CN103439715A - 基于二维跟踪结构的boc信号抗多径方法 - Google Patents

Abstract

一种基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法，该方法在“载波环+副载波环+码环”的接收机结构下使用，其对副载波跟踪环进行了特殊设计，使用于副载波跟踪和副载波延迟估计的相关值的有效积分区间为[0,T_e]，其中T_e<T_c，T_c表示伪码码片宽度，即，副载波跟踪和副载波延迟估计仅利用了每个伪码码片到达较早部分的能量；同时，为获得更为良好的抗多径效果，对伪码跟踪环鉴相方法设计提出了一类优选的方法，并基于BOC信号二维自相关函数的特点，对副载波环所利用的有效积分区间，码环鉴相间隔提出了相应的约束条件；本发明可以显著降低2-D跟踪下多径对测距的影响，对较长延迟的多径误差有明显的抑制作用，提供了可观的性能改善。

Description

基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法

技术领域

本发明属于无线扩频信号测距领域，特别针对BOC类扩频信号，用于抑制其测距中多径的影响，为一种基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法。

背景技术

全球卫星导航系统（Global Navigation Satellite Systems,GNSS）可以提供全天候、无间断、实时定位、授时信息，已成为一个国家支持国民经济、保障国家安全的重要基础设施。GNSS系统中用户的定位、测速、授时精度取决于接收机对导航信号延迟的测量精度。实际环境中，多种因素可以对该延迟的测量精度产生影响。其中多路径效应是众多因素中最为特殊的一种，其与用户周围具体环境相关，难以通过差分、多频方式消除，已成为卫星导航系统进一步提高测距精度的瓶颈因素。

GNSS系统抑制多径影响有两个主要手段，一是设计具有更好抗多径能力的导航信号，从系统层面提升抗多径性能、增加抗多径潜质；二是在导航终端利用天线、基带、测量域等接收机本地技术降低多径效应的影响。

在导航信号设计方面，各国发展的新一代的卫星导航系统普遍采用二进制偏置载波调制（Binary Offset Carrier，BOC）调制方式的信号，与传统的Binary Phase Shift Key（BPSK）调制方式的导航信号相比，BOC信号可以在有限的频带资源中提供与现有信号较好的频谱分离，降低系统间干扰；同时可以提供更高的测距精度和更好的抗多径潜质。

BOC信号在提供这些更具优势性能的同时，也为导航接收机处理技术带来挑战，其相关函数具有多峰的特点导致信号跟踪具有多峰模糊问题，限制了BOC信号实际应用中测距精度，也限制了BOC信号良好抗多径性能。而随着BOC调制阶数的提升，这一问题所带来的困难也愈加增大。

为解决多峰模糊问题，近年来有多种算法被提出，比如ASPeCT算法，BPSK-Like方式，Bump-Jump放法，Shaping方法等，但这些方法一般只能单一的针对多峰模糊度问题进行优化解决，难于同时兼顾的抗多径性能。这些方法根本上将伪码与副载波当做一个整体处理，一般仅采用“载波环+码环”的结构对信号进行连续跟踪；不考虑载波的影响，其采用的自相关函数本质上是相对延迟的一维函数，因此在此称之为一维（1-D）跟踪。

另一种方法将伪码与副载波当做分离的两部分，分别进行跟踪。该方法从接收机的构架上不同于上述方法，其采用“载波环+副载波环+码环”的结构对接收信号进行连续跟踪，不考虑载波的影响，其采用的相关函数是对伪码延迟，副载波延迟两个参数的二维函数，因此在此称为二维（2-D）跟踪。该方法独立跟踪伪码和副载波，得到两个环路的信号延迟估计，并将两个环路提供的观测量用非线性方式组合，得到较高精度的测距值。

2-D跟踪方法为BOC信号的处理提供了一种新的框架，目前可用于解决BOC信号的整周模糊问题，并适用于高阶BOC信号。但是目前的研究表明，现有方法对于BOC信号的多径误差没有明显的抑制，该方法下多径误差与传统跟踪方法的误差基本一致。

发明内容

为了克服上述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法，较好地解决了2-D跟踪结构下的抗多径问题。

为实现上述目的，本发明所采取的技术方案如下：

一种基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法，基于副载波跟踪环设计，使用于副载波跟踪和副载波延迟估计的相关值的有效积分区间为[0,T_e]，其中T_e<T_c，T_c表示伪码码片宽度。即，副载波跟踪和副载波延迟估计利用了每个伪码码片到达较早部分的能量。

