CN112014864B - 一种基于最速上升法的高动态卫星跟踪方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于最速上升法的高动态卫星跟踪方法，属于卫星信号处理领域，该方法具体包括：首先剥离测距码序列，接着对载波进行混频以及快速傅里叶变换处理，得到载波跟踪误差与快速傅里叶变换(FFT)输出幅度谱最大值之间的映射关系，最后根据最速上升法的原理对载波进行跟踪；该高动态卫星跟踪方法在静态和动态环境下均能获得较高的跟踪精度，而且该卫星跟踪方法不需要外部传感器辅助且不需要预先知道噪声的先验统计信息，具有较好的鲁棒性和稳定性，具有较高的工程使用价值。

Description

一种基于最速上升法的高动态卫星跟踪方法

技术领域

本发明属于卫星信号处理领域，特别涉及了一种基于最速上升法的高动态卫星跟踪方法。

背景技术

高超音速飞行器以其潜在的军事、政治和经济价值逐渐受到人们的关注。导航是高超声速飞行器的关键技术之一。GNSS作为导航系统的关键部件，在高动态环境下，GNSS接收机的载波跟踪环路容易失锁。跟踪环路带宽增加会使得跟踪环路具有更好的动态性能，但是同时引入较大的跟踪误差。

根据是否使用外部传感器，提升高动态环境下载波跟踪环路跟踪性能的方法可分为两类：一类是使用惯性导航系统辅助，另一类是改进自身结构。

惯性导航系统作为高超声速飞行器必不可少的传感器，通过将GNSS/INS超紧耦合系统预测的多普勒频移值反馈到载波跟踪环路中，提高接收机的动态性能。外这种方法具有精度高、响应快的优点，但它要求载波跟踪环路与外部设备的精确同步，这可能会给实现带来更多的成本和困难。

改进载波跟踪环路的结构有三种方法，即基于鉴频器的方法、基于估计器的方法和基于矢量的方法。基于鉴频器的方法仍然遵循传统的锁相环结构，通过频率锁定环或Wigner-Ville分布(WVD)的辅助，缓解了这种结构高动态性和高精度之间的矛盾，但这种方法需要非常复杂的机构设计；基于估计器的方法用一个估计器代替PLL的鉴频器和环路滤波器，该估计器的结构可以采用任何合适的形式，如卡尔曼滤波(KF)、扩展卡尔曼滤波(EKF)、无迹卡尔曼滤波(UKF)、最大似然和基于FFT，这种方法需要事先知道噪声的统计信息，才能得到更好的载波估计；基于矢量的方法用一个导航滤波器代替每个通道中的单个跟踪环路，在已知接收机位置和速度的情况下，根据计算得到的伪距和伪距率，得到本地信号发生器对各卫星的反馈，这种方法的主要缺点是所有卫星的处理数据都是密切相关的，一个通道中的任何错误都可能损坏其他通道。

上述算法在改善跟踪环路的动态性能的同时往往伴随着复杂的机构设计、外部高精度传感器辅助、或预先知晓先验信息。

发明内容

为了解决上述背景技术提出的技术问题，本发明提供一种一种不受高动态影响的基于最速上升法的高动态卫星跟踪方法。

为了实现上述技术目的，本发明的技术方案为：一种基于最速上升法的高动态卫星跟踪方法，包括：

步骤一：根据测距码序列的自相关特性，将本地生成的测距码序列C_l(n)与输入到跟踪环路的中频信号x(n)做相关运算，得到码剥离后的中频信号s(n)；

步骤二：将所述剥离后的中频信号s(n)与本地生成的即时载波信号x_P(n)混频得到第一混频信号y_P(n)，将所述剥离后的中频信号s(n)与滞后载波信号x_L(n)混频或者超前载波信号x_E(n)混频得到第二混频信号y_L(n)或第三混频信号y_E(n)；

步骤三：对所述第一混频信号y_P(n)做降采样处理得到第四混频信号y_P(k)，对所述第二混频信号y_L(n)或所述第三混频信号y_E(n)做降采样处理得到第五混频信号y_L(k)或第六混频信号y_E(k)；

