CN102520426A - 一种卫星导航系统信号的一般化二进制偏移载波调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种卫星导航系统信号的一般化二进制偏移载波调制方法，在二进制偏移载波调制的基础上，利用可变参数ρ改变传统的调制波形码片二进制值(+1或-1)所占用的时间，从而实现既有二进制偏移载波调制主瓣和旁瓣的分裂程度的灵活调制，同时实现信号的码跟踪性能、抗干扰、抗多路径及兼容性能。

Description

一种卫星导航系统信号的一般化二进制偏移载波调制方法

技术领域

本发明涉及一种卫星导航系统技术领域的方法，具体是一种卫星导航系统信号的一般化二进制偏移载波调制方法。

背景技术

导航信号体制在卫星导航系统的顶层设计中处于最关键的位置，其性能的好坏直接决定系统的导航和定位性能，导航信号调制是导航信号体制设计中的重中之重。二进制偏移载波(Binary Offset Carrier，简称BOC)是一种新型的卫星导航信号调制方式，J.W.Betz撰文“The Offset Carrier Modulation for GPSModernization”.Proceedings of the 1999National Technical Meeting of The Instituteof Navigation，San Diego，USA，pp.639-648，January 1999.“GPS现代化的二进制偏移载波调制”，其功率谱的主瓣分裂成上边带和下边带的对称两部分，避免功率谱集中在中心频点附近，可以提高导航信号的性能，如导航系统的码跟踪性能和抗多路径能力，特别是在目前卫星导航频率资源紧缺的情况下，可以有效实现导航信号的频谱分离和兼容能力。二进制偏移载波调制是在传统BSPK(二进制相移键控)调制的基础上，再增加一个二进制副载波(以正弦或余弦信号为参数的符号函数)来实现导航信号功率的从新分配，通过选择适当的码速率和副载波速率等参数可以调整两个主瓣的距离，由此可以实现各式各样的导航信号体制。

二进制偏移载波调制目前已经被应用于GPS和Galileo等全球卫星导航系统中，如GPS M码、L1C民用信号，Galileo E1OS民用信号、E1PRS授权信号等都采用BOC及其衍生调制方式。二进制偏移载波调制可以通过将信号功率调制到载波频率的两侧旁瓣上来提高信号性能，但是文章中给出的二进制偏移载波调制方法要求调制波形的码片所占的时间必须相等，只能通过选择码速率和副载波速率等参数来调整两个主瓣的距离，信号的构造受到限制，且信号的码跟踪、抗多径、抗干扰和与其它导航信号兼容性能在某些情况下不够理想。

发明内容

本发明的目的在于提供一种卫星导航系统信号的一般化二进制偏移载波调制方法，它可以灵活调整调制波形码片所占的时间，通过所选适当的参数，可以灵活调节信号功率谱的主瓣及旁瓣的分裂程度，使得导航信号具有良好的码跟踪性能、抗干扰和抗多径能力、与其它系统信号兼容能力，对于提升卫星导航系统的导航和定位性能有重要的意义。

本发明所解决的技术问题可以采用以下技术方案来实现：

1.一种卫星导航系统信号的一般化二进制偏移载波调制方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)首先根据卫星导航系统的需求和约束条件，确定扩频码的频率f_c或周期T_c，确定副载波的频率f_cs，确定调制波形的可变参数ρ，确定采用正弦型或余弦型调制；

2)根据扩频码频率f_c和副载波的频率f_cs确定一个扩频码片中半周期副载波码片的数目K，其中：K＝2f_cs/f_c；

3)根据所确定的扩频码频率f_c或周期T_c、调制波形的可变参数ρ和一个扩频码片中半周期副载波码片的数目K构造扩频符号q₁(t，ρ)和q₂(t，ρ)，采取以下方式进行操作：

