CN114337728B - 一种恒包络扩频信号的捕获方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种恒包络扩频信号的捕获方法，首先根据恒包络扩频调制技术，生成同步序列对应的复数扩频序列，然后对该复数扩频序列进行预处理，生成本地参考序列，并选择本地参考序列中第一个符号对应的扩频码作为本地检测信号，对接收时隙开始指定时刻后接收的信号进行信号存在性检测，确定有效信号，然后将第一个有效信号作为待接收信号的初始符号，并将其对应的频偏作为频偏捕获的初始值，从初始符号开始，计算后续指定个数的接收信号及相等长度的本地参考序列的频域数据，最后基于频域数据，进行时频二维捕获，并确定精准捕获结果。
Description
技术领域
本发明涉及卫星通信技术领域，特别涉及一种恒包络扩频信号的捕获方法。
背景技术
甚高频数据交换系统(VHF Data Exchange System，VDES)是针对水上移动业务领域中的船舶自动识别系统(AIS)加强和升级版系统。其在集成了现有AIS功能的基础上，增加了特殊应用报文(ASM)和宽带甚高频数据交换(VDE)功能，可以有效缓解现有AIS数据通信的压力。在VDES系统中还提供了部分信道可供卫星使用，使得卫星与船舶之间的远程双向数据交换存在可能。
在国际航标协会(The International Association of Marine Aids toNavigation and Lighthouse Authorities，IALA)关于VDES系统的最新技术规范提案G1139(VDES技术规范，2019年六月，第三版)中，提出了一种用于卫星上行链路的具有连续相位的恒包络扩频调制技术，其采用的恒包络扩频信号的功率谱密度函数近似矩形，具有良好峰均比，可以充分发挥非线性功率放大器的能力。
由于VDES的通信方式属于短时的突发通信，且星船传输存在2ms-10ms的随机传输时延，信源不同，则时延、码偏和频偏不同，因此，每次星船通信时都需要重新检测信号是否到达，并确定时延、码偏和频偏。而且为了避免信息丢失，必须在较短的时间内完成信号的准确捕获。然而，现有的信号捕获方法难以满足所述恒包络扩频信号的上述严苛的捕获要求。
发明内容
针对现有技术中的部分或全部问题，本发明提供一种恒包络扩频信号的捕获方法，包括；
生成恒包络扩频调制技术中同步序列对应的复数扩频序列；
对所述复数扩频序列进行预处理，生成本地参考序列；
选择所述本地参考序列中第一个符号对应的扩频码作为本地检测信号，对接收时隙开始指定时刻后接收的信号进行信号存在性检测，将第一个有效信号作为待接收信号的初始符号，并将其对应的频偏作为频偏捕获的初始值；
从所述初始符号开始，对后续指定个数的接收信号及相等长度的本地参考序列进行傅里叶变换，得到接收信号及本地参考信号的频域数据；以及
基于检测量和频偏初始值进行时频二维捕获，并确定精准捕获结果。
进一步地，所述预处理包括：
根据同步序列映射规则，确定所述复数扩频码的相位；以及
将带有符号的复数扩频码的实部减去虚部，得到本地参考序列。
进一步地，所述指定时刻为2毫秒。
进一步地，所述信号存在性检测包括：
取指定长度的接收信号进行下混频、滤波处理，得到处理后信号，其中，所述指定长度等于一个符号对应长度；
基于滑动窗口法，将所述处理后信号与所述本地检测信号进行相关累加，并将计算结果进行平方得到检测量，其中，时域滑动间隔为一个符号长度，频域滑动间隔为500Hz；以及
将所述检测量与阈值比较，若所述检测量大于所述阈值，则认为存在有效信号。
进一步地，所述阈值基于恒虚警概率检测准则，根据所述本地检测信号的检测量最大值确定，其中，所述本地检测信号的检测量计算如下：
χ(τ)＝[cI(k)-cQ(k)][cI(k-τ)-cQ(k-τ)]，
其中，
cI(k)、cQ(k)分别为扩频码的实部和虚部。
进一步地，所述指定个数根据信道质量确定，其中，所述信道质量越高，则所述指定个数的取值越小。
进一步地，所述捕获方法还包括，在进行傅里叶变换前，先对所述接收信号进行混频及滤波处理。
进一步地，确定精准捕获结果包括：
根据所述频偏初始值，利用本地基于时频二维并行捕获方法对所述频域数据进行处理，得到扩频信号检测量；以及
将所述扩频信号检测量最大值对应的频偏及码偏作为精准捕获结果。