获取有效积分区间为[0,T_e]的方法之一是：在副载波跟踪环设计中，通过改变本地伪码调制基本波形的形状与延迟，从而使得副载波跟踪所用的相关值的有效积分区间为[0,T_e]。

获取有效积分区间为[0,T_e]的方法之二是：副载波跟踪环设计中，通过设计本地伪码调制基本波形

的形状与延迟，使t>T_e+Δ时，并利用

生成本地伪码信号

使用

以及本地副载波信号

与接收信号进行相关，从而使得副载波跟踪所用的相关值的有效积分区间为[0,T_e]，这里Δ为任意延迟，c_n代表第n个伪码码片的极性，n代表码片序号。

获取有效积分区间为[0,T_e]的方法之三是：副载波跟踪环设计中，通过设计本地伪码调制基本波形

的形状与延迟，使t>T_e+Δ时，

并利用

来生成本地伪码信号

使用

以及本地副载波信号

与接收信号进行相关，从而使得副载波跟踪所用的相关值的有效积分区间为[0,T_e]，这里Δ为任意延迟，c_n代表第n个伪码码片的极性，n代表码片序号。

获取有效积分区间为[0,T_e]的方法之四是：使用与接收信号匹配的本地伪码波形和本地副载波波形，并将本地伪码信号提前T_E的相位，T_E=T_c-T_e，使得副载波跟踪所用的相关值的有效积分区间为[0,T_e]。

其中，在进行相关运算时，利用对伪码延迟的估计值以及对副载波延迟估计值调整本地伪码信号和本地副载波信号的延迟，以对信号保持跟踪。例如，本地生成伪码为本地生成副载波为

对接收信号伪码延迟的估计值为

对接收信号副载波延迟估计值为

则利用和

与接收信号进行相关运算，以获取相关值。

在副载波跟踪环设计中，副载波环鉴相时利用基于所述有效积分区间[0,T_e]所获取的积分值。

在采用上述副载波跟踪方法的同时，可在伪码跟踪中同时采用抗多径方法，该伪码跟踪环设计中，优选地，可以采用使多径在延迟大于T_e时不能对伪码环产生影响的鉴相方法对伪码环进行鉴相，鉴相方法可直接采用传统的BPSK信号抗多径方法，如double delta方法，PAC方法，HRC方法，shaping方法或早早跟踪方法等。

如果同时在伪码跟踪和副载波跟踪中采用抗多径方法，二者参数可参照如下优选规则：

若BOC信号的副载波片宽度为T_s，则码环与副载波环参数优化规则如下：T_e=mT_s，m为正整数；d=nT_s，n为正整数；m，n关系为n=m；其中d为多路相关器的相关间距。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明可以显著降低2-D跟踪下多径对测距的影响，对较长延迟的多径误差有明显的抑制作用，提供了可观的性能改善。

附图说明

图1是BOC信号中伪码部分的基本调制波形

图2是2-D跟踪接收机一般结构

图3是本发明定义的有效积分区间及多径延迟示意图

图4是本发明内容的组成框图

图5是本发明中用于副载波跟踪环的本地伪码波形设计方法

图6是本发明方法对多径误差的抑制效果

图7是本发明实施例中2-D跟踪抗多径算法示意图。

图8是本发明实施例中R_s1(τ_s)函数图形。

图9是本发明实施例中R_s2(τ_s)函数图形。

图10是本发明实施例中多径误差包络图对比图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例详细说明本发明的一种实施方式。为便于更好地理解本发明技术方案，需要对本发明做出如下定义以及原理解释。

1.基本定义

BOC信号的归一化基带信号可以表示为：

$w\left(t\right)=\left\{c\left(t\right)\right\}\&CenterDot;\left\{s\left(t\right)\right\}=\left\{\underset{l=-\&infin;}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{l}g(t-{\mathrm{lT}}_c)\right\}\&CenterDot;\left\{s\left(t\right)\right\}---\left(1\right)$

其中c(t)代表伪随机码（以下简称伪码），码片宽度为T_c，c_l=±1代表伪码极性，g(t)为宽度为T_c的单位脉冲，是信号中伪码部分的基本调制波形，如图1所示。s(t)代表相应的副载波，在实际中可能有多种形式，例如正弦相位副载波s_sin(t)=sgn[sin(2πf_st)]，余弦相位副载波s_cos(t)=sgn[cos(2πf_st)]，也可为AltBOC，以及CBOC类副载波等。载波，噪声，电文等因素非本发明所关心的关键，在此暂且忽略。

