CN104702311A

CN104702311A - 扩频信号的生成方法、生成装置、接收方法和接收装置

Info

Publication number: CN104702311A
Application number: CN201310655408.8A
Authority: CN
Inventors: 姚铮; 陆明泉
Original assignee: Tsinghua University
Current assignee: Tsinghua University
Priority date: 2013-12-06
Filing date: 2013-12-06
Publication date: 2015-06-10
Anticipated expiration: 2033-12-06
Also published as: WO2015070820A1; JP6511676B2; US20160285506A1; KR20160095041A; HK1222050A1; JP2016541196A; CA2929182A1; MY181355A; CN105765872A; KR101906692B1; CA2929182C; AU2014350696B2; NZ721281A; RU2658625C1; CN104702311B; US10027371B2; AU2014350696A1; EP3079264B1; CN105765872B; EP3079264A1

Abstract

本申请提出了一种扩频信号的生成方法、生成装置、接收方法和接收装置。扩频信号的生成方法包括生成第一扩频信号分量和第二扩频信号分量，其中，所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量均包含扩频码和二进制副载波，所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量的扩频码相同，所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量的二进制副载波不同；将所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量调制到射频载波以生成扩频信号，其中，调制所述第一扩频信号分量的射频载波的相位与调制所述第二扩频信号分量的射频载波的相位不同。

Description

扩频信号的生成方法、生成装置、接收方法和接收装置

技术领域

本申请涉及扩频信号的生成方法、生成装置、接收方法和接收装置。

背景技术

为了利用扩频码中频繁的相位翻转来精密测距，以及获得良好的多址接入性能和抗多径与干扰性能，全球导航卫星系统（Global NavigationSatellite System，以下简称为GNSS）的信号都使用了直接序列扩频（DirectSequence Spread Spectrum，以下简称为DSSS）技术。

为了使多种信号可以更好地共享GNSS的有限频段，同时进一步提高信号的测距精度及抗干扰性能，新的信号调制方式不断呈现。例如，二进制偏移载波（Binary Offset Carrier，以下简称为BOC）调制。这种调制方式的实现方法是在采用矩形非归零扩频码片的DSSS调制的基础上再将信号与一个方波形式的副载波相乘。一般而言，BOC调制有两个参数：副载波频率f_s和扩频序列频率f_c，其中f_s≥f_c，所以BOC具体的调制方式可以记为BOC(f_s,f_c)。在导航领域中，更简单的记法是将f_s和f_c都用1.023MHz进行归一化，直接记为BOC(m,n)，其中m=f_s/1.023MHz，n=f_c/1.023MHz。

此外，还出现了复用BOC调制技术。例如，时分复用二进制偏移载波（Time-Multiplexed Binary Offset Carrier，以下简称为TMBOC）调制，以及合成二进制偏移载波（Composite Binary Offset Carrier，以下简称为CBOC）调制。

TMBOC调制是通过时分复用的方式将BOC(n,n)调制分量与BOC(m,n)调制分量进行组合的。一个TMBOC(m,n,r)调制的信号，在发射时间的一些时间段内发射BOC(m,n)调制分量，在其余的时间段内发射BOC(n,n)调制分量。这种调制方式的不足在于，无论在发射端还是接收端，都必须要有一套时分复用的切换开关。

CBOC调制是通过时域线性叠加的方式将BOC(n,n)调制分量与BOC(m,n)调制分量进行组合的。在所有时刻，CBOC信号的BOC(n,n)调制分量与BOC(m,n)调制分量都同时出现，在赋以不同的权重后直接通过幅度相加或相减叠加在一起。但是，CBOC调制的信号的时域波形不是二值的，而存在多个幅度。这就让发射端和接收端生成这种信号的设备复杂度增加。

发明内容

本申请的目的是提供一种至少能够部分改善上述现有技术中的缺陷的扩频信号的生成方法、生成装置、接收方法和接收装置。

根据本申请的一个方面，公开了一种扩频信号的生成方法，包括：生成第一扩频信号分量和第二扩频信号分量，其中，所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量均包含扩频码和二进制副载波，所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量的扩频码相同，所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量的二进制副载波不同；将所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量调制到射频载波以生成扩频信号，其中，调制所述第一扩频信号分量的射频载波的相位与调制所述第二扩频信号分量的射频载波的相位不同，所生成的扩频信号为：