进一步地，所述扩频信号检测量计算如下：
其中，
N＝M×Ns，Ns为过采样率，M为所述指定个数；
T＝N×Ts，Ts为采样间隔。
本发明提供的一种恒包络扩频信号的捕获方法，针对现有的I、Q正交四通道捕获算法无法准确捕获到恒包络扩频信号的码偏及频偏的问题，设计了一种新的检测量，使得在码偏和频偏为零时，能够具有尖锐的相关峰，可以更加准确地捕获码偏和频偏。同时，针对当前帧头检测方法无法满足快速捕获要求的问题，结合所述检测量，利用扩频码的自相关性和星地通信的特点，提出了一种快速捕获方法及流程，可以在较短的时间内确定时延、码偏和频偏，降低因无法捕获导致有用信号丢失的概率。
附图说明
为进一步阐明本发明的各实施例的以上和其它优点和特征，将参考附图来呈现本发明的各实施例的更具体的描述。可以理解，这些附图只描绘本发明的典型实施例，因此将不被认为是对其范围的限制。在附图中，为了清楚明了，相同或相应的部件将用相同或类似的标记表示。
图1示出本发明一个实施例的一种恒包络扩频信号的捕获方法的流程示意图；以及
图2示出本发明一个实施例的复数扩频码的实部和虚部之间的互相关性示意图。
具体实施方式
以下的描述中，参考各实施例对本发明进行描述。然而，本领域的技术人员将认识到可在没有一个或多个特定细节的情况下或者与其它替换和/或附加方法、材料或组件一起实施各实施例。在其它情形中，未示出或未详细描述公知的操作以免模糊本发明的发明点。类似地，为了解释的目的，阐述了特定配置，以便提供对本发明的实施例的全面理解。然而，本发明并不限于这些特定细节。
在本说明书中，对“一个实施例”或“该实施例”的引用意味着结合该实施例描述的特定特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施例中。在本说明书各处中出现的短语“在一个实施例中”并不一定全部指代同一实施例。
需要说明的是，本发明的实施例以特定顺序对操作步骤进行描述，然而这只是为了阐述该具体实施例，而不是限定各步骤的先后顺序。相反，在本发明的不同实施例中，可根据实际需要的调节来调整各步骤的先后顺序。
由于VDES每次通信时都需要重新检测信号是否到达，并确定时延，码偏和频偏，因此其对于信号捕获的时效性要求较高，需要在较短的时间内完成信号的准确捕获。但是，在VDES中，用于卫星上行链路的恒包络扩频调制信号具有由48个同步序列组成的帧头，在扩频因子为16时，每个帧头中具有768个码片，这就使得常用的信号捕获方法难以适用。具体而言，常用的捕获方法包括时频相关捕获和差分相关捕获两大列。一方面这些方法并未考虑初始时延的影响，截取与帧头同等长度的接收信号，基于恒虚警概率检测算法和同步序列的自相关性确定同步信息。另一方面，VDES卫星系统星地传输频偏为[-4kHz，4kHz]，而符号速率为2.1kHz，若采用所述时频相关捕获算法，则需要用极小的扫频间隔，这样会增大计算每个码偏相关值时的扫频次数，从而严重影响捕获速度。而若采用差分相关捕获算法，则需要从接收信号开始每次相移1/2个码片长度，当时延较大时，捕获效率较低。综上，常用的捕获方法的计算量大，捕获时间长，无法满足快速捕获的要求。
此外，所述恒包络扩频信号属于双伪随机码扩频系统，其同时包含复数扩频码的实部和虚部。为了获得连续相位的恒包络复数扩频码，在生成扩频码时，需要通过迭代滤波的方式对原始的复数伪随机码进行处理。这就使得扩频码的实部与虚部的互相关性被破坏。因此，在接收端需要进行相关处理。在正交、同相双伪随机码扩频系统中，多采用I、Q正交四通道进行相关处理。但是，所述扩频码的实部和虚部的互相关值在零点处不为零，这就使得现有的I、Q正交四通道捕获算法无法准确捕获到码偏和频偏，进而导致极高的误码率。
基于此，发明人首先根据恒包络扩频调制技术中复数扩频码与同步序列及其映射方式的特殊性，构造了一种新的检测量。所述检测量在码偏和频偏为零时，具有尖锐的相关峰，进而能够更加准确地捕获码偏和频偏。
具体而言，在G1139标准中规定的恒包络扩频调制技术中，恒包络扩频信号同步序列接收信号r(k)可以表示为：
r(k)＝(dI(n)*cI(k-τ)-dQ(n)*cQ(k-τ))*cos(2*π*(fc+fd)*k*Ts)+n(k),
其中，