针对BOC类信号，二维（2-D）跟踪接收机利用码环跟踪信号w(t)中的伪码成分c(t)，并从中获取精度较低的伪码延迟的估计值，利用副载波环跟踪信号w(t)中的副载波成分s(t)，并从中获取精度较高的副载波延迟估计值。另外，还需载波环实现对载波的跟踪。2-D跟踪接收机的一般通道结构如图2所示。

为实现码环、副载波环的跟踪与相应的延迟估计，接收机通常需要通过本地信号与接收信号的相关，获取相关值。

设本地信号采用伪码为c_L(t)，且

$c_L\left(t\right)=\underset{n=-\&infin;}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_n{g}_L(t-n{T}_c)---\left(2\right)$

其中，c_n=±1代表伪码极性，与（1）中伪码序列一致，g_L(t)为本地伪码调制的基本波形。

本地采用的副载波为s_L(t)。

则本地信号与接收信号的相关值可表示为：

$R({\mathrm{\&tau;}}_c,{\mathrm{\&tau;}}_s)={\&Integral;}_0^{T}w\left(t\right)\&CenterDot;c_L(t-{\mathrm{\&tau;}}_c)\&CenterDot;s_L(t-{\mathrm{\&tau;}}_s)\mathrm{dt}---\left(3\right)$

即本发明所述利用

和

与接收信号所进行的获取相关值的相关运算。

τ_c与τ_s分别为本地伪码与副载波相对于接收信号的延迟，T代表相干积分时间，且T>>T_c。这里近似N=T/T_c为整数，且将（1）代入(3)式可得

$R({\mathrm{\&tau;}}_c,{\mathrm{\&tau;}}_s)=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\&Integral;}_0^T{c}_{l}g(t-{\mathrm{lT}}_c)\&CenterDot;s\left(t\right)\&CenterDot;c_L(t-{\mathrm{\&tau;}}_c)\&CenterDot;s_L(t-{\mathrm{\&tau;}}_s)\mathrm{dt}---\left(4\right)$

将g(t-lT_c)的性质及（2）带入（4）中，并变换积分符号，该相关函数可进一步写为：

$R({\mathrm{\&tau;}}_c,{\mathrm{\&tau;}}_s)=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\&Integral;}_0^{T_c}{c}_l\&CenterDot;\left[\underset{n=-\&infin;}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_n{g}_L(t+{\mathrm{lT}}_c-{\mathrm{nT}}_c-{\mathrm{\&tau;}}_c)\right]\&CenterDot;s(t+{\mathrm{lT}}_c)\&CenterDot;s_L(t+{\mathrm{lT}}_c-{\mathrm{\&tau;}}_s)\mathrm{dt}---\left(5\right)$

根据伪随机码自相关性质，当伪码序列未对其时，积分值为零，因此仅当l=n时积分值不为零，此时c_l·c_l≡1，则(5)式可简化为：

$R({\mathrm{\&tau;}}_c,{\mathrm{\&tau;}}_s)=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{{\&Integral;}_0^{T_c}g}_L(t-{\mathrm{\&tau;}}_c)\&CenterDot;s(t+{\mathrm{lT}}_c)\&CenterDot;s_L(t+{\mathrm{lT}}_c-{\mathrm{\&tau;}}_s)\mathrm{dt}---\left(6\right)$

由（6）式可知，相干积分时间为T的积分值等效为N个积分时间为T_c的积分值的加和，在此定义[0,T_c]为“全部积分区间”，其物理意义对应于图3（a）中一个伪码码片的宽度，即在获取积分值时，利用了每个码片的全部能量。

全部积分区间[0,T_c]界定了（6）式积分区间的上限，而对于不同的本地伪码调制波形g_L(t-τ_c)，（6）式中实际有效的积分区间可能小于[0,T_c]。例如，假设τ_c=0，且g_L(t)满足：

g_L(t)=0（当t>T_e，且0≤T_e<T_c）

时，则（6）可重写为

$R({\mathrm{\&tau;}}_c,{\mathrm{\&tau;}}_s)=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\&Integral;}_0^{T_e}{g}_L(t-{\mathrm{\&tau;}}_c)\&CenterDot;s(t+{\mathrm{lT}}_c)\&CenterDot;s_L(t+{\mathrm{lT}}_c-{\mathrm{\&tau;}}_s)\mathrm{dt}---\left(7\right)$