步骤四：对所述第四混频信号y_P(k)和所述第五混频信号y_L(k)做快速傅里叶变换处理得到快速傅里叶变换输出幅度谱的最大值，或者对所述第四混频信号y_P(k)和所述第六混频信号y_E(k)做快速傅里叶变换处理得到快速傅里叶变换输出幅度谱的最大值；

步骤五：利用最速上升法以及所述快速傅里叶变换输出幅度谱的最大值对载波进行跟踪。

可选的，在上述的步骤一中，进一步的，输入到跟踪环路的离散中频的信号结构如式(1)所示。

x(n)＝AC(n)D(n)exp[i(2πf₁n+θ₀)] (1)

测距码的剥离过程如式(2)所示。

其中，i是虚部符号，A是中频信号x(n)的幅度，C(n)是测距码序列，D(n)是信息码序列，f₁是到达跟踪环路信号的频率，θ₀是初始相位，R(·)是测距码的自相关函数，

是本地测距码和接收信号中调制测距码之间的相位差。

可选的，上述步骤二进一步包括：若最速上升是采用左偏导，则选择是将所述剥离后的中频信号s(n)分别与本地生成的即时载波信号x_P(n)和滞后载波信号x_L(n)混频，混频后分别得到信号第一混频信号y_P(n)和第二混频信号y_L(n)；

若最速上升是采用右偏导，则选择是将所述剥离后的中频信号s(n)分别与本地生成的即时载波信号x_P(n)和超前载波信号x_E(n)混频，混频后分别得到信号第一混频y_P(n)和第三混频信号y_E(n)。

在上述技术方案中，本地生成的所述的即时载波的信号结构定义为：

x_P(n)＝exp[-i(2πf₂n)] (3)

本地生成的所述的超前载波的信号结构定义为：

x_E(n)＝exp{-i[(2π(f₂+d)n]} (4)

本地生成的所述的滞后载波的信号结构定义为：

x_L(n)＝exp{-i[(2π(f₂-d)n]} (5)

其中，f₂是即时载波信号频率，d是频率间隔。

可选的，在上述的若最速上升是采用左偏导，则选择是将所述剥离后的中频信号s(n)分别与本地生成的即时载波信号x_P(n)和滞后载波信号x_L(n)混频，混频后分别得到信号第一混频信号y_P(n)和第二混频信号y_L(n)，进一步包括：

混频过程如下式所示：

其中，Δf是接收信号和本地即时载波之间的频率差，可以用表示Δf＝f₂-f₁。

可选的，在上述的步骤三中，进一步的：所述第一混频信号y_P(n)的降采样过程可以用公式(7)表示：

同样地所述第二混频信号y_L(n)的降采样过程可以用公式(8)表示：

其中，T_s为初始采样周期，M为求和运算点数。

可选的，在上述步骤四中，进一步的：

所述第四混频信号y_P(k)可以用来表示连续函数经过离散和截断两个处理过程后的信号，如公式(9)表示

式中T_L表示矩形窗的长度，rect(·)表示矩形函数，δ(·)为狄拉克函数。

经过快速傅里叶变换后，快速傅里叶变换输出幅度谱的最大值和Δf的关系可以用公式(10)表示：

式中round是取整函数，M_{FFT_P}(Δf)为快速傅里叶变换输出幅度谱的最大值，sinc(·)为sinc函数。

可选的，在上述步骤五中，进一步的：

根据最速上升法的原理，载波跟踪过程可以用公式(11)表示

其中，Δf_k+1为下一时刻接收信号和本地即时载波之间的频率差，Δf_k为当前刻接收信号和本地即时载波之间的频率差，μ为控制步长，P_{F_P}|_k为当前时刻即时性能函数值，P_{F_L}|_k为当前时刻滞后性能函数值。

本发明相对于现有技术的有益效果是：本发明通过构建不受高动态影响的性能函数，利用该函数和最速上升法构建高动态跟踪结构，利用该结构对卫星信号进行跟踪，该跟踪方法设计简单、不需要外部传感器辅助且不需要预先知道噪声的先验统计信息，具有较好的鲁棒性和稳定性。