dI(n)、dQ(n)分别为数据符号的实部和虚部，根据G1139标准中同步序列的设计及映射方式可知dI(n)＝dQ(n)；
cI(k)、cQ(k)分别为扩频码的实部和虚部。
根据恒包络扩频码的生成方式的相关规定，不同扩频码组的相关性能相似。因此，可以随机选取一组扩频码对其实部和虚部之间的互相关性进行分析，具体而言是计算所述dI(n)、dQ(n)的互相关函数riq(τ)及rqi(τ)。图2示出本发明一个实施例的复数扩频码的实部和虚部之间的互相关性示意图。如图2所示，当τ＝0时，riq(τ)及rqi(τ)均不是局部最小值，但是，由于riq(τ)及rqi(τ)之间互相对称，这就使得riq(τ)+rqi(τ)在τ＝0可以取得局部最小值。基于此，发明人将所述扩频码的检测量χ(τ)构造如下：
χ(τ)＝[cI(k)-cQ(k)][cI(k-τ)-cQ(k-τ)]
同时，进一步构造扩频信号的检测量η为：
其中，
N＝M×Ns，Ns为过采样率，M为捕获的信号个数；
d为数据符号；
RII(τ)、RIQ(τ)、RQI(τ)以及RQQ(τ)分别为互相关函数rii(τ)、riq(τ)、rqi(τ)以及rqq(τ)的累加结果；
c为常数；
Δf为频偏；以及
T＝N×Ts，Ts为采样间隔。
基于所述扩频码的检测量以及扩频信号的检测量，发明人进一步提出一种恒包络扩频信号的捕获方法。图1示出本发明一个实施例的一种恒包络扩频信号的捕获方法的流程示意图。如图1所示，一种恒包络扩频信号的捕获方法，包括：
首先，在步骤101，生成复数扩频序列。根据G1139标准中恒包络扩频调制技术的相关规定，计算同步序列所对应的复数扩频码；
接下来，在步骤102，生成本地参考序列。对所述复数扩频序列进行预处理，生成本地参考序列。在发明的一个实施例中，所述预处理包括：
根据同步序列映射规则，确定所述复数扩频码的相位；以及
将带有符号的复数扩频码的实部减去虚部，得到本地参考序列。
接下来，在步骤103，信号存在性检测。选择所述本地参考序列中第一个符号对应的扩频码作为本地检测信号，对接收时隙开始指定时刻后接收的信号进行信号存在性检测。由于在VDES中，星船传输存在2ms-10ms的随机传输时延，因此，在本发明的一个实施例中，所述指定时刻取值为2毫秒。在本发明的又一个实施例中，所述信号存在性检测包括：
取指定长度的接收信号进行下混频、滤波处理，得到处理后信号，其中，所述指定长度等于一个符号的长度；
基于滑动窗口法，将所述处理后信号与所述本地检测信号进行相关累加，并将计算结果进行平方得到检测量，其中，时域滑动间隔为一个符号长度，频域滑动间隔为500Hz；以及
将所述检测量与阈值比较，若所述检测量大于所述阈值，则认为存在有效信号，其中，所述阈值基于恒虚警概率检测准则，根据所述本地检测信号的检测量最大值确定。具体而言，所述阈值β＝0.5×α×ε，其中，α为所述本地检测信号的检测量最大值，所述本地检测信号的检测量计算如下：
χ(τ)＝[cI(k)-cQ(k)][cI(k-τ)-cQ(k-τ)]，
ε为基于恒虚警概率检测准则的损失因子；
接下来，在步骤104，确定初始符号及频偏初始值。将检测到的第一个有效信号作为待接收信号的初始符号R0，并将其对应的频偏作为频偏捕获的频偏初始值Δf0；
接下来，在步骤105，确定频域数据。从所述初始符号R0开始，对后续指定M个的接收信号以及相等长度的本地参考序列进行傅里叶变化，得到接收信号及本地参考信号的频域数据。其中，所述M的取值根据信道质量确定，其中，所述信道质量越高，则所述M的取值越小，反之，则所述M的取值越大，在本发明的实施例中，所述M的取值优选小于等于48。其中，根据G1139标准的规定，信道质量可由信道质量指示CQI确定。在本发明的一个实施例中，在对所述接收信号进行傅里叶变换前，还需要先进行混频及滤波处理；以及
最后，在步骤106，确定精准捕获结果。基于检测量和所述频偏初始值进行时频二维捕获，并选取最大值对应的码偏和频偏作为精准捕获结果。在本发明的一个实施例中，所述时频二维捕获包括：
利用本地基于时频二维并行捕获方法，对步骤105中得到的频域数据进行相乘、傅立叶逆变换和平方计算等处理，得到扩频信号检
测量η，其中，扫频间隔取50Hz：
其中，
N＝M×Ns，Ns为过采样率；
d为数据符号；
RII(τ)、RIQ(τ)、RQI(τ)以及RQQ(τ)分别为互相关函数rii(τ)、riq(τ)、rqi(τ)以及rqq(τ)的累加结果；