在此定义（7）中的积分区间[0,T_e]为“有效积分区间”，其物理意义对应于图3（a）中每个码片的起始边沿到该码片距边沿T_e的部分，即说明在获取积分值时，仅利用了每个码片开始部分的能量，也就是实际接收信号中，每个码片较早达到接收机天线的部分。

2.多径影响

存在多径信号时，接收的归一化的基带信号的可以表示为：

$w_m\left(t\right)=c\left(t\right)\&CenterDot;s\left(t\right)+\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;c(t-{\mathrm{\&Delta;\&tau;}}_i)\&CenterDot;s(t-{\mathrm{\&Delta;\&tau;}}_i)\&CenterDot;e^{\mathrm{j\&Delta;}{\mathrm{\&phi;}}_i}---\left(8\right)$

其中，α_i，Δτ_i及Δφ_i分别代表第i路多径信号相对于直达信号的幅度、延迟和相位，M代表多径数目。此时，2-D互相关函数R_m(τ_c,τ_s)=∫w_m(t)·c(t-τ_c)·s(t-τ_s)dt可以表示为：

$R_m({\mathrm{\&tau;}}_c,{\mathrm{\&tau;}}_s)=R({\mathrm{\&tau;}}_c,{\mathrm{\&tau;}}_s)+\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_i\&CenterDot;e^{\mathrm{j\&Delta;}{\mathrm{\&phi;}}_i}\&CenterDot;R({\mathrm{\&tau;}}_c-\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&tau;}}_i,{\mathrm{\&tau;}}_s-{\mathrm{\&Delta;\&tau;}}_i)---\left(9\right)$

此时接收机用于跟踪的相关值由两部分组成，一部分是直达信号相关值R(τ_c,τ_s)，另一部分是多径信号的相关值

由于多径信号相关值的影响，使测距中存在偏差，理论上多径信号相关值越大，对测距的影响越大。

将（6）带入(9)式，有：

$R_m({\mathrm{\&tau;}}_c,{\mathrm{\&tau;}}_s)=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\&Integral;}_0^{T_c}{g}_L(t-{\mathrm{\&tau;}}_c)\&CenterDot;s(t+{\mathrm{lT}}_c)\&CenterDot;s_L(t+{\mathrm{lT}}_c-{\mathrm{\&tau;}}_x)\mathrm{dt}$

$+\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_i\&CenterDot;e^{{\mathrm{j\&Delta;\&phi;}}_i}\&CenterDot;\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\&Integral;}_0^{T_c}{g}_L(t-{\mathrm{\&tau;}}_c+{\mathrm{\&Delta;\&tau;}}_i)\&CenterDot;s(t+{\mathrm{lT}}_c+{\mathrm{\&Delta;\&tau;}}_i)\&CenterDot;s_L(t+{\mathrm{lT}}_c+{\mathrm{\&Delta;\&tau;}}_i-{\mathrm{\&tau;}}_s)\mathrm{dt}---\left(10\right)$

由于多径信号永远滞后于直达信号，因此Δτ_i>0，多径信号与直达信号的关系如图3（a）和图3（b）所示，考虑扩频码相关性，且依然假设τ_c=0，显然，此时如果合理设计g_L(t)，使（10）的有效积分区间为[0,T_e]，则随着T_e的减小，多径信号相关值能量将减小，而进一步当T_e<Δτ_i时，多径信号相关值为0，理论上对测距无影响。在实际情况中，多径延迟虽然无法获得，但减小有效积分区间，一定会使多径影响降低。这一原理构成本发明方法的基础，后文简称为“原理2.1”。

3.方法描述

本发明基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法，其主要创新点是：用于副载波跟踪和副载波延迟估计的相关值的有效积分区间为[0,T_e]，且T_e<T_c。该创新点可同样描述为：副载波跟踪和副载波延迟估计利用了每个伪码码片到达较早部分的能量。

该方法基于的图1所示的接收机结构，针对副载波跟踪环进行特殊设计，对伪码跟踪环的设计无明确要求；但为获取更好的抗多径效果，给出了一类可选用的伪码跟踪环设计方法，以及码环，副载波环参数优化规则，如图4所示。以下分别介绍各部分方法：