S_RF=S₁·cos(ω_RFt)+S₂·cos(ω_RFt+θ)

S₁=A₁·c(t)·q₁(t)·d(t)

S₂=A₂·c(t)·q₂(t)·d(t)

其中，S_RF表示扩频信号，S₁和S₂分别表示第一扩频信号分量和第二扩频信号分量，A₁和A₂分别表示S₁和S₂的幅度，c(t)表示S₁和S₂的扩频码，q₁(t)和q₂(t)分别表示S₁和S₂的二进制副载波，d(t)表示电文数据，ω_RF表示射频载波的角频率，θ表示调制S₁和S₂的射频载波相位之间的相位差。

根据本申请的另一个方面，公开了一种扩频信号的生成装置，包括：扩频信号分量生成单元，生成第一扩频信号分量和第二扩频信号分量，其中，所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量均包含扩频码和二进制副载波，所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量的扩频码相同，所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量的二进制副载波不同；以及扩频信号生成单元，将所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量调制到射频载波以生成扩频信号，其中，调制所述第一扩频信号分量的射频载波的相位与调制所述第二扩频信号分量的射频载波的相位不同，其中，所述扩频信号生成单元通过以下方式生成扩频信号：

S_RF=S₁·cos(ω_RFt)+S₂·cos(ω_RFt+θ)

S₁=A₁·c(t)·q₁(t)·d(t)

S₂=A₂·c(t)·q₂(t)·d(t)

根据本申请的另一个方面，公开了一种接收扩频信号的方法，包括：生成所述扩频信号的扩频码本地复现码；生成所述第一扩频信号分量的二进制副载波本地复现码以及所述第二扩频信号分量的二进制副载波本地复现码；根据调制所述第一扩频信号分量的射频载波的相位与调制所述第二扩频信号分量的射频载波的相位之间的相位差生成本地载波；根据所生成的本地载波、扩频码本地复现码、第一扩频信号分量的二进制副载波本地复现码以及第二扩频信号分量的二进制副载波本地复现码，对所接收到的扩频信号进行相干积分运算，并对运算结果进行线性组合，以获得积分同相支路分量和积分正交支路分量。

根据本申请的另一个方面，公开了一种接收扩频信号的接收机，包括：基带信号生成单元，生成所述扩频信号的扩频码本地复现码，生成所述第一扩频信号分量的二进制副载波本地复现码以及所述第二扩频信号分量的二进制副载波本地复现码；本地载波生成单元，根据调制所述第一扩频信号分量的射频载波的相位与调制所述第二扩频信号分量的射频载波的相位之间的相位差生成本地载波；以及运算单元，根据所生成的本地载波、扩频码本地复现码、第一扩频信号分量的二进制副载波本地复现码以及第二扩频信号分量的二进制副载波本地复现码，对所接收到的扩频信号进行相干积分运算，并对运算结果进行线性组合，以获得积分同相支路分量和积分正交支路分量。

根据本申请的调制方法，两种扩频信号分量的合成方法既不同于TMBOC的时分复用，也不同于CBOC的空域叠加，而是将两个信号分量分别调制在载波的不同相位上。

附图说明

图1显示了根据本申请的一种实施方式的扩频信号生成方法的流程图。

图2显示了根据本申请的一种实施方式的扩频信号的生成装置的示意方框图。

图3显示了根据本申请的另一种实施方式的扩频信号的生成装置的示意方框图。

图4显示了根据本申请的一种实施方式的扩频信号接收机的示意方框图。

图5显示了根据本申请的一种实施方式的扩频信号接收机的具体实现示意图。

图6显示了根据本申请的一种实施方式的扩频信号接收方法的流程图。

具体实施方式

下面参照附图对本申请公开的扩频信号的生成方法、生成装置、接收方法和接收装置进行详细说明。为简明起见，本申请各实施例的说明中，相同或类似的装置使用了相同或相似的附图标记。

图1显示了根据本申请的一种实施方式生成扩频信号S_RF的方法的流程图。

在步骤110中，生成第一扩频信号分量S₁和第二扩频信号分量S₂，其中，第一扩频信号分量S₁和第二扩频信号分量S₂均包含扩频码和二进制副载波，第一扩频信号分量S₁和第二扩频信号分量S₂的扩频码相同，并且第一扩频信号分量S₁和第二扩频信号分量S₂的二进制副载波不同。