$q_1(t,\mathrm{\ρ})=\underset{k=0\mathrm{I\; rem}(k/2)=0}{\overset{K-2}{\mathrm{\Σ}}}{s}_1^0{p}_{(1-\mathrm{\ρ})T_c/K}(t-(1-\mathrm{\ρ}){\mathrm{kT}}_c/K)+\underset{k=1\mathrm{I\; rem}(k/2)=1}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_1^1{p}_{\mathrm{\ρ}{T}_c/K}(t-\mathrm{\ρk}{T}_c/K);$

$q_2(t,\mathrm{\ρ})=\underset{k=0\mathrm{I\; rem}(k/4)=0}{\overset{K-4}{\mathrm{\Σ}}}{s}_2^0{\mathrm{\ρ}}_{2\mathrm{\ρ}{T}_c/K}(t-2\mathrm{\ρk}{T}_c/K)+\underset{k=1\mathrm{I\; rem}(k/4)=1}{\overset{K-3}{\mathrm{\Σ}}}{s}_2^1{\mathrm{\ρ}}_{2(1-\mathrm{\ρ})T_c/K}(t-2(1-\mathrm{\ρ})k{T}_c/K)$

$+\underset{k=2\mathrm{I\; rem}(k/4)=2}{\overset{K-2}{\mathrm{\Σ}}}{s}_2^2{\mathrm{\ρ}}_{2(1-\mathrm{\ρ})T_c/K}(t-2(1-\mathrm{\ρ})k{T}_c/K)+\underset{k=3\mathrm{I\; rem}(k/4)=3}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_2^3{\mathrm{\ρ}}_{2\mathrm{\ρ}{T}_c/K}(t-2\mathrm{\ρk}{T}_c/K);$

其中，

和

分别为q₁(t，ρ)的调制波形符号，

和

分别为q₂(t，ρ)的调制波形符号，T_c周期为扩频码的周期，

4)根据所确定的扩频符号q₁(t，ρ)和q₂(t，ρ)构造一般化二进制偏移载波调制波形，采取以下方式进行：

正弦型GBOC_sin(f_cs，f_c，ρ)调制波形为q_sin(t，ρ)＝q₁(t，1)-2q₁(t，1-ρ)；

余弦型GBOC_cos(f_cs，f_c，ρ)调制波形为q_cos(t，ρ)＝q₁(t，1)-2q₂(t，ρ)；

5)利用以下方式对一般化二进制偏移载波调制波形GBOC进行扩频码序列的正交调制：

所述的一般化正弦型二进制偏移载波调制GBOC_sin(f_cs，f_c，ρ)的正交调制为：

$S_{{\mathrm{GBOC}}_{\sin }}(t,\mathrm{\ρ})=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k{q}_{\sin }(t-{\mathrm{kT}}_c)\cos 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ca}}t+j\underset{l=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l{q}_{\sin }(t-{\mathrm{kT}}_c)\cos 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ct}}t;$

所述的一般化正弦型二进制偏移载波调制GBOC_cos(f_cs，f_c，ρ)的正交调制为：

$S_{{\mathrm{GBOC}}_{\cos }}(t,\mathrm{\ρ})=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k{q}_{\cos }(t-{\mathrm{kT}}_c)\cos 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ca}}t+j\underset{l=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l{q}_{\cos }(t-{\mathrm{kT}}_c)\cos 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ct}}t;$

其中：a_k和b_l分别为同相和正交支路的扩频码序列，f_ca为信号的载波频率；

6)对所构造的GBOC(f_cs，f_c，ρ)信号性能进行检验，若信号功率谱密度、码跟踪精度以及多路径恒包络误差不满足所设计的导航系统性能需要及约束，返回步骤一重新选择码速率、副载波频率、可变参数以及正余弦调制。

在本发明的一个实施例中，所述扩频码的频率f_c和副载波的频率f_cs的取值均为1.023MHz的整数倍。

在本发明的一个实施例中，

所述正弦型GBOC_sin(f_cs，f_c，ρ)的功率谱密度为：

$G_{{\mathrm{GBOC}}_{\sin (f_{\mathrm{cs}},f_c)}}\left(f\right)=f_c\frac{{\sin }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{f_c}\right)}{{\sin }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{n{f}_c}\right)}\frac{[{\sin }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)-4\sin \left(2\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)\sin \left(2(1-\mathrm{\ρ})\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)+4{\sin }^2\left((1-\mathrm{\ρ})\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right){\cos }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)]}{{\left(\mathrm{\πf}\right)}^2};$

