CN104714238A - 一种基于时域升余弦脉冲的二进制偏移载波调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于卫星导航系统信号技术领域，具体涉及一种基于时域升余弦脉冲的二进制偏移载波调制方法。本发明包括：确定扩频码的频率或周期，子载波频率或周期和正弦或余弦型子载波调制方式；利用伪随机序列对导航信号进行扩频，将得到的扩频信号与所确定的正弦或余弦型子载波信号进行时域相乘，得到正弦或余弦型基带调制信号；将得到的正弦或余弦型基带调制信号进行正交支路的载波调制，得到所述的基于时域升余弦脉冲的二进制正弦或余弦型偏移载波调制信号。本发明调制信号的功率谱旁瓣衰减速度更快且幅度更低，能量集中度更高。

Description

一种基于时域升余弦脉冲的二进制偏移载波调制方法

技术领域

本发明属于卫星导航系统信号技术领域，具体涉及一种基于时域升余弦脉冲的二进制偏移载波调制方法。

背景技术

导航调制信号波形是导航信号体制设计中的关键环节，信号波形通过影响导航信号的自相关函数和功率谱，进而影响导航系统的性能。为了使多种信号可以更好地共享全球导航卫星系统(GlobalNavigationSatelliteSystem,GNSS)的有限频段，同时进一步提高信号的测距精度及抗干扰性能，新的信号调制方式不断呈现。二进制偏移载波(BinaryOffsetCarrier,BOC)是一种能够满足上述要求的新型调制方式，其实现方法详见文献Betz.J,“TheOffsetCarrierModulationforGPSModernization,”IONNTM,SanDiego,CA,January25-27,1999.

Betz.J在文献“BinaryOffsetCarrierModulationsforRadionavigation,”Navigation:JournaloftheInstituteofNavigation,vol.48,No.4,Winter2001-2002.中指出，在同一波段、占用相同带宽以及对信号发射器和接收机做同样简单设计的条件下，BOC调制信号的性能比BPSK调制信号更优越。BOC调制目前已经广泛应用于GPS、Galileo和Compass等全球卫星导航系统中。

随着卫星导航信号数量的不断增加，频谱资源紧张，在有限带宽下提高信号性能以及减小相邻信号间的干扰成为目前的研究重点。文章中给出的BOC调制方法会带来带外大幅度旁瓣使功放效率降低，且信号的码跟踪性能、抗多径和抗干扰能力仍不够理想，因此本发明提出一种基于时域升余弦脉冲的二进制偏移载波调制方法，该方法可有效降低功率谱大幅度的旁瓣，减小对邻间信号的干扰，提高导航信号的功率效能，同时既兼有更好的码跟踪性能、抗多径和抗干扰能力，为我国未来Compass卫星导航系统的信号波形设计提供了一个新的选择。

发明内容

本发明的目的在于提出一种使导航信号具有更好的码跟踪性能、抗干扰、抗多径以及与其它系统信号的兼容能力，同时有效抑制功率谱大幅度的旁瓣并提高导航信号的功率效能的基于时域升余弦脉冲的二进制偏移载波调制方法。

本发明的目的是这样实现的：

(1)确定扩频码的频率f_c或周期T_c，子载波频率f_sc或周期T_sc和正弦或余弦型子载波调制方式，其中每一个子载波二进制码片波形采用时域升余弦脉冲为：

所述的正弦型子载波信号为： $X_{S-\mathrm{sub}}\left(t\right)=\mathrm{sign}\left(\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\×\underset{i=1}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{P}_T(t-\mathrm{iT}){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{2}},t>0;$

所述的余弦型子载波信号为： $X_{C-\mathrm{sub}}\left(t\right)=\mathrm{sign}(\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\×\underset{i=1}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{P}_T(t-\mathrm{iT})){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{4}},t>0;$

其中P_T(t)是宽度为T的时域升余弦脉冲波形，

即

sign(t)为符号函数，

即 $\mathrm{sign}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& t>0\\ -1,& t<0\end{array}\right.;$

(2)根据确定的扩频码频率f_c或周期T_c和子载波频率f_sc或周期T_sc，利用伪随机序列对导航信号进行扩频，将得到的扩频信号与所确定的正弦或余弦型子载波信号进行时域相乘，得到正弦或余弦型基带调制信号：