3.1 副载波跟踪环设计

本发明中副载波跟踪环中包括两方面关键因素，一是跟踪所用的相关值的计算方式，二是基于相关值的鉴相方法。

3.1.1 副载波环相关值的获取方式

设接收信号的延迟为τ，本地信号对其延迟估计为伪码延迟副载波延迟

假设载波环对信号频率估计无偏差，仅有残余载波相位差Δφ，且本地伪码波形为

$c_L^p\left(t\right)=\underset{n=-\&infin;}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_n{g}_L^p(t-n{T}_c)---\left(11\right)$

其中p=1,2,...P，代表P种本地生成的伪码波形，其形状由相应的本地伪码调制基本波形

决定。

本地副载波信号为

其中q=1,2,...Q，代表Q种本地生成的副载波波形。此处P，Q区分不同时延下的同一种波形，即，如果一路本地信号可以写为另一路本地信号经过延迟的形式，则认为这是两种不同的本地信号，由P或者Q下标区分。

本地伪码与本地副载波分别有P_s种与Q_s种用于副载波环相关值的获取，则副载波鉴相所需的一组相关值为：

$R_s^{p,q}(\mathrm{\&tau;}-{\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_c,\mathrm{\&tau;}-{\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_s)=e^{-\mathrm{j\&Delta;\&phi;}}\&CenterDot;{\&Integral;}_0^{T}w(t-\mathrm{\&tau;})\&CenterDot;c_L^p(t-{\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_c)\&CenterDot;s_L^q(t-{\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_s)\mathrm{dt}---\left(12\right)$

其中下标s代表副载波（subcarrier）,p=1,2,...P_s，q=1,2,...Q_s，分别为用于副载波环的本地伪码与本地副载波波形。积分时间T的定义与（3）相同。

根据式（3）-（7）的推导过程，（12）式可写为

$R_s^{p,q}(\mathrm{\&tau;}-{\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_c,\mathrm{\&tau;}-{\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_s)=e^{-\mathrm{j\&Delta;\&phi;}}\&CenterDot;\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\&Integral;}_0^{T_e}{g}_L^p[t-(\mathrm{\&tau;}-{\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_c)]\&CenterDot;s(t+{\mathrm{lT}}_c)\&CenterDot;s_L^q[t+{\mathrm{lT}}_c-(\mathrm{\&tau;}-{\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_s)]\mathrm{dt}---\left(13\right)$

为提升副载波环抗多径能力，需要降低多径对（13）式积分值的影响，根据（10）及“原理2.1”，在获取相关值时，本发明采用有效积分区间为且

此处p=1,2,...P_s代表用于副载波环的本地伪码类型。

在实际接收机设计中，有多种实现方式可以使有效积分区间为

本发明提供一类实现方法，该方法通过设计

的形状与延迟来实现。

为使

的有效积分区间为

需满足：

$g_L^p\left(t\right)=0,t>T_e^p---\left(14\right)$

的约束可以用图5来说明。

此处需要声明的是，在

设计时，使其满足

$g_L^p\left(t\right)=0,t>T_e^p+\mathrm{\&Delta;}---\left(15\right)$

而在生成本地扩频时使用

$c_L^p\left(t\right)=\underset{n=-\&infin;}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_n{g}_L^p(t-n{T}_c-\mathrm{\&Delta;})---\left(16\right)$

或生成本地码

$c_L^p\left(t\right)=\underset{n=-\&infin;}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_n{g}_L^p(t-n{T}_c)---\left(17\right)$

而在进行相关时使用

即，改变

的非零区间，而用时间延迟来控制最终的有效积分区间。这些方法与本发明所用方法本质相同，因此与本发明所用方法同属一类。

3.1.2 副载波环鉴相方式

副载波环鉴相基于副载波环相关积分值

p=1,2,...P_s，q=1,2,...Q_s。

副载波鉴相误差可写为：

$e_s=D\left[R_s^{p,q}(\mathrm{\&tau;}-{\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_c,\mathrm{\&tau;}-{\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_s)\right]---\left(18\right)$

其中D[·]为鉴相方程，是关于

的不超过P_s×Q_s元函数，注意此处

为复数。

D[·]一般需要满足：

1）

时，e_s=0。

2）

与区间内e_s有近似相等的斜率。

在实际应用时，根据

的性质，D[·]可以有多种实现方式。

若

关于

对称，D[·]可采用相干/非相干的早-迟鉴相方法。

若关于

非对称或较为复杂，D[·]可采取线性/非线性拟合法。

3.2 伪码跟踪环设计

在副载波跟踪中采用3.1方法，可以提升2-D跟踪方式的抗多径能力，本发明对码环的设计无特殊要求，可直接采用现有伪码跟踪方法。而为使抗多径能力得到更大提升，此处采用如下的伪码跟踪环方法。