所述余弦型GBOC_cos(f_cs，f_c，ρ)的功率谱密度为：

$G_{{\mathrm{GBOC}}_{\cos (f_{\mathrm{cs}},f_c)}}\left(f\right)=f_c\frac{[{\sin }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)+4{\sin }^2\left((1-\mathrm{\ρ})\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)-4\sin \left(\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)\sin \left((1-\mathrm{\ρ})\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)]}{{\left(\mathrm{\πf}\right)}^2}\frac{{\sin }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{f_c}\right)}{{\sin }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)}.$

本发明在二进制偏移载波调制的基础上，利用可变参数ρ改变传统的调制波形码片二进制值(+1或-1)所占用的时间，从而实现既有二进制偏移载波调制主瓣和旁瓣的分裂程度的灵活调制，同时实现信号的码跟踪性能、抗干扰、抗多路径及兼容性能。

与现有技术相比，本发明提出的一般化二进制偏移载波调制方法，通过选择合适的参数，以实现既有二进制偏移载波调制主瓣和旁瓣的分裂程度的灵活调制，同时实现信号的码跟踪性能、抗干扰、抗多路径及兼容性能。

附图说明

图1进行一般化二进制偏移载波调制示意图。

图2一般化二进制偏移载波调制流程图。

图3采用GBOC调制实施例的调制波形。

图4采用GBOC调制实施例的基带功率谱图。

图5采用GBOC调制实施例的码跟踪精度分析图。

图6采用GBOC调制实施例的多路径误差分析图。

具体实施方式

为使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体实施方式，进一步阐述本发明。

如图1、图2和图3所示，本实施例首先根据导航系统性能需求及约束，确定扩频码频率f_c＝1.023MHz，副载波频率f_cs＝1.023MHz，确定调制波形的可变参数ρ＝0.2，确定采用余弦型调制；然后根据所确定的扩频码频率和副载波频率确定一个扩频码片中半周期副载波码片的数目K，构造余弦型一般化二进制偏移载波GBOC_cos(f_cs，f_c，ρ)调制，具体步骤如下：

步骤一：首先根据卫星导航系统的需求和约束条件，确定扩频码频率f_c或周期T_c，确定副载波的频率f_cs，确定调制波形的可变参数ρ，确定采用正弦型或余弦型调制，其中：f_c为扩频码的频率(取1.023MHz的整数倍)，其倒数T_c为扩频码的周期，f_cs为扩频码的频率(取1.023MHz的整数倍)。

步骤二：根据扩频码频率f_c和副载波的频率f_cs确定一个扩频码片中半周期副载波码片的数目K，其中：K＝2f_cs/f_c。

步骤三：根据所确定的扩频码频率f_c或周期T_c、调制波形的可变参数ρ和一个扩频码片中半周期副载波码片的数目K构造扩频符号q₁(t，ρ)和q₂(t，ρ)，采取以下方式进行操作：

$q_1(t,\mathrm{\ρ})=\underset{k=0\mathrm{I\; rem}(k/2)=0}{\overset{K-2}{\mathrm{\Σ}}}{s}_1^0{p}_{(1-\mathrm{\ρ})T_c/K}(t-(1-\mathrm{\ρ}){\mathrm{kT}}_c/K)+\underset{k=1\mathrm{I\; rem}(k/2)=1}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_1^1{p}_{\mathrm{\ρ}{T}_c/K}(t-\mathrm{\ρk}{T}_c/K),$