在步骤120中，将第一扩频信号分量S₁和第二扩频信号分量S₂调制到射频载波以生成扩频信号S_RF，其中，调制第一扩频信号分量S₁的射频载波的相位与调制第二扩频信号分量S₂的射频载波的相位不同。

将包含扩频码和二进制副载波的两个扩频信号分量分别调制在载波的不同相位上，从而实现了扩频信号分量的复用。

其中，在步骤120中所生成的扩频信号S_RF为：

S_RF=S₁·cos(ω_RFt)+S₂·cos(ω_RFt+θ)

S₁=A₁·c(t)·q₁(t)·d(t)

S₂=A₂·c(t)·q₂(t)·d(t)

其中，S₁和S₂分别表示第一扩频信号分量和第二扩频信号分量，A₁和A₂分别表示S₁和S₂的幅度，c(t)表示S₁和S₂的扩频码，q₁(t)和q₂(t)分别表示S₁和S₂的二进制副载波，d(t)表示电文数据，ω_RF表示射频载波的角频率，θ表示调制S₁和S₂的射频载波相位之间的相位差。

根据本申请的一种实施方式，二进制副载波是二进制编码符号（BCS,binary coded symbol）副载波。例如，第一扩频信号分量S₁的副载波可以是BCS（[1 1 1 1-1 1 1 1 1]，1），第二扩频信号分量S₂的副载波可以是BCS（[1 1 1 1 1-1 1 1 1 1 1]，1）等。本领域技术人员可以理解，这里的BCS副载波只是示例性说明，扩频信号分量的二进制副载波可以是任何形式的BCS副载波。

根据本申请的另一种实施方式，二进制副载波是二进制偏移载波BOC副载波，BOC(m,n)。其中，m是BOC分量的方波副载波频率f_s被1.023MHz归一化后的结果，即m=f_s/1.023MHz；n是BOC信号中扩频码c(t)的频率f_c被1.023MHz归一化后的结果。例如，第一扩频信号分量S₁的副载波可以是BOC（1,1），第二扩频信号分量S₂的副载波可以是BOC(6,1)。本领域技术人员可以理解，这里的BOC(1,1)和BOC(6,1)只是示例性说明，扩频信号分量的二进制副载波可以是任何形式的BOC副载波。

当二进制副载波是二进制偏移载波BOC副载波时，扩频信号分量S₁和S₂为二进制偏移载波BOC信号。可以理解，此时实现了两种二进制偏移载波BOC信号的复用。根据本实施方式的BOC复用方法，既不同于TMBOC的时分复用，也不同于CBOC的空域叠加，而是将两个信号分量分别调制在载波的不同相位上。这样的实施方式能够实现两个不同的BOC信号分量之间的交调分量在总信号中所占比重的灵活调整。

本领域技术人员可以理解，信号在接收时的捕获、跟踪、解调、抗多径等性能与信号的频谱特征有很大关系。本实施方式的BOC复用信号中，两信号分量之间交调分量的大小会影响到接收时的捕获、跟踪、解调、抗多径性能。

根据本申请的一种实施方式，可以进一步设置相位差θ，以调整第一扩频信号分量S₁和第二扩频信号分量S₂之间的交调分量。通过设置两信号分量之间的载波相位关系，可以针对特定的需求，调整发射信号的特性，以有利于接收时的捕获、跟踪、解调、抗多径性能。

根据本实施方式，基带信号可以视为

S_BB(t)=S₁(t)+S₂(t)e^jθ

这样，基带信号的自相关函数为

R (τ) = A_{1}^{2} R_{1} (τ) + A_{2}^{2} R_{2} (τ) + 2 A_{1} A_{2} R_{c} (τ) \cos θ

其中，R₁和R₂分别为c(t)q₁(t)的自相关函数和c(t)q₂(t)的自相关函数，R_c(τ)是c(t)q₁(t)与c(t)q₂(t)的互相关函数。可以看到，在基带信号的自相关函数中，除了包含第一扩频信号分量的自相关函数和第二扩频信号分量的自相关函数外，还包含有第一扩频信号分量与第二扩频信号分量的互相关函数，也即前文提到的交调分量。

而通过设置相位差θ可以使cosθ取-1到+1之间的任意值，从而改变交调分量的大小。

根据本申请的一种实施方式，设置相位差θ为±π/2，以调整第一扩频信号分量S₁和第二扩频信号分量S₂之间的交调分量为零。

例如，对于BOC副载波，当相位差θ为±π/2时，基带信号可以写为

S_BB(t)=S₁(t)±jS₂(t)