伪码跟踪环设计的重点在码环鉴相方面，在2-D跟踪结构下，码环所跟踪的信号可以近似为一个传统的BPSK调试方式的导航信号，具有单一的相关峰。因此，为传统BPSK信号所设计的各类抗多径算法可直接采用。但由于在2-D跟踪结构下，最终获取的伪距是伪码和副载波的非线性组合，而测距精度主要取决于副载波精度，因此伪码环路的抗多径除了要尽量降低码的多径误差外，更为重要的目标是保证码环多径误差不会对副载波环跟踪产生影响，即避免或降低多径经由码环作用间接对副载波环产生影响。因此，理想的情况是，对于已经不能直接影响副载波环的多径信号，同样消除其对码环的影响，或尽量大的消除对码环的影响。例如，在副载波环设计中，当多径延迟大于T_e时，多径信号不能对副载波环产生直接影响，因此，最为理想的码环鉴相设计方法是，使多径在此条件下亦不能对码环产生影响。在BPSK信号处理方法中，有多种方法可能达到该效果。例如double delta方法，PAC方法，HRC方法，shaping方法，早早跟踪方法等。

3.3 码环与副载波环参数优化规则

如在伪码跟踪中采用3.2的方法，则副载波跟踪与伪码跟踪的参数可按照本节所提供的规则进行优化。

本发明中，对于副载波跟踪，利用了每个伪码码片的较早到达部分[0,T_e]的能量。对于伪码跟踪，利用了BPSK类信号抗多径方法，这类方法中较为重要的参数之一是多路相关器的相关间距d。在2-D跟踪算法中，由于副载波和伪码两个环路均采用了抗多径方法，因此，其参数选择的协同性对最终效果有一定影响。

本发明中，对这两个参数的优化提出了一套规则：

对于BOC信号来说，其副载波片的宽度为T_s，（对于频率为f_s的方波副载波，

），且一个伪码码片中包含k个副载波周期，即BOC(kn,n)，则优化规则为：

优选的T_e为：T_e=mT_s，m为正整数；

优选的d为：d=nT_s，n为正整数；

优选的m，n关系为：n=m。

如图6所示，带限BOC（6,1）信号下，传统2-D跟踪方法与本发明所提跟踪方法的多径误差对比，可见，本方法对较长延迟的多径误差有明显的抑制作用，提供了可观的性能改善。

4.SinBOC信号下的实施范例

接着，以SinBOC信号为例更好地说明本发明的方法。

SinBOC信号是BOC信号中重要的一类，在实际应用场景下，特别是高阶BOC调制情况下具有良好的特性，在导航系统中具有广阔的应用前景。

设SinBOC(kn,n)信号的归一化基带信号表达式为：

$w\left(t\right)=\left\{c\left(t\right)\right\}\&CenterDot;\left\{s\left(t\right)\right\}=\left\{\underset{l=-\&infin;}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{l}g(t-{\mathrm{lT}}_c)\right\}\&CenterDot;\left\{\mathrm{sgn}\right[\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{s}t\right)\left]\right\}---\left(19\right)$

其中c(t)代表伪随机码（以下简称伪码），码片宽度T_c=1/(n×1.023×10⁶)秒，c_l=±1代表伪码极性，g(t)为宽度为T_c的单位脉冲，s(t)代表正弦相位的副载波，其频率f_s=k×n×1.023×10⁶赫兹，sgn[·]代表取符号函数。k称为BOC信号的调制阶数，该值越大，BOC信号自相关函数中的相关峰越多，信号的接受处理难度越大。

在SinBOC(kn,n)信号下，按照本发明的抗多径方法，给出2-D跟踪条件下的一个设计实例。该实现方式仅为本发明在SinBOC信号下的一个例子，并不代表发明全部。