$q_2(t,\mathrm{\ρ})=\underset{k=0\mathrm{I\; rem}(k/4)=0}{\overset{K-4}{\mathrm{\Σ}}}{s}_2^0{\mathrm{\ρ}}_{2\mathrm{\ρ}{T}_c/K}(t-2\mathrm{\ρk}{T}_c/K)+\underset{k=1\mathrm{I\; rem}(k/4)=1}{\overset{K-3}{\mathrm{\Σ}}}{s}_2^1{\mathrm{\ρ}}_{2(1-\mathrm{\ρ})T_c/K}(t-2(1-\mathrm{\ρ})k{T}_c/K)$ $+\underset{k=2\mathrm{I\; rem}(k/4)=2}{\overset{K-2}{\mathrm{\Σ}}}{s}_2^2{\mathrm{\ρ}}_{2(1-\mathrm{\ρ})T_c/K}(t-2(1-\mathrm{\ρ})k{T}_c/K)+\underset{k=3\mathrm{I\; rem}(k/4)=3}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_2^3{\mathrm{\ρ}}_{2\mathrm{\ρ}{T}_c/K}(t-2\mathrm{\ρk}{T}_c/K),$ 其中：q₁(t，ρ)和q₂(t，ρ)为扩频符号，

和分别为q₁(t，ρ)的调制波形符号，

和

分别为q₂(t，ρ)的调制波形符号，t_c周期为扩频码周期，

步骤四：根据所确定的扩频符号q₁(t，ρ)和q₂(t，ρ)构造一般化二进制偏移载波调制波形，采取以下方式进行：正弦型GBOC_sin(f_cs，f_c，ρ)(简写为GBOC_sin(m，l，ρ))调制波形为q_sin(t，ρ)＝q₁(t，1)-2q₁(t，1-ρ)，余弦型GBOC_cos(f_cs，f_c，ρ)(简写为GBOC_cos(m，l，ρ))调制波形为q_cos(t，ρ)＝q₁(t，1)-2q₂(t，ρ)，其中：m＝f_cs/1.023MHz，l＝f_c/1.023MHz。

所述的一般化正弦型二进制偏移载波调制GBOC_sin(f_cs，f_c，ρ)的功率谱密度为

$G_{{\mathrm{GBOC}}_{\sin (f_{\mathrm{cs}},f_c)}}\left(f\right)=f_c\frac{{\sin }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{f_c}\right)}{{\sin }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{n{f}_c}\right)}\frac{[{\sin }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)-4\sin \left(2\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)\sin \left(2(1-\mathrm{\ρ})\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)+4{\sin }^2\left((1-\mathrm{\ρ})\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right){\cos }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)]}{{\left(\mathrm{\πf}\right)}^2}$

所述的一般化余弦型二进制偏移载波调制GBOC_cos(f_cs，f_c，ρ)的功率谱密度为

$G_{{\mathrm{GBOC}}_{\cos (f_{\mathrm{cs}},f_c)}}\left(f\right)=f_c\frac{[{\sin }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)+4{\sin }^2\left((1-\mathrm{\ρ})\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)-4\sin \left(\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)\sin \left((1-\mathrm{\ρ})\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)]}{{\left(\mathrm{\πf}\right)}^2}\frac{{\sin }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{f_c}\right)}{{\sin }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)}$

步骤五：利用以下方式对一般化二进制偏移载波调制波形GBOC进行扩频码序列的正交调制：

所述的一般化正弦型二进制偏移载波调制GBOC_sin(f_cs，f_c，ρ)的正交调制为：

$S_{{\mathrm{GBOC}}_{\sin }}(t,\mathrm{\ρ})=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k{q}_{\sin }(t-{\mathrm{kT}}_c)\cos 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ca}}t+j\underset{l=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l{q}_{\sin }(t-{\mathrm{kT}}_c)\cos 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ct}}t$

所述的一般化余弦型二进制偏移载波调制GBOC_cos(f_cs，f_c，ρ)的正交调制为：

$S_{{\mathrm{GBOC}}_{\cos }}(t,\mathrm{\ρ})=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k{q}_{\cos }(t-{\mathrm{kT}}_c)\cos 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ca}}t+j\underset{l=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l{q}_{\cos }(t-{\mathrm{kT}}_c)\cos 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ct}}t$