附图说明

图1是本发明的流程示意图；

图2是本发明的整体流程架构图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明提供一种基于最速上升法的高动态卫星跟踪方法，如图1和图2所示，包括以下步骤：

S10：根据测距码序列的自相关特性，将本地生成的测距码序列C_l(n)与输入到跟踪环路的中频信号x(n)做相关运算，得到码剥离后的中频信号s(n)。

该步骤的作用是剥离测距码序列，具体的如下：

假设输入到跟踪环路的离散中频(IF)的信号结构如式(1)所示。

x(n)＝AC(n)D(n)exp[i(2πf₁n+θ₀)] (1)

其中，i是虚部符号，A是信号x(n)的幅度，C(n)是测距码序列，D(n)是信息码序列，f₁是到达跟踪环路信号的频率，θ₀是初始相位。

测距码的剥离过程如式(2)所示。

其中，R(·)是测距码的自相关函数，

是本地测距码和接收信号中调制测距码之间的相位差。

S20：将所述剥离后的中频信号s(n)与本地生成的即时载波信号x_P(n)混频得到第一混频信号y_P(n)，将所述剥离后的中频信号s(n)与滞后载波信号x_L(n)混频或者超前载波信号x_E(n)混频得到第二混频信号y_L(n)或第三混频信号y_E(n)。

具体的，如果最速上升是采用左偏导，则选择是将中频信号s(n)分别与本地生成的即时载波信号x_P(n)和滞后载波信号x_L(n)混频，混频后分别得到第一混频信号y_P(n)和第二混频信号y_L(n)；如果最速上升是采用右偏导，则选择是将中频信号s(n)分别与本地生成的即时载波信号x_P(n)和超前载波信号x_E(n)混频，混频后分别得到信号第一混频信号y_P(n)和第三混频信号y_E(n)。

在该步骤中，需要对本地产生的载波信号的结构进行定义，本地生成的即时载波的信号结构定义为：

x_P(n)＝exp[-i(2πf₂n)] (3)

本地生成的超前载波的信号结构定义为：

x_E(n)＝exp{-i[(2π(f₂+d)n]} (4)

本地生成的滞后载波的信号结构定义为：

x_L(n)＝exp{-i[(2π(f₂-d)n]} (5)

其中，f₂是即时载波信号频率，d是频率间隔。

以最速上升法采用左偏导为例，混频过程如下式所示。

其中，Δf是接收信号和本地即时载波之间的频率差，可以用表示Δf＝f₂-f₁。

S30：对所述第一混频信号y_P(n)做降采样处理得到第四混频信号y_P(k)，对所述第二混频信号y_L(n)或所述第三混频信号y_E(n)做降采样处理得到第五混频信号y_L(k)或第六混频信号y_E(k)。

由于进行载波混频后的信号频率已经远远小于采样率，如果继续采用该采样率，后续计算将占用大量的计算资源，为此采用求和的方式进行降采样，经过降采样处理，第一混频信号y_P(n)和第二混频信号y_L(n)分别变为第四混频信号y_P(k)和第五混频信号y_L(k)，或第一混频信号y_P(n)和第三混频信号y_E(n)分别变为第四混频信号y_P(k)和第六混频信号y_E(k)。

降采样的目的是减小后续快速傅里叶变换(以下简称FFT)过程的计算量，由于采样率fs远大于接收信号和本地即时载波之间的频率差Δf，所以，第一混频信号y_P(n)的降采样过程可以用公式(7)表示。

同样地第二混频信号y_L(n)的降采样过程可以用公式(8)表示。

其中，T_s为初始采样周期，M为求和运算点数。

S40：对所述第四混频信号y_P(k)和所述第五混频信号y_L(k)做快速傅里叶变换处理得到快速傅里叶变换输出幅度谱的最大值或者对所述第四混频信号y_P(k)和所述第六混频信号y_E(k)做快速傅里叶变换处理得到快速傅里叶变换输出幅度谱的最大值。