基带信号的自相关函数为

R (τ) = A_{1}^{2} R_{1} (τ) + A_{2}^{2} R_{2} (τ)

可以看成，当相位差θ为±π/2时，基带信号的自相关函数中不包含交调分量。此时，可以在两信号分量上携带不同的电文数据，以增加信号传输的信息量。

图2显示了根据本申请的一种实施方式的扩频信号的生成装置的示意方框图。如图所示，扩频信号的生成装置200包括扩频信号分量生成单元210和扩频信号生成单元220。

扩频信号分量生成单元210生成第一扩频信号分量和第二扩频信号分量。其中，第一扩频信号分量和第二扩频信号分量均包含扩频码和二进制副载波，第一扩频信号分量和第二扩频信号分量的扩频码相同，第一扩频信号分量和第二扩频信号分量的二进制副载波不同。

扩频信号生成单元220将第一扩频信号分量和第二扩频信号分量调制到射频载波以生成扩频信号。其中，调制第一扩频信号分量的射频载波的相位与调制第二扩频信号分量的射频载波的相位不同。

根据一种实施方式，扩频信号生成单元220通过以下方式生成扩频信号S_RF：

S_RF=S₁·cos(ω_RFt)+S₂·cos(ω_RFt+θ)

S₁=A₁·c(t)·q₁(t)·d(t)

S₂=A₂·c(t)·q₂(t)·d(t)

图3显示了根据本申请的另一种实施方式的扩频信号的生成装置的示意方框图。如图3所示，扩频信号的生成装置200的扩频信号生成单元220还可以进一步包括相位差设置模块221和信号生成模块222。相位差设置模块221设置所述调制第一扩频信号分量S₁和第二扩频信号分量S₂的射频载波相位之间的相位差θ，以调整第一扩频信号分量S₁和第二扩频信号分量S₂之间的交调分量。信号生成模块222根据相位差设置模块221所设置的相位差θ生成扩频信号S_RF。例如，信号生成模块222根据相位差设置模块221所设置的相位差θ通过以下方式生成扩频信号S_RF：

S_RF=S₁·cos(ω_RFt)+S₂·cos(ω_RFt+θ)

S₁=A₁·c(t)·q₁(t)·d(t)

S₂=A₂·c(t)·q₂(t)·d(t)

根据一种实施方式，相位差设置模块221可以将第一扩频信号分量S₁和第二扩频信号分量S₂的射频载波相位之间的相位差θ设置为±π/2，以调整第一扩频信号分量S₁和第二扩频信号分量S₂之间的交调分量为零。此外，相位差设置模块221还可以设置相位差θ为任意值，使cosθ取-1到+1之间的任意值，从而改变第一扩频信号分量S₁和第二扩频信号分量S₂之间的交调分量的大小。

图4显示了根据本申请的一种实施方式的接收机的示意方框图。如图4所示，接收机300包括基带信号生成单元310、本地载波生成单元320以及运算单元330。

基带信号生成单元310生成扩频信号S_RF的扩频码本地复现码并生成第一扩频信号分量的二进制副载波本地复现码以及第二扩频信号分量的二进制副载波本地复现码

本地载波生成单元320根据调制第一扩频信号分量的射频载波的相位与调制第二扩频信号分量的射频载波的相位之间的相位差θ生成本地载波其中，表示本地载波的解调角频率。可以理解，如果直接对接收到的扩频信号进行解调时，如果对已经过下变频器将载波变到中频的扩频信号进行解调时，其中，为经过下变频器后的载波中频。

运算单元330根据本地载波生成单元320所生成的本地载波并根据基带信号生成单元310所生成的扩频码本地复现码第一扩频信号分量的二进制副载波本地复现码以及第二扩频信号分量的二进制副载波本地复现码对所接收到的扩频信号S_RF进行相干积分运算，并对运算结果进行线性组合，以获得积分同相支路分量I和积分正交支路分量Q。

如图5所示，基带信号生成单元310生成扩频信号S_RF的扩频码本地复现码并生成第一扩频信号分量的二进制副载波本地复现码以及第二扩频信号分量的二进制副载波本地复现码