4.1 SinBOC(kn,n)信号下该方法实现结构

在本实例中本地信号采用匹配的伪码波形与副载波波形，即c_L(t)=c(t)，s_L(t)=s(t)，仅通过不同的延迟来区分

与2-D接收机的结构如图7所示：

在该实现方式中，伪随机码发生器产生六路本地伪码信号，其中包含两路滞后相位伪码，L₂=c(t-τ_c+T_DC)，L₁=c(t-τ_c+T_DC/2)，一路即时相位伪码P=c(t-τ_c)，以及三路超前相位伪码E₁=c(t-τ_c-T_DC/2)，E₂=c(t-τ_c-T_DC)，E₃=c(t-τ_c-T_E)。其中T_DC是用于伪码鉴相的鉴相间隔，T_E是用于副载波鉴相的超前伪码相位。

副载波发生器产生三路副载波信号，分别为滞后相位副载波S_L=s(t-τ_s+T_DS/2)，即时相位副载波S_P=s(t-τ_s)，以及超前路相位副载波S_E=s(t-τ_s-T_DS/2)，其中T_DS是副载波的鉴相间隔。

载波发生器生成正弦，余弦两路正交信号。

输入信号

为中频信号，f为中频频率。

接收信号与本地信号进行相关后，分别生成下列相关值

该实例中，码环与副载波环采用非相干鉴相方式，码环鉴相方法采用Double Delta（DD）鉴相方法

e_c=(I_PE1-I_PL1)-0.5·(I_PE2-I_PL2)

副载波环鉴相采用非相干早-迟鉴相方法：

e_s=I_EE3-I_LE3

载波环的鉴相方法为：

4.2 实现结构与方法对应关系

本实现结构与本发明方法的对应关系如下：

4.2.1 副载波环积分值获取方式与副载波鉴相方法

副载波在获取积分值时采用了与接收信号匹配的伪码波形以及超前T_E的伪码相位，等效为有效积分区间为[0,T_e]，这里T_e=T_c-T_E；对应于3.1.2节中设计本地伪码波形g_L(t)=g(t-T_E)。

此处，副载波鉴相方法选择了3.1.2中非相干的早-迟鉴相方法。

4.2.2 码环抗多径设计

本范例中，码环抗多径采用了非相干的Double Delta抗多径方式，鉴相间隔为T_DC。对应于3.2中的伪码抗多径方式。

4.2.3 参数选择

在实例中本地信号采用匹配的伪码c(t-τ_c)与副载波s(t-τ_s)，且二者相对于接收信号的延迟分别为τ_c与τ_s，无限带宽情况下，经理论计算，2-D的互相关函数R(τ_c,τ_s)=∫w(t)·c(t-τ_c)·s(t-τ_s)dt可以表示为：

其中

代表向下取整函数，T_s=T_c/2k（或者说T_s=1/(2f_s)）代表副载波片的宽度，R_s1(τ_s)为周期三角波，R_s2(τ_s)为周期矩形波，分别如图8、图9所示。图9中

由（20）可知，该二维互相相关函数由关于τ_s的对称函数R_s1(τ_s)，以及关于τ_s不对称的函数R_s2(τ_s)两部分组成。当伪码相对延迟τ_c≠KT_s（K为整数）时，R_s2(τ_s)部分不为0，此时互相关相关函数R(τ_c,τ_s)关于是τ_s非对称的，此时采用E-L鉴相结构的副载波环的将会存在测距偏差；反之，当副载波延迟τ_s≠KT_s（K为整数）时，互相关函数R(τ_c,τ_s)关于τ_c也是非对称的，副载波的偏差将会导致伪码的测距偏差。

在这一结构中，为了获得良好的抗多径性能，对于副载波鉴相来说，为了使鉴相无偏，需要使R(τ_c,τ_s)关于τ_s对称，该条件仅在τ_c=KT_s且K为整数时成立，因此T_E=KT_s且为K整数。

对于码环鉴相来说，为了获得DD的良好的抗多径效果，鉴相函数e_c应满足当T_c-T_DC>|τ_c|>T_DC时，e_c=0。但在2-D条件下，e_c取值还同时受到τ_s的影响，为使该性质对任何τ_s均成立，此处需要选择T_DC=NT_s，且N为整数。

当多径延迟大于T_c-T_E时，多径将不会对副载波环产生直接影响，此时为避免间接影响，应使多径对码环的影响减小，因此，上述N，K的选择最优为K=2k-N，k为BOC的调制阶数。

该参数选择对应于本发明3.3节的优化规则。

4.3 SinBOC(kn,n)信号实现结构的抗多径效果

在上述结构下，选择N=1，T_DS=T_s，BOC(2,1),BOC(4,1),BOC(6,1),BOC(7,1)信号的多径误差包络图如图10所示，此处多径相对强度为-10dB。图中同时给出了相同鉴相间隔下，普通2-D跟踪方法的多径误差包络图。其中“proposed”代表上述实例，“traditional”代表传统2-D跟踪方法。可见，本发明的多径性能有更为明显的优势。