具体的第四混频信号y_P(k)用来表示连续函数经过离散和截断两个处理过程后的信号，可以用公式(9)表示

式中，T_L表示矩形窗的长度，rect(·)表示矩形函数，δ(·)为狄拉克函数。

所以经过FFT后，FFT输出幅度谱的最大值和Δf的关系可以用公式(10)表示

式中round是取整函数，M_{FFT_P}(Δf)为快速傅里叶变换输出幅度谱的最大值，sinc(·)为sinc函数。

假设2MT_s＜＜T_L并且y_p(k)信号频率Δf在

内，公式(10)可以被简写为

为了减弱信号功率对载波跟踪环路的影响，需要对式(11)进行归一化。由于信号x(n)的振幅A在短时间内可以看作一个常数并且测距码自相关函数的最大值为1，所以，短时间内M_{FFT_P}的最大值可用于使式(12)的归一化。归一化过程如公式(12)所示。

式中，N_c是M_{FFT_P}在短时间内的最大值。

所以M_{FFT_P}在本实施例的性能表面上的位置可以用公式(13)表示。

相似地，M_{FFT_L}在本实施例的性能表面上的位置可以用公式(14)表示

S50：利用最速上升法以及所述快速傅里叶变换输出幅度谱的最大值对载波进行跟踪。

具体的根据最速上升法的原理，载波跟踪过程可以用公式(15)表示。

其中，Δf_k+1为下一时刻接收信号和本地即时载波之间的频率差，Δf_k为当前刻接收信号和本地即时载波之间的频率差，μ为控制步长，P_{F_P}|_k为当前时刻即时性能函数值，P_{F_L}|_k为当前时刻滞后性能函数值。

该高动态卫星跟踪方法通过对载波幅度谱特性进行分析，得到载波跟踪误差与快速傅里叶变换(FFT)输出最大值之间的关系，根据最速上升法的原理，设计了一种新的载波跟踪结构，并利用该结构对卫星信号进行跟踪。本发明在静态和动态环境下均能获得较高的跟踪精度，设计简单，具有较高的工程使用价值。

以上所述仅为本发明的实施方式，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (8)

1.一种基于最速上升法的高动态卫星跟踪方法，其特征在于，包括：

根据测距码序列的自相关特性，将本地生成的测距码序列C_l(n)与输入到跟踪环路的中频信号x(n)转换成码剥离后的中频信号s(n)；

将所述剥离后的中频信号s(n)与本地生成的即时载波信号x_P(n)混频得到第一混频信号y_P(n)，将所述剥离后的中频信号s(n)与滞后载波信号x_L(n)混频或者超前载波信号x_E(n)混频得到第二混频信号y_L(n)或第三混频信号y_E(n)；

对所述第一混频信号y_P(n)做降采样处理得到第四混频信号y_P(k)，对所述第二混频信号y_L(n)或所述第三混频信号y_E(n)做降采样处理得到第五混频信号y_L(k)或第六混频信号y_E(k)；

对所述第四混频信号y_P(k)和所述第五混频信号y_L(k)做快速傅里叶变换处理得到快速傅里叶变换输出幅度谱的最大值或者对所述第四混频信号y_P(k)和所述第六混频信号y_E(k)做快速傅里叶变换处理得到快速傅里叶变换输出幅度谱的最大值；

利用最速上升法以及所述快速傅里叶变换输出幅度谱的最大值对载波进行跟踪。

2.根据权利要求1所述的高动态卫星跟踪方法，其特征在于，在所述的根据测距码序列的自相关特性，将本地生成的C_l(n)序列与输入到跟踪环路的中频信号x(n)转换成码剥离后的中频信号s(n)中，进一步包括：

输入到跟踪环路的离散中频的信号结构如式(1)所示；

x(n)＝AC(n)D(n)exp[i(2πf₁n+θ₀)] (1)

测距码的剥离过程如式(2)所示

其中，i是虚部符号，A是中频信号x(n)的幅度，C(n)是测距码序列，D(n)是信息码序列，f₁是到达跟踪环路信号的频率，θ₀是初始相位，R(·)是测距码的自相关函数，