本地载波生成单元320根据调制第一扩频信号分量的射频载波的相位与调制第二扩频信号分量的射频载波的相位之间的相位差θ生成本地载波其中，表示本地载波的解调角频率。

运算单元330进一步包括相干积分计算模块331和线性组合计算模块332。

相干积分计算模块331根据本地载波生成单元320所生成的本地载波并根据基带信号生成单元310所生成的扩频码本地复现码第一扩频信号分量的二进制副载波本地复现码以及第二扩频信号分量的二进制副载波本地复现码对所接收到的扩频信号S_RF进行相干积分运算。具体相干积分过程如下：

L_{1} = {&Integral;}_{t_{1}}^{t_{1} + T_{coh}} {\tilde{S}}_{RF} (t) \hat{c} (t) {\hat{q}}_{1} (t) \cos (\hat{ω} t) dt

L_{2} = {&Integral;}_{t_{1}}^{t_{1} + T_{coh}} {\tilde{S}}_{RF} (t) \hat{c} (t) {\hat{q}}_{1} (t) \sin (\hat{ω} t) dt

L_{3} = {&Integral;}_{t_{1}}^{t_{1} + T_{coh}} {\tilde{S}}_{RF} (t) \hat{c} (t) {\hat{q}}_{2} (t) \cos (\hat{ω} t + θ) dt

L_{4} = {&Integral;}_{t_{1}}^{t_{1} + T_{coh}} {\tilde{S}}_{RF} (t) \hat{c} (t) {\hat{q}}_{2} (t) \sin (\hat{ω} t + θ) dt

其中，表示接收到的扩频信号，为扩频码本地复现码，和分别为第一扩频信号分量的二进制副载波本地复现码以及第二扩频信号分量的二进制副载波本地复现码，为本地载波的角频率；t₁为相干积分运算的起始时刻，T_coh为积分持续时间；和是第一加权系数和第二加权系数，其中，L₁、L₂、L₃、L₄表示相干积分运算结果；I和Q分别为积分同相支路分量和积分正交支路分量。

线性组合计算模块332对相干积分计算模块331的运算结果进行线性组合，以获得积分同相支路分量I和积分正交支路分量Q。

I = {\tilde{A}}_{1} L_{1} + {\tilde{A}}_{2} L_{3}

Q = - {\tilde{A}}_{1} L_{2} - {\tilde{A}}_{2} L_{4}

其中，和是第一加权系数和第二加权系数，二者之间的比例等于扩频信号生成时S₁和S₂的幅度A₁和A₂之间的比例，即

根据本申请的一种实施方式，如图5所示，接收机300可以进一步包括处理单元340，其根据所获得的积分同相支路分量和积分正交支路分量完成载波同步、码定时同步、数据解调、测距码相位和载波相位测量值的提取。本领域技术人员可以理解，当接收机获得积分同相支路分量I和积分正交支路分量Q后，通过处理单元实现载波同步、码定时同步、数据解调、测距码相位和载波相位测量值的提取等功能的方式与现有技术类似，在此不再赘述。

图6显示了根据本申请的一种实施方式接收扩频信号的方法的流程图。如图所示，在步骤410中，生成扩频信号的扩频码本地复现码。

在步骤420中，生成第一扩频信号分量的二进制副载波本地复现码以及第二扩频信号分量的二进制副载波本地复现码。

在步骤430中，根据调制第一扩频信号分量的射频载波的相位与调制第二扩频信号分量的射频载波的相位之间的相位差生成本地载波。

在步骤440中，根据所生成的本地载波、扩频码本地复现码、第一扩频信号分量的二进制副载波本地复现码以及第二扩频信号分量的二进制副载波本地复现码，对所接收到的扩频信号进行相干积分运算，并对运算结果进行线性组合，以获得积分同相支路分量和积分正交支路分量。

根据本申请的一种实施方式，步骤440中的相干积分运算通过以下公式实现:

L_{1} = {&Integral;}_{t_{1}}^{t_{1} + T_{coh}} {\tilde{S}}_{RF} (t) \hat{c} (t) {\hat{q}}_{1} (t) \cos (\hat{ω} t) dt

L_{2} = {&Integral;}_{t_{1}}^{t_{1} + T_{coh}} {\tilde{S}}_{RF} (t) \hat{c} (t) {\hat{q}}_{1} (t) \sin (\hat{ω} t) dt

L_{3} = {&Integral;}_{t_{1}}^{t_{1} + T_{coh}} {\tilde{S}}_{RF} (t) \hat{c} (t) {\hat{q}}_{2} (t) \cos (\hat{ω} t + θ) dt