4.4 副载波环的其他鉴相方法

在上述实例中，副载波鉴相采用了早-迟鉴相方法，选取了互相关相关函数R(τ_c,τ_s)关于τ_s的对称部分。在实际应用时，副载波维度也可以采用更为广义的鉴相方法，应对互相关相关函数R(τ_c,τ_s)关于τ_s的非对称问题。例如在本实例中，可以采用如下鉴相方式：

e_s=α₀·I_EE3-α₁·I_LE3-α₂

其中，α₀，α₁，α₂是一组固定的值，其可以在τ_s=0时，使e_s=0，该组系数的确定方法有多种，在此不过多赘述。

Claims (13)

1.一种基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法，其特征在于，用于副载波跟踪和副载波延迟估计的相关值的有效积分区间为[0,T_e]，其中T_e<T_c，T_c表示伪码码片宽度。

2.根据权利要求1所述的基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法，其特征在于，获取有效积分区间为[0,T_e]的方法是：在副载波跟踪环设计中，通过设计本地伪码调制基本波形的形状与延迟，从而使得副载波跟踪所用的相关值的有效积分区间为[0,T_e]。

3.根据权利要求1所述的基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法，其特征在于，获取有效积分区间为[0,T_e]的方法是：副载波跟踪环设计中，通过设计本地伪码调制基本波形的形状与延迟，使t>T_e+Δ时，

并利用

生成本地伪码信号

使用

以及本地副载波信号与接收信号进行相关，从而使得副载波跟踪所用的相关值的有效积分区间为[0,T_e]，这里Δ为任意延迟，c_n代表第n个伪码码片的极性，n代表码片序号。

4.根据权利要求1所述的基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法，其特征在于，获取有效积分区间为[0,T_e]的方法是：副载波跟踪环设计中，通过设计本地伪码调制基本波形

的形状与延迟，使t>T_e+Δ时，

并利用

来生成本地伪码信号

使用

以及本地副载波信号与接收信号进行相关，从而使得副载波跟踪所用的相关值的有效积分区间为[0,T_e]，这里Δ为任意延迟，c_n代表第n个伪码码片的极性，n代表码片序号。

5.根据权利要求1所述的基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法，其特征在于，获取有效积分区间为[0,T_e]的方法是：使用与接收信号匹配的本地伪码波形和本地副载波波形，并将本地伪码信号提前T_E的相位，T_E=T_c-T_e，使得副载波跟踪所用的相关值的有效积分区间为[0,T_e]。

6.根据权利要求2-5任一权利要求所述的基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法，其特征在于，在进行相关运算时，利用对伪码延迟的估计值以及对副载波延迟估计值调整本地伪码信号和本地副载波信号的延迟，以对信号保持跟踪。

7.根据权利要求6所述的基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法，其特征在于，设本地生成伪码为

本地生成副载波为

对接收信号伪码延迟的估计值为

对接收信号副载波延迟估计值为

和

与接收信号进行相关运算，以获取相关值。

8.根据权利要求1所述的基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法，其特征在于，所述副载波跟踪环设计中，副载波环鉴相时利用所述有效积分区间为[0,T_e]的积分值。

9.根据权利要求1所述的基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法，其特征在于，在副载波跟踪和副载波延迟估计中采用抗多径方法的同时，在伪码跟踪中同时采用抗多径方法。

10.根据权利要求9所述的基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法，其特征在于，所述鉴相方法为BPSK信号抗多径方法。

11.根据权利要求9所述的基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法，其特征在于，所述伪码跟踪环设计中，采用使多径在延迟大于T_e时不能对伪码环产生影响的鉴相方法对伪码环进行鉴相。

12.根据权利要求9所述的基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法，其特征在于，所述抗多径方法为double delta方法，PAC方法，HRC方法，shaping方法或早早跟踪方法。

13.根据权利要求9所述的基于二维跟踪结构的BOC信号抗多径方法，其特征在于，若BOC信号的副载波片宽度为T_s，则码环与副载波环参数优化规则为：T_e=mT_s，m为正整数；d=nT_s，n为正整数；m，n关系为n=m；其中d为多路相关器的相关间距。

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