所述的正弦型基带调制信号为： $S_{S-\mathrm{base}}\left(t\right)=d\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_l\mathrm{rect}(t-l{T}_c)\&times;X_{S-\mathrm{sub}}\left(t\right),t>0;$

所述的余弦型基带调制信号为： $S_{C-\mathrm{base}}\left(t\right)=d\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_l\mathrm{rect}(t-l{T}_c)\&times;X_{C-\mathrm{sub}}\left(t\right),t>0;$

其中d(t)为数据通道信息；a_l是伪随机扩频码序列；L为伪随机序列的码片长度；rect(t)是矩形门函数，即

(3)将得到的正弦或余弦型基带调制信号进行正交支路的载波调制，得到所述的基于时域升余弦脉冲的二进制正弦或余弦型偏移载波调制信号：

所述的基于时域升余弦脉冲的二进制正弦型偏移载波调制信号为：

$\begin{array}{c}{S}_{\mathrm{TDRC}-\mathrm{BOCs}}\left(t\right)=[d\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_l\mathrm{rect}(t-l{T}_c)\&times;\mathrm{sign}\left(\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT}){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{2}}]\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{car}}t\right)\\ +[p\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_l\mathrm{rect}(t-l{T}_c)\&times;\mathrm{sign}\left(\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT}){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{2}}]\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{car}}t\right)\end{array};$

所述的基于时域升余弦脉冲的二进制余弦型偏移载波调制信号为：

$\begin{array}{c}{S}_{\mathrm{TDRC}-\mathrm{BOCs}}\left(t\right)=[d\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_l\mathrm{rect}(t-l{T}_c)\&times;\mathrm{sign}\left(\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT}){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{4}}]\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{car}}t\right)\\ +[p\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_l\mathrm{rect}(t-l{T}_c)\&times;\mathrm{sign}\left(\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT}){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{4}}]\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{car}}t\right)\end{array};$

其中d(t)为数据通道信息；p(t)为导频通道信息，取值为全+1或-1；a_l和b_l分别是同相和正交支路的伪随机扩频码序列；L为伪随机序列的码片长度；f_car是载波频率。

所述的扩频码频率f_c和子载波频率f_sc的取值为1.023MHz的整数倍。

所述的正弦或余弦型基带调制信号的功率谱密度分别为：

所述的正弦型基带调制信号功率谱密度为：

所述的余弦型基带调制信号功率谱密度为：

其中k为调制指数，即k＝2f_sc/f_c；f₀＝1.023MHz。

本发明的有益效果在于：

(1)功率效率高：本发明调制信号的功率谱旁瓣衰减速度更快且幅度更低，能量集中度更高。

(2)跟踪精度高：在接收机带宽内，本发明调制信号的功率谱具有分裂能力且幅值较大，在带宽受限的条件下，具有更高的Gabor带宽与较低的码跟踪误差。

(3)抗多径能力强：本发明调制信号具有恒包络特性，特别适合于采用高效非线性放大器的功率和带宽均受限的卫星导航服务，其多径误差包络衰减的更快且幅度更低。

(4)兼容性高：本发明调制信号的功率谱旁瓣衰减速度更快且幅度更低，对同频段的其它导航信号干扰较小。

附图说明

图1(a)为基于时域升余弦脉冲的二进制正弦型偏移载波调制模型；

图1(b)为基于时域升余弦脉冲的二进制余弦型偏移载波调制模型；

图2(a)为TDRC-BOCs(5,2.5)的基带信号波形；

图2(b)为TDRC-BOCs(5,2)的基带信号波形；

图2(c)为TDRC-BOCc(5,2.5)的基带信号波形；

图2(d)为TDRC-BOCc(5,2)的基带信号波形；

图3为Compass系统B3信号BOCs(10,5)和本发明所提的TDRC-BOCs(10,5)信号实施例的功率谱密度；

图4为Compass系统B3信号BOCs(10,5)和本发明所提的TDRC-BOCs(10,5)信号实施例的码跟踪精度；

图5为Compass系统B3信号BOCs(10,5)和本发明所提的TDRC-BOCs(10,5)信号实施例的多径误差包络；

图6为Compass系统B3信号BOCs(10,5)和本发明所提的TDRC-BOCs(10,5)信号实施例的抗干扰特性。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明：