L_{4} = {&Integral;}_{t_{1}}^{t_{1} + T_{coh}} {\tilde{S}}_{RF} (t) \hat{c} (t) {\hat{q}}_{2} (t) \sin (\hat{ω} t + θ) dt

线性组合通过以下公式实现：

I = {\tilde{A}}_{1} L_{1} + {\tilde{A}}_{2} L_{3}

Q = - {\tilde{A}}_{1} L_{2} - {\tilde{A}}_{2} L_{4}

根据本申请的一种实施方式，接收扩频信号的方法还可以进一步包括根据所获得的积分同相支路分量和积分正交支路分量完成载波同步、码定时同步、数据解调、测距码相位和载波相位测量值的提取的步骤。可以理解，本领域技术人员能够采用现有技术中的各种方式来根据积分同相支路分量和积分正交支路分量完成载波同步、码定时同步、数据解调、测距码相位和载波相位测量值的提取。

根据本申请的实施方式可以硬件、软件或其组合的形式来实现。本申请的一个方面提供了包括用于实现根据本申请的实施方式的生成扩频信号的方法、接收扩频信号的方法以及接收器可执行指令的计算机程序。此外，此类计算机程序可使用例如光学或磁性可读介质、芯片、ROM、PROM或其它易失性或非易失性设备的任何形式的存储器来存储。根据本申请的一种实施例，提供了存储此类计算机程序的机器可读存储器。

以上参照附图对本申请的示例性的实施方案进行了描述。本领域技术人员应该理解，上述实施方案仅仅是为了说明的目的而所举的示例，而不是用来进行限制，凡在本申请的教导和权利要求保护范围下所作的任何修改、等同替换等，均应包含在本申请要求保护的范围内。

Claims

1.一种扩频信号的生成方法，包括：

生成第一扩频信号分量和第二扩频信号分量，其中，所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量均包含扩频码和二进制副载波，所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量的扩频码相同，所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量的二进制副载波不同；以及

将所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量调制到射频载波以生成扩频信号，其中，调制所述第一扩频信号分量的射频载波的相位与调制所述第二扩频信号分量的射频载波的相位不同，所生成的扩频信号为：

S_RF=S₁·cos(ω_RFt)+S₂·cos(ω_RFt+θ)

S₁=A₁·c(t)·q₁(t)·d(t)

S₂=A₂·c(t)·q₂(t)·d(t)

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述二进制副载波是二进制编码符号BCS副载波。

3.如权利要求1所述的方法，其中，所述二进制副载波是二进制偏移载波BOC副载波。

4.如权利要求1至3中任一项所述的方法，进一步包括设置所述相位差θ，以调整第一扩频信号分量S₁和第二扩频信号分量S₂之间的交调分量。

5.如权利要求1至3中任一项所述的方法，进一步包括设置所述相位差θ为±π/2，以调整第一扩频信号分量S₁和第二扩频信号分量S₂之间的交调分量为零。

6.一种扩频信号的生成装置，包括：

扩频信号分量生成单元，生成第一扩频信号分量和第二扩频信号分量，其中，所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量均包含扩频码和二进制副载波，所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量的扩频码相同，所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量的二进制副载波不同；以及

扩频信号生成单元，将所述第一扩频信号分量和所述第二扩频信号分量调制到射频载波以生成扩频信号，其中，调制所述第一扩频信号分量的射频载波的相位与调制所述第二扩频信号分量的射频载波的相位不同，其中，所述扩频信号生成单元通过以下方式生成扩频信号：

S_RF=S₁·cos(ω_RFt)+S₂·cos(ω_RFt+θ)

S₁=A₁·c(t)·q₁(t)·d(t)

S₂=A₂·c(t)·q₂(t)·d(t)

7.如权利要求6所述的生成装置，其中，所述扩频信号生成单元进一步包括：

相位差设置模块，设置所述相位差θ，以调整第一扩频信号分量S₁和第二扩频信号分量S₂之间的交调分量；以及

信号生成模块，根据所述相位差设置模块所设置的相位差θ生成扩频信号S_RF。

8.一种接收如权利要求1所述的方法生成的扩频信号的方法，包括：

生成所述扩频信号的扩频码本地复现码；

生成所述第一扩频信号分量的二进制副载波本地复现码以及所述第二扩频信号分量的二进制副载波本地复现码；

根据调制所述第一扩频信号分量的射频载波的相位与调制所述第二扩频信号分量的射频载波的相位之间的相位差生成本地载波；以及

根据所生成的本地载波、扩频码本地复现码、第一扩频信号分量的二进制副载波本地复现码以及第二扩频信号分量的二进制副载波本地复现码，对所接收到的扩频信号进行相干积分运算，并对运算结果进行线性组合，以获得积分同相支路分量和积分正交支路分量。