c为常数；
Δf为频偏；以及
T＝N×Ts，Ts为采样间隔。
扩频信号检测量η最大值对应的频偏Δf及码偏记为精准捕获结果。
本发明提供的一种恒包络扩频信号的捕获方法，针对现有的I、Q正交四通道捕获算法无法准确捕获到恒包络扩频信号的码偏及频偏的问题，设计了一种新的检测量，在码偏和频偏为零时，能够具有尖锐的相关峰，可以更加准确地捕获码偏和频偏。同时，针对当前帧头检测方法无法满足快速捕获要求的问题，结合所述检测量，利用扩频码的自相关性和星地通信的特点，提出了一种快速捕获方法及流程，可以在较短的时间内确定时延、码偏和频偏，降低因无法捕获导致有用信号丢失的概率。
尽管上文描述了本发明的各实施例，但是，应该理解，它们只是作为示例来呈现的，而不作为限制。对于相关领域的技术人员显而易见的是，可以对其做出各种组合、变型和改变而不背离本发明的精神和范围。因此，此处所公开的本发明的宽度和范围不应被上述所公开的示例性实施例所限制，而应当仅根据所附权利要求书及其等同替换来定义。
Claims (7)
1.一种恒包络扩频信号的捕获方法，其特征在于，包括步骤；
通过恒包络扩频调制，生成同步序列对应的复数扩频序列；
对所述复数扩频序列进行预处理，以生成本地参考序列；
选择所述本地参考序列中第一个符号对应的扩频码作为本地检测信号，并对接收时隙开始指定时刻后接收的信号进行信号存在性检测，以确定有效信号，其中所述信号存在性检测包括：
取指定长度的接收信号进行下混频、滤波处理，得到处理后信号，其中，所述指定长度等于一个符号对应长度；
基于滑动窗口法，将所述处理后信号与所述本地检测信号进行相关累加，并将计算结果进行平方得到检测量，其中，时域滑动间隔为一个符号长度，频域滑动间隔为500Hz；以及
将所述检测量与阈值比较，若所述检测量大于所述阈值，则认为存在有效信号，其中所述阈值基于恒虚警概率检测准则，根据所述本地检测信号的检测量最大值确定；
将第一个有效信号作为待接收信号的初始符号，并将其对应的频偏作为频偏捕获的初始值；
从所述初始符号开始，计算后续指定个数的接收信号及相等长度的本地参考序列的频域数据；以及
利用本地基于时频二维并行捕获方法，对所述频域数据进行处理，得到扩频信号检测量η，将扩频信号检测量η最大值对应的频偏Δf及码偏记为精准捕获结果其中，其中扩频信号检测量η计算如下，扫频间隔取50Hz：
其中，
N＝M×Ns，Ns为过采样率，M为所述指定个数；
d为数据符号；
RII(τ)、RIQ(τ)、RQI(τ)以及RQQ(τ)分别为互相关函数rii(τ)、riq(τ)、rqi(τ)以及rqq(τ)的累加结果；
c为常数；
Δf为频偏；以及
T＝N×Ts，Ts为采样间隔。
2.如权利要求1所述的捕获方法，其特征在于，所述预处理包括：
根据同步序列映射规则，确定复数扩频码的相位；以及
将带有符号的复数扩频码的实部减去虚部，得到本地参考序列。
3.如权利要求1所述的捕获方法，其特征在于，所述指定时刻为2毫秒。
4.如权利要求1所述的捕获方法，其特征在于，所述本地检测信号的检测量计算如下：
χ(τ)＝[cI(k)-cQ(k)][cI(k-τ)-cQ(k-τ)]，
其中，
cI(k)、cQ(k)分别为扩频码的实部和虚部。
5.如权利要求1所述的捕获方法，其特征在于，所述指定个数根据信道质量确定，其中，所述信道质量越高，则所述指定个数的取值越小。
6.如权利要求5所述的捕获方法，其特征在于，所述信道质量根据信道质量指示确定。
7.如权利要求1所述的捕获方法，其特征在于，还包括，在进行傅里叶变换前，先对所述接收信号进行混频及滤波处理。
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| CN102710281A (zh) * | 2012-06-18 | 2012-10-03 | 中国电子科技集团公司第十研究所 | 连续相位调制的直接序列扩频方法 |
| CN103023598A (zh) * | 2012-11-23 | 2013-04-03 | 清华大学 | 双频四分量扩频信号的恒包络复用方法、装置及接收方法 |
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