是本地测距码和接收信号中调制测距码之间的相位差。

3.根据权利要求2所述的高动态卫星跟踪方法，其特征在于，所述的将所述剥离后的中频信号s(n)与本地生成的即时载波信号x_P(n)混频得到第一混频信号y_P(n)，将所述剥离后的中频信号s(n)与滞后载波信号x_L(n)混频或者超前载波信号x_E(n)混频得到第二混频信号y_L(n)或第三混频信号y_E(n)，进一步包括：

若最速上升是采用左偏导，则选择是将所述剥离后的中频信号s(n)分别与本地生成的即时载波信号x_P(n)和滞后载波信号x_L(n)混频，混频后分别得到信号第一混频信号y_P(n)和第二混频信号y_L(n)；

若最速上升是采用右偏导，则选择是将所述剥离后的中频信号s(n)分别与本地生成的即时载波信号x_P(n)和超前载波信号x_E(n)混频，混频后分别得到信号第一混频信号y_P(n)和第三混频信号y_E(n)。

4.根据权利要求3所述的高动态卫星跟踪方法，其特征在于：本地生成的所述的即时载波的信号结构定义为：

x_P(n)＝exp[-i(2πf₂n)] (3)

本地生成的所述的超前载波的信号结构定义为：

x_E(n)＝exp{-i[(2π(f₂+d)n]} (4)

本地生成的所述的滞后载波的信号结构定义为：

x_L(n)＝exp{-i[(2π(f₂-d)n]} (5)

其中，f₂是即时载波信号频率，d是频率间隔。

5.根据权利要求4所述的高动态卫星跟踪方法，其特征在于，所述的若最速上升是采用左偏导，则选择是将所述剥离后的中频信号s(n)分别与本地生成的即时载波信号x_P(n)和滞后载波信号x_L(n)混频，混频后分别得到信号第一混频信号y_P(n)和第二混频信号y_L(n)，进一步包括：

混频过程如下式所示；

其中，Δf是接收信号和本地即时载波之间的频率差，可以用表示Δf＝f₂-f₁。

6.根据权利要求5所述的高动态卫星跟踪方法，其特征在于，在所述的对所述第一混频信号y_P(n)做降采样处理得到第四混频信号y_P(k)，对所述第二混频信号y_L(n)或所述第三混频信号y_E(n)做降采样处理得到第五混频信号y_L(k)或第六混频信号y_E(k)中，进一步的：所述第一混频信号y_P(n)的降采样过程可以用公式(7)表示

∵

∴

同样地所述第二混频信号y_L(n)的降采样过程可以用公式(8)表示

其中，T_s为初始采样周期，M为求和运算点数。

7.根据权利要求6所述的高动态卫星跟踪方法，其特征在于，在所述对所述第四混频信号y_P(k)和所述第五混频信号y_L(k)做快速傅里叶变换处理得到快速傅里叶变换输出幅度谱的最大值或者对所述第四混频信号y_P(k)和所述第六混频信号y_E(k)做快速傅里叶变换处理得到快速傅里叶变换输出幅度谱的最大值中，进一步的：

所述第四混频信号y_P(k)用来表示连续函数经过离散和截断两个处理过程后的信号，可以用公式(9)表示

式中T_L为矩形窗的长度，rect(·)为矩形函数，δ(·)为狄拉克函数；

经过快速傅里叶变换后，快速傅里叶变换输出幅度谱的最大值和Δf的关系可以用公式(10)表示

其中，round是取整函数，M_{FFT_P}(Δf)为快速傅里叶变换输出幅度谱的最大值，sinc(·)为sinc函数。

8.根据权利要求7所述的高动态卫星跟踪方法，其特征在于，在所述的利用最速上升法以及所述快速傅里叶变换输出幅度谱的最大值对载波进行跟踪中，进一步的：

根据最速上升法的原理，载波跟踪过程可以用公式(11)表示

其中，Δf_k+1为下一时刻接收信号和本地即时载波之间的频率差，Δf_k为当前刻接收信号和本地即时载波之间的频率差，μ为控制步长，P_{F_P}|_k为当前时刻即时性能函数值，P_{F_L}|_k为当前时刻滞后性能函数值。

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