9.如权利要求8所述的方法，其中，所述相干积分运算通过以下公式实现:

L_{1} = {&Integral;}_{t_{1}}^{t_{1} + T_{coh}} {\tilde{S}}_{RF} (t) \hat{c} (t) {\hat{q}}_{1} (t) \cos (\hat{ω} t) dt

L_{2} = {&Integral;}_{t_{1}}^{t_{1} + T_{coh}} {\tilde{S}}_{RF} (t) \hat{c} (t) {\hat{q}}_{1} (t) \sin (\hat{ω} t) dt

L_{3} = {&Integral;}_{t_{1}}^{t_{1} + T_{coh}} {\tilde{S}}_{RF} (t) \hat{c} (t) {\hat{q}}_{2} (t) \cos (\hat{ω} t + θ) dt

L_{4} = {&Integral;}_{t_{1}}^{t_{1} + T_{coh}} {\tilde{S}}_{RF} (t) \hat{c} (t) {\hat{q}}_{2} (t) \sin (\hat{ω} t + θ) dt

所述线性组合通过以下公式实现：

I = {\tilde{A}}_{1} L_{1} + {\tilde{A}}_{2} L_{3}

Q = - {\tilde{A}}_{1} L_{2} - {\tilde{A}}_{2} L_{4}

10.如权利要求8所述的方法，进一步包括根据所获得的积分同相支路分量和积分正交支路分量完成载波同步、码定时同步、数据解调、测距码相位和载波相位测量值的提取。

11.一种接收如权利要求1所述的方法生成的扩频信号的接收机，包括：

基带信号生成单元，生成所述扩频信号的扩频码本地复现码，生成所述第一扩频信号分量的二进制副载波本地复现码以及所述第二扩频信号分量的二进制副载波本地复现码；

本地载波生成单元，根据调制所述第一扩频信号分量的射频载波的相位与调制所述第二扩频信号分量的射频载波的相位之间的相位差生成本地载波；以及

运算单元，根据所生成的本地载波、扩频码本地复现码、第一扩频信号分量的二进制副载波本地复现码以及第二扩频信号分量的二进制副载波本地复现码，对所接收到的扩频信号进行相干积分运算，并对运算结果进行线性组合，以获得积分同相支路分量和积分正交支路分量。

12.如权利要求11所述的接收机，其中，所述运算单元进一步包括相干积分计算模块和线性组合计算模块，

所述相干积分计算模块通过以下方法计算所述相干积分，

L_{1} = {&Integral;}_{t_{1}}^{t_{1} + T_{coh}} {\tilde{S}}_{RF} (t) \hat{c} (t) {\hat{q}}_{1} (t) \cos (\hat{ω} t) dt

L_{2} = {&Integral;}_{t_{1}}^{t_{1} + T_{coh}} {\tilde{S}}_{RF} (t) \hat{c} (t) {\hat{q}}_{1} (t) \sin (\hat{ω} t) dt

L_{3} = {&Integral;}_{t_{1}}^{t_{1} + T_{coh}} {\tilde{S}}_{RF} (t) \hat{c} (t) {\hat{q}}_{2} (t) \cos (\hat{ω} t + θ) dt

L_{4} = {&Integral;}_{t_{1}}^{t_{1} + T_{coh}} {\tilde{S}}_{RF} (t) \hat{c} (t) {\hat{q}}_{2} (t) \sin (\hat{ω} t + θ) dt;

以及

所述线性组合计算模块通过以下方法计算所述线性组合，

I = {\tilde{A}}_{1} L_{1} + {\tilde{A}}_{2} L_{3}

Q = - {\tilde{A}}_{1} L_{2} - {\tilde{A}}_{2} L_{4}

13.如权利要求11所述的接收机，其中，所述接收机进一步包括：

处理单元，根据所获得的积分同相支路分量和积分正交支路分量完成载波同步、码定时同步、数据解调、测距码相位和载波相位测量值的提取。