其中：a_k和b_l分别为同相和正交支路的扩频码序列，f_ca为信号的载波频率。

步骤六：对所构造的GBOC(f_cs，f_c，ρ)信号性能进行检验，若信号功率谱密度、码跟踪精度以及多路径恒包络误差不满足所设计的导航系统性能需要及约束，返回步骤一重新选择码速率、副载波频率、可变参数以及正余弦调制。

如图4所示，给出GBOC_cos(1，1，0.2)和BOC_cos(1，1)功率谱密度的比较，图中的横坐标表示频率，单位为Hz；图中的纵坐标表示为功率谱幅度，单位dB。可以看出GBOC_cos(1，1，0.2)主瓣分裂不太明显，但是其能实现比BOC_cos(1，1)更多的高频旁瓣，说明只要选择适当的可变参数能能灵活控制主瓣和旁瓣的分裂情况，实现更好的导航定位性能。

如图5所示，给出了GBOC_cos(1，1，0.2)和BOC_cos(1，1)码跟踪精度比较，图中的横坐标表示信号的载噪比，单位为dB-Hz；图中的纵坐标表示为信号的码跟踪误差下界，单位m。GBOC_cos(1，1，0.2)调制在不同的信号载噪比下比BOC_cos(1，1)具有较好的码跟踪和抗干扰能力。

如图6所示，给出了GBOC_cos(1，1，0.2)和BOC_cos(1，1)抗多路径比较，图中的横坐标表示信号的多路径长度，单位为m；图中的纵坐标表示为信号的多路径恒包络误差，单位m。GBOC_cos(1，1，0.2)调制能实现与BOC_cos(1，1)类似的抗多径能力，在多径距离范围为25m-70m和140m-230m，能实现更好的抗多路径能力。

以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (3)

1.一种卫星导航系统信号的一般化二进制偏移载波调制方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)首先根据卫星导航系统的需求和约束条件，确定扩频码的频率f_c或周期T_c，确定副载波的频率f_cs，确定调制波形的可变参数ρ，确定采用正弦型或余弦型调制；

2)根据扩频码频率f_c和副载波的频率f_cs确定一个扩频码片中半周期副载波码片的数目K，其中：K＝2f_cs/f_c；

3)根据所确定的扩频码频率f_c或周期T_c、调制波形的可变参数ρ和一个扩频码片中半周期副载波码片的数目K构造扩频符号q₁(t，ρ)和q₂(t，ρ)，采取以下方式进行操作：

$q_1(t,\mathrm{\ρ})=\underset{k=0\mathrm{I\; rem}(k/2)=0}{\overset{K-2}{\mathrm{\Σ}}}{s}_1^0{p}_{(1-\mathrm{\ρ})T_c/K}(t-(1-\mathrm{\ρ}){\mathrm{kT}}_c/K)+\underset{k=1\mathrm{I\; rem}(k/2)=1}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_1^1{p}_{\mathrm{\ρ}{T}_c/K}(t-\mathrm{\ρk}{T}_c/K);$

$q_2(t,\mathrm{\ρ})=\underset{k=0\mathrm{I\; rem}(k/4)=0}{\overset{K-4}{\mathrm{\Σ}}}{s}_2^0{\mathrm{\ρ}}_{2\mathrm{\ρ}{T}_c/K}(t-2\mathrm{\ρk}{T}_c/K)+\underset{k=1\mathrm{I\; rem}(k/4)=1}{\overset{K-3}{\mathrm{\Σ}}}{s}_2^1{\mathrm{\ρ}}_{2(1-\mathrm{\ρ})T_c/K}(t-2(1-\mathrm{\ρ})k{T}_c/K)$