(1)首先确定扩频码的频率f_c或周期T_c，子载波频率f_sc或周期T_sc和正弦或余弦型子载波调制方式，其中每一个子载波二进制码片波形采用时域升余弦脉冲形式，具体表示为：

所述的正弦型子载波信号为： $X_{S-\mathrm{sub}}\left(t\right)=\mathrm{sign}\left(\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT}){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{2}},t>0;$

所述的余弦型子载波信号为： $X_{C-\mathrm{sub}}\left(t\right)=\mathrm{sign}(\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT})){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{4}},t>0;$

其中P_T(t)是宽度为T的时域升余弦脉冲波形，即sign(t)为符号函数，即 $\mathrm{sign}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& t>0\\ -1,& t<0\end{array}\right.;$

(2)根据确定的扩频码频率f_c或周期T_c和子载波频率f_sc或周期T_sc，利用伪随机序列对导航信号进行扩频，然后将得到的扩频信号与所确定的正弦或余弦型子载波信号进行时域相乘，得到正弦或余弦型基带调制信号，具体表示为：

所述的正弦型基带调制信号为： $S_{S-\mathrm{base}}\left(t\right)=d\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_l\mathrm{rect}(t-l{T}_c)\&times;X_{S-\mathrm{sub}}\left(t\right),t>0;$

所述的余弦型基带调制信号为： $S_{C-\mathrm{base}}\left(t\right)=d\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_l\mathrm{rect}(t-l{T}_c)\&times;X_{C-\mathrm{sub}}\left(t\right),t>0;$

其中d(t)为数据通道信息；a_l是伪随机扩频码序列；L为伪随机序列的码片长度；rect(t)是矩形门函数，即

(3)将得到的正弦或余弦型基带调制信号进行正交支路的载波调制，最终得到所述的基于时域升余弦脉冲的二进制正弦或余弦型偏移载波调制信号，具体表示为：

所述的基于时域升余弦脉冲的二进制正弦型偏移载波调制信号为：

$\begin{array}{c}{S}_{\mathrm{TDRC}-\mathrm{BOCs}}\left(t\right)=[d\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_l\mathrm{rect}(t-l{T}_c)\&times;\mathrm{sign}\left(\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT}){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{2}}]\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{car}}t\right)\\ +[p\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_l\mathrm{rect}(t-l{T}_c)\&times;\mathrm{sign}\left(\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT}){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{2}}]\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{car}}t\right)\end{array};$

所述的基于时域升余弦脉冲的二进制余弦型偏移载波调制信号为：

$\begin{array}{c}{S}_{\mathrm{TDRC}-\mathrm{BOCs}}\left(t\right)=[d\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_l\mathrm{rect}(t-l{T}_c)\&times;\mathrm{sign}\left(\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT}){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{4}}]\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{car}}t\right)\\ +[p\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_l\mathrm{rect}(t-l{T}_c)\&times;\mathrm{sign}\left(\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT}){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{4}}]\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{car}}t\right)\end{array};$

其中d(t)为数据通道信息；p(t)为导频通道信息，取值为全+1或-1；a_l和b_l分别是同相和正交支路的伪随机扩频码序列；L为伪随机序列的码片长度；f_car是载波频率。

