用于BOC(kn，n)信号的无模糊接收方法，包括以下步骤：

步骤S1：将接收的卫星导航信号经相位旋转并分路，分别得到两路正交的信号z_i(t)和z_q(t)；

步骤S2：本地伪码生成器根据伪码鉴相器得到的伪码相位信息生成扩频码及副载波，二者调制后生成本地BOC信号，即X(t)，X(t)分别与z_i(t)和z_q(t)相关、累加，得到I_P和Q_P，计算公式为

$I_P\left(\mathrm{\ϵ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{z}_i\left(t\right)X(t-\mathrm{\ϵ})\mathrm{dt}$

$Q_P\left(\mathrm{\ϵ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{z}_q\left(t\right)X(t-\mathrm{\ϵ})\mathrm{dt}$

其中T为积分累加时间(下同)，其值一般选取为1ms；

W2闸波生成模块根据伪码鉴相器得到的伪码相位信息生成W2闸波信号W(t)，其基本闸波形状如图2所示，宽度不超过1/(2k)。基本闸波信号在每个未调制副载波的扩频码的码片边缘处，示意图如图4所示。W(t)分别与z_i(t)和z_q(t)相关、累加，得到I_W和Q_W，计算公式为

$I_W\left(\mathrm{\ϵ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{z}_i\left(t\right)W(t-\mathrm{\ϵ})\mathrm{dt}$

$Q_W\left(\mathrm{\ϵ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{z}_q\left(t\right)W(t-\mathrm{\ϵ})\mathrm{dt};$

双极性参考波形生成模块根据伪码鉴相器得到的伪码相位信息生成双极性参考波形BRW(t)，其基本闸波形状如图3所示，宽度不超过1/(2k)。基本闸波信号在每个未调制副载波的扩频码的上升沿或下降沿处，且生成时要右移一个码片，示意图如图4所示。BRW(t)分别与z_i(t)和z_q(t)相关、累加，得到I_BRW和Q_BRW，计算公式为：

$I_{\mathrm{BRW}}\left(\mathrm{\ϵ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{z}_i\left(t\right)\mathrm{BRW}(t-\mathrm{\ϵ})\mathrm{dt}$

$Q_{\mathrm{BRW}}\left(\mathrm{\ϵ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{z}_q\left(t\right)\mathrm{BRW}(t-\mathrm{\ϵ})\mathrm{dt}$

步骤S3：根据步骤S2中的I_P、Q_P、I_W、Q_W、I_BRW、Q_BRW得到伪码鉴相函数，计算公式为：

d(ε)＝I_W(ε)I_BRW(ε)+Q_W(ε)Q_BRW(ε)

循环进行步骤S2和步骤S3，实现BOC(kn，n)信号伪码的跟踪过程。

尽管上面是对本发明具体实施方案的完整描述，但是可以采取各种修改、变体和替换方案。这些等同方案和替换方案被包括在本发明的范围内。因此，本发明的范围不应该被限于所描述的实施方案，而是应该由所附权利要求书限定。

Claims (6)

1.一种应用于BOC(kn，n)信号的无模糊接收方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1：将接收到的卫星导航信号经相位旋转并分路，分别得到两路正交的信号z_i(t)和z_q(t)；

S2：根据伪码相位信息生成扩频码和副载波，将扩频码和副载波调制后得到X(t)，X(t)分别与z_i(t)和z_q(t)相关、累加，得到I_P和Q_P，其计算公式为：

$I_P\left(\mathrm{\ϵ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{z}_i\left(t\right)X(t-\mathrm{\ϵ})\mathrm{dt}$

$Q_P\left(\mathrm{\ϵ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{z}_q\left(t\right)X(t-\mathrm{\ϵ})\mathrm{dt}$

其中T为积分累加时间，ε为时延；

根据伪码相位信息生成W2闸波信号W(t)，W(t)分别与z_i(t)和z_q(t)相关、累加，得到I_W和Q_W，其计算公式为：

$I_W\left(\mathrm{\ϵ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{z}_i\left(t\right)W(t-\mathrm{\ϵ})\mathrm{dt}$

$Q_W\left(\mathrm{\ϵ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{z}_q\left(t\right)W(t-\mathrm{\ϵ})\mathrm{dt};$

根据伪码相位信息生成双极性参考波形BRW(t)，BRW(t)分别与z_i(t)和z_q(t)相关、累加，得到I_A和Q_A，计算公式为：

$I_{\mathrm{BRW}}\left(\mathrm{\ϵ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{z}_i\left(t\right)\mathrm{BRW}(t-\mathrm{\ϵ})\mathrm{dt}$

$Q_{\mathrm{BRW}}\left(\mathrm{\ϵ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{z}_q\left(t\right)\mathrm{BRW}(t-\mathrm{\ϵ})\mathrm{dt}$

S3：根据步骤S2中得到的I_P、Q_P、I_W、Q_W、I_BRW、Q_BRW，通过以下公式得到伪码鉴相函数，计算公式为：

d(ε)＝I_W(ε)I_BRW(ε)+Q_W(ε)Q_BRW(ε)；

I_P和Q_P用于载波环跟踪；

S4：循环进行步骤S2至S3，实现BOC(kn,n)信号伪码的跟踪过程。

2.根据权利要求1所述的应用于BOC(kn，n)信号的无模糊接收方法，其特征在于，在步骤S2中，所述伪码相位信息由码鉴相器得到。

3.根据权利要求1或2所述的应用于BOC(kn，n)信号的无模糊接收方法，其特征在于，步骤S2中，所述扩频码和副载波由本地伪码生成模块根据伪码相位信息生成。

4.根据权利要求3所述的应用于BOC(kn，n)信号的无模糊接收方法，其特征在于，步骤S2中，所述W2闸波信号W(t)由W2闸波生成模块根据伪码相位信息生成。

5.根据权利要求4所述的应用于BOC(kn，n)信号的无模糊接收方法，其特征在于，步骤S2中，所述双极性参考波形BRW(t)由双极性参考波形生成模块根据伪码相位信息生成。

6.根据权利要求1或2所述的应用于BOC(kn，n)信号的无模糊接收方法，其特征在于，步骤S2中，T取值1ms。