$+\underset{k=2\mathrm{I\; rem}(k/4)=2}{\overset{K-2}{\mathrm{\Σ}}}{s}_2^2{\mathrm{\ρ}}_{2(1-\mathrm{\ρ})T_c/K}(t-2(1-\mathrm{\ρ})k{T}_c/K)+\underset{k=3\mathrm{I\; rem}(k/4)=3}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_2^3{\mathrm{\ρ}}_{2\mathrm{\ρ}{T}_c/K}(t-2\mathrm{\ρk}{T}_c/K);$

其中，

和

分别为q₁(t，ρ)的调制波形符号，

和

分别为q₂(t，ρ)的调制波形符号，T_c周期为扩频码的周期，

4)根据所确定的扩频符号q₁(t，ρ)和q₂(t，ρ)构造一般化二进制偏移载波调制波形，采取以下方式进行：

正弦型GBOC_sin(f_cs，f_c，ρ)调制波形为q_sin(t，ρ)＝q₁(t，1)-2q₁(t，1-ρ)；

余弦型GBOC_cos(f_cs，f_c，ρ)调制波形为q_cos(t，ρ)＝q₁(t，1)-2q₂(t，ρ)；

5)利用以下方式对一般化二进制偏移载波调制波形GBOC进行扩频码序列的正交调制：

所述的一般化正弦型二进制偏移载波调制GBOC_sin(f_cs，f_c，ρ)的正交调制为：

$S_{{\mathrm{GBOC}}_{\sin }}(t,\mathrm{\ρ})=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k{q}_{\sin }(t-{\mathrm{kT}}_c)\cos 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ca}}t+j\underset{l=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l{q}_{\sin }(t-{\mathrm{kT}}_c)\cos 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ct}}t;$

所述的一般化正弦型二进制偏移载波调制GBOC_cos(f_cs，f_c，ρ)的正交调制为：

$S_{{\mathrm{GBOC}}_{\cos }}(t,\mathrm{\ρ})=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k{q}_{\cos }(t-{\mathrm{kT}}_c)\cos 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ca}}t+j\underset{l=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l{q}_{\cos }(t-{\mathrm{kT}}_c)\cos 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ct}}t;$

其中：a_k和b_l分别为同相和正交支路的扩频码序列，f_ca为信号的载波频率；

6)对所构造的GBOC(f_cs，f_c，ρ)信号性能进行检验，若信号功率谱密度、码跟踪精度以及多路径恒包络误差不满足所设计的导航系统性能需要及约束，返回步骤一重新选择码速率、副载波频率、可变参数以及正余弦调制。

2.根据权利要求1所述的一种卫星导航系统信号的一般化二进制偏移载波调制方法，其特征在于，所述扩频码的频率f_c和副载波的频率f_cs的取值均为1.023MHz的整数倍。

3.根据权利要求1所述的一种卫星导航系统信号的一般化二进制偏移载波调制方法，其特征在于，

所述正弦型GBOC_sin(f_cs，f_c，ρ)的功率谱密度为：

$G_{{\mathrm{GBOC}}_{\sin (f_{\mathrm{cs}},f_c)}}\left(f\right)=f_c\frac{{\sin }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{f_c}\right)}{{\sin }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{n{f}_c}\right)}\frac{[{\sin }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)-4\sin \left(2\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)\sin \left(2(1-\mathrm{\ρ})\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)+4{\sin }^2\left((1-\mathrm{\ρ})\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right){\cos }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)]}{{\left(\mathrm{\πf}\right)}^2};$

所述余弦型GBOC_cos(f_cs，f_c，ρ)的功率谱密度为：

$G_{{\mathrm{GBOC}}_{\cos (f_{\mathrm{cs}},f_c)}}\left(f\right)=f_c\frac{[{\sin }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)+4{\sin }^2\left((1-\mathrm{\ρ})\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)-4\sin \left(\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)\sin \left((1-\mathrm{\ρ})\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)]}{{\left(\mathrm{\πf}\right)}^2}\frac{{\sin }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{f_c}\right)}{{\sin }^2\left(\frac{\mathrm{\πf}}{{\mathrm{nf}}_c}\right)}.$

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