本发明中所述的扩频码频率f_c和子载波频率f_sc的取值为1.023MHz的整数倍。

本发明中所述的正弦或余弦型基带调制信号的功率谱密度分别为：

所述的正弦型基带调制信号功率谱密度为：

所述的余弦型基带调制信号功率谱密度为：

其中k为调制指数，即k＝2f_sc/f_c；f₀＝1.023MHz。

图1为本发明所提的TDRC-BOC信号调制模型，其中图1(a)和(b)分别为基于时域升余弦脉冲的二进制正弦型和余弦型偏移载波调制模型，图1中的各符号的定义如下：

d(t)：数据通道信息；

p(t)：导频通道信息；

a_l：同相支路的伪随机扩频码序列；

b_l：正交支路的伪随机扩频码序列；

rec(t)：矩形门函数；

sign(t)：符号函数；

P_T(t)：宽度为T的时域升余弦脉冲波形；

S_S-base(t)：所述的正弦型基带调制信号；

S_C-base(t)：所述的余弦型基带调制信号；

S_TDRC-BOCs(t)：所述的基于时域升余弦脉冲的二进制正弦型偏移载波调制信号；

S_TDRC-BOCc(t)：所述的基于时域升余弦脉冲的二进制余弦型偏移载波调制信号；

f_c：扩频码频率；

f_car：载波频率；

f_sc：子载波频率；

结合图1，本发明实现方法如下：

(1)首先确定扩频码的频率f_c或周期T_c，子载波频率f_sc或周期T_sc和正弦或余弦型子载波调制方式，其中每一个子载波二进制码片波形采用时域升余弦脉冲形式，具体表示为：

所述的正弦型子载波信号为： $X_{S-\mathrm{sub}}\left(t\right)=\mathrm{sign}\left(\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT}){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{2}},t>0;$

所述的余弦型子载波信号为： $X_{C-\mathrm{sub}}\left(t\right)=\mathrm{sign}(\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT})){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{4}},t>0;$

其中P_T(t)是宽度为T的时域升余弦脉冲波形，即sign(t)为符号函数，即 $\mathrm{sign}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& t>0\\ -1,& t<0\end{array}\right.;$

(2)根据确定的扩频码频率f_c或周期T_c和子载波频率f_sc或周期T_sc，利用伪随机序列对导航信号进行扩频，然后将得到的扩频信号与所确定的正弦或余弦型子载波信号进行时域相乘，得到正弦或余弦型基带调制信号，具体表示为：

所述的正弦型基带调制信号为： $S_{S-\mathrm{base}}\left(t\right)=d\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_l\mathrm{rect}(t-l{T}_c)\&times;X_{S-\mathrm{sub}}\left(t\right),t>0;$

所述的余弦型基带调制信号为： $S_{C-\mathrm{base}}\left(t\right)=d\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_l\mathrm{rect}(t-l{T}_c)\&times;X_{C-\mathrm{sub}}\left(t\right),t>0;$

其中d(t)为数据通道信息；a_l是伪随机扩频码序列；L为伪随机序列的码片长度；rect(t)是矩形门函数，即

(3)将得到的正弦或余弦型基带调制信号进行正交支路的载波调制，最终得到所述的基于时域升余弦脉冲的二进制正弦或余弦型偏移载波调制信号，具体表示为：

所述的基于时域升余弦脉冲的二进制正弦型偏移载波调制信号为：

$\begin{array}{c}{S}_{\mathrm{TDRC}-\mathrm{BOCs}}\left(t\right)=[d\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_l\mathrm{rect}(t-l{T}_c)\&times;\mathrm{sign}\left(\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT}){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{2}}]\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{car}}t\right)\\ +[p\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_l\mathrm{rect}(t-l{T}_c)\&times;\mathrm{sign}\left(\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT}){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{2}}]\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{car}}t\right)\end{array};$

所述的基于时域升余弦脉冲的二进制余弦型偏移载波调制信号为：

$\begin{array}{c}{S}_{\mathrm{TDRC}-\mathrm{BOCs}}\left(t\right)=[d\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_l\mathrm{rect}(t-l{T}_c)\&times;\mathrm{sign}\left(\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT}){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{4}}]\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{car}}t\right)\\ +[p\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_l\mathrm{rect}(t-l{T}_c)\&times;\mathrm{sign}\left(\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT}){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{4}}]\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{car}}t\right)\end{array};$

其中d(t)为数据通道信息；p(t)为导频通道信息，取值为全+1或-1；a_l和b_l分别是同相和正交支路的伪随机扩频码序列；L为伪随机序列的码片长度；f_car是载波频率。

本发明中所述的扩频码频率f_c和子载波频率f_sc的取值为1.023MHz的整数倍。

本发明中所述的正弦或余弦型基带调制信号的功率谱密度分别为：

所述的正弦型基带调制信号功率谱密度为：

所述的余弦型基带调制信号功率谱密度为：

其中k为调制指数，即k＝2f_sc/f_c；f₀＝1.023MHz。

图2为本发明所提的TDRC-BOC基带信号实施例波形，图2(a)、(b)、(c)、(d)分别为TDRC-BOCs(5,2.5)、TDRC-BOCs(5,2)、TDRC-BOCc(5,2.5)和TDRC-BOCc(5,2)的基带信号波形，由图可知，不论调制指数k为奇数或偶数，子载波调制为正弦型或余弦型，TDRC基带调制信号波形始终具有恒包络特性，特别适用于采用高效非线性放大器的功率和带宽均受限的卫星导航服务，同时该调制方法也具有频谱分裂的特点，提高了信号跟踪精度、抗干扰、抗多径以及与其它系统导航信号的兼容能力。

图3为Compass系统B3信号BOCs(10,5)和本发明所提的TDRC-BOCs(10,5)信号实施例的功率谱密度，由图可知，在-5MHz到5MHz区间，TDRC-BOCs(10,5)信号具有较低的功率谱幅度，表现出与现有导航信号BPSK更好的兼容性，同时在接收机带宽15MHz到20MH区间内，TDRC-BOCs(10,5)信号较高的功率谱幅度，能进一步提高导航信号的跟踪精度与抗多径能力。在高频部分，TDRC-BOCs(10,5)信号的旁瓣衰减速度更快且幅度更低，不但提高信号的功率效能，而且也降低对同频段邻间信号的干扰。

图4为Compass系统B3信号BOCs(10,5)和本发明所提的TDRC-BOCs(10,5)信号实施例的码跟踪精度，当前端带宽为0-20MHz时，两种调制信号的Gabor带宽几乎相同；当前端带宽在20-40MHz范围内，本发明的TDRC-BOCs(10,5)信号Gabor带宽明显大于现有的BOCs(10,5)信号。目前，30.69MHz是Compass系统B3信号BOCs(10,5)的接收机前端带宽，由图4(a)可知TDRC-BOCs(10,5)信号具有很高的Gabor带宽，在跟踪性能上具有优势。图4(b)为环路带宽B_L＝1Hz，前端带宽为30.69MHz，相关器间隔为0.1chip时，TDRC-BOCs(10,5)和BOCs(10,5)的跟踪误差曲线，随着载噪比的增加，TDRC-BOCs(10,5)信号的码跟踪误差曲线低于BOCs(10,5)，具有更高的码跟踪精度。

图5为Compass系统B3信号BOCs(10,5)和本发明所提的TDRC-BOCs(10,5)信号实施例的多径误差包络，仿真中，选取相关间隔为0.1chip，前段带宽为30.69MHz，多径信号与直达信号的幅度比MDR为-6dB。从图5(a)可以看出，本发明所提的TDRC-BOCs(10,5)信号相对于BOCs(10,5)信号具有较小的多径误差幅度，而且随着多径信号相对直达信号的额外时延的增加，前者的多径误差曲线具有较快的衰减速度，能够很快的进行收敛，同时图5(b)表明TDRC-BOCs(10,5)信号的最大平均多径误差幅度低于BOCs(10,5)信号，因此，本发明所提的TDRC-BOCs(10,5)信号实施例较BOCs(10,5)信号具有很强的抗多径能力。

图6为Compass系统B3信号BOCs(10,5)和本发明所提的TDRC-BOCs(10,5)信号实施例的抗干扰特性，其中干扰分为码跟踪抗窄带干扰、码跟踪抗匹配谱干扰、解调抗窄带干扰、解调抗匹配谱干扰等。导航信号的抗干扰能力用抗干扰品质因数定量表示，品质因数越大，表明该环节对相应干扰的抑制能力越强。仿真中，信息速率R_d＝50符号/秒，前端接收带宽为30.69MHz，两种调制信号分别对上述四种抗干扰评估参数仿真，仿真结果如表1所示。

表1本发明所提的TDRC-BOCs(10,5)和现有的BOCs(10,5)抗干扰评估参数

通过上述分析得知，本发明所提的TDRC-BOCs(10,5)和现有BOCs(10,5)信号的抗干扰能力相当，为替代现有的BOCs(10,5)创造了条件。

综上所述，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，本发明所提的一种基于时域升余弦脉冲的二进制偏移载波调制方法，使导航信号具有更好的码跟踪性能、抗干扰、抗多径以及与其它系统信号的兼容能力，同时有效抑制功率谱大幅度的旁瓣并提高导航信号的功率效能，为我国未来Compass卫星导航系统的信号波形设计提供了一个新的选择。

Claims (3)

1.一种基于时域升余弦脉冲的二进制偏移载波调制方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)确定扩频码的频率f_c或周期T_c，子载波频率f_sc或周期T_sc和正弦或余弦型子载波调制方式，其中每一个子载波二进制码片波形采用时域升余弦脉冲为：

所述的正弦型子载波信号为： $X_{S-\mathrm{sub}}\left(t\right)=\mathrm{sign}\left(\sin \left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT}){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{2}},t>0;$

所述的余弦型子载波信号为： $X_{C-\mathrm{sub}}\left(t\right)=\mathrm{sign}\left(\cos \left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT}){|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{4}},t>0;$

其中P_T(t)是宽度为T的时域升余弦脉冲波形，

即

sign(t)为符号函数，

即 $\mathrm{sign}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& t>0\\ -1,& t<0\end{array}\right.;$

(2)根据确定的扩频码频率f_c或周期T_c和子载波频率f_sc或周期T_sc，利用伪随机序列对导航信号进行扩频，将得到的扩频信号与所确定的正弦或余弦型子载波信号进行时域相乘，得到正弦或余弦型基带调制信号：

所述的正弦型基带调制信号为： $S_{S-\mathrm{base}}\left(t\right)=d\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_l\mathrm{rect}(t-{\mathrm{lT}}_c)\&times;X_{S-\mathrm{sub}}\left(t\right),t>0;$

所述的余弦型基带调制信号为： $S_{C-\mathrm{base}}\left(t\right)=d\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_l\mathrm{rect}(t-{\mathrm{lT}}_c)\&times;X_{C-\mathrm{sub}}\left(t\right),t>0;$

其中d(t)为数据通道信息；a_l是伪随机扩频码序列；L为伪随机序列的码片长度；rect(t)是矩形门函数，即

(3)将得到的正弦或余弦型基带调制信号进行正交支路的载波调制，得到所述的基于时域升余弦脉冲的二进制正弦或余弦型偏移载波调制信号：

所述的基于时域升余弦脉冲的二进制正弦型偏移载波调制信号为：

$\begin{array}{c}{S}_{\mathrm{EDRC}-\mathrm{BOCs}}\left(t\right)=[d\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_l\mathrm{rect}(t-{\mathrm{lT}}_c)\&times;{\left(\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT})|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{2}}]\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{car}}t\right)\\ +[p\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_l\mathrm{rect}(t-{\mathrm{lT}}_c)\&times;\mathrm{sign}{\left(\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT})|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{2}}]\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{car}}t\right)\end{array};$

所述的基于时域升余弦脉冲的二进制余弦型偏移载波调制信号为：

$\begin{array}{c}{S}_{\mathrm{EDRC}-\mathrm{BOCs}}\left(t\right)=[d\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_l\mathrm{rect}(t-{\mathrm{lT}}_c)\&times;{\left(\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT})|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{4}}]\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{car}}t\right)\\ +[p\left(t\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_l\mathrm{rect}(t-{\mathrm{lT}}_c)\&times;\mathrm{sign}{\left(\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sc}}t\right)\right)\&times;\underset{i=1}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_T(t-\mathrm{iT})|}_{T=\frac{T_{\mathrm{sc}}}{4}}]\sin \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{car}}t\right)\end{array};$

其中d(t)为数据通道信息；p(t)为导频通道信息，取值为全+1或-1；a_l和b_l分别是同相和正交支路的伪随机扩频码序列；L为伪随机序列的码片长度；f_car是载波频率。

2.根据权利要求1所述的一种基于时域升余弦脉冲的二进制偏移载波调制方法，其特征在于：所述的扩频码频率f_c和子载波频率f_sc的取值为1.023MHz的整数倍。

3.根据权利要求1所述的一种基于时域升余弦脉冲的二进制偏移载波调制方法，其特征在于：所述的正弦或余弦型基带调制信号的功率谱密度分别为：

所述的正弦型基带调制信号功率谱密度为：

所述的余弦型基带调制信号功率谱密度为：

其中k为调制指数，即k＝2f_sc/f_c； f₀＝1.023MHz。