KR20080077953A

KR20080077953A - 다운-샘플링 기반 네비게이션 위성 신호 추적에 대한 고속푸리에 변환

Info

Publication number: KR20080077953A
Application number: KR1020087006658A
Authority: KR
Inventors: 지케 지아; 치신 왕
Original assignee: 에스아이알에프 테크놀로지 홀딩스, 인크.
Priority date: 2005-08-31
Filing date: 2006-08-30
Publication date: 2008-08-26
Also published as: EP1941296A2; WO2007027933A2; US20070046536A1; US8466836B2; EP1941296A4; WO2007027933A3

Abstract

내비게이션 위성 신호들을 추적하는 방법 및 장치를 청구하고 있다. 본 발명에서는, 다운-샘플링 및 주파수 도메인 변환의 조합을 이용하여, 동적 환경 하에서 내비게이션 위성 신호들을 추적한다. 긴 코히어런트 적분을 이용한 고속 푸리에 변환(FFT)을 채용하여, 높은 분해능으로 가변 주파수 성분들을 결정한다. 복수의 상관화 값들을 이들의 평균값으로 나타냄으로서, 입력 값들의 긴 시퀀스를 보다 적은 개수의 값들로 나타내는 것이 가능할 수 있으며, 비교적 짧은 길이의 FFT가 추적 동작 동안에 신호에 존재하는 낮은 주파수 성분들을 노출시킬 수 있다. 이러한 다운-샘플링 방법을 이용하여, 주파수 분해능에 대한 손상없이도, 계산상 부하의 큰 감소를 실현할 수 있다.

Description

다운-샘플링 기반 네비게이션 위성 신호 추적에 대한 고속 푸리에 변환{FAST FOURIER TRANSFORM WITH DOWN SAMPLING BASED NAVIGATIONAL SATELLITE SIGNAL TRACKING}

본 발명은 일반적으로 내비게이션 신호 수신기에 관한 것이다. 보다 자세하게는, 내비게이션 시스템 위성들로부터 획득된 신호들을 효과적으로 추적하는 기술에 관한 것이다.

GPS(global positioning system; 위성 위치확인 시스템)은 미국방부에 의해 구축되어 운영되는 위성 기반 무선 네비게이션 시스템이다. 이 시스템은 약 12시간의 주기로 약 11,000 마일의 고도에서 지구 궤도를 선회하는 24개의 위성을 이용한다. 24개보다 많은 위성들이 여분으로서 존재할 수도 있다. 이들 위성은 최소 6개의 위성이 극지방에서를 제외한 지구 표면 상의 어떠한 위치에도 언제라도 볼 수 있도록 6개의 상이한 궤도들에 위치된다. 각각의 위성은 원자 시계를 기준으로 하여 시간 및 위치 신호를 송신한다. 통상적인 GPS 수신기는 이 신호에 로크(lock)하여 이 신호에 포함된 데이터를 추출한다. 충분한 개수의 위성으로부터의 신호들을 이용하여, GPS 수신기는 위성의 위치, 속도, 고도 및 시간을 계산할 수 있다.

GPS 수신기들은 많은 모드에서 동작할 수 있다. "핫 스타트(hot start)" 모 드에서, 수신기는 시간, 위성의 최종 위치, 및 위성의 메모리에 저장된 위성 위치에 대한 정보(또한 당해 기술 분야에서 책력 또는 천문력으로 알려져 있음)를 이미 갖고 있다. 수신기는 이러한 저장된 정보를 이용하여 어느 위성이 거의 가시가능한지를 판정할 수 있고, 그 후, 수신기는 단시간에 이들 위성 신호들에 로크할 수 있다. 한편, 수신기는 위성의 위치, 시간, 또는 저장된 책력에 대한 이전의 데이터를 가질 수 없다. 이러한 "콜드 스타트" 모드에서는, 수신기가 배열(constellation)에 존재하는 모든 위성들로부터 신호를 검색해야 한다. 몇몇 다른 모드들도 있는데, 이들 모드에서는, 시간, 위치 및 책력에 대한 부분적인 정보가 이용가능하며, 대응하는 스타트 모드는 "웜 스타트(warm start)"로서 알려져 있다.

GPS 수신기는 위치, 속도 및 시간을 유도하기 위해 적어도 4개의 위성을 포착하여 로크하여야 한다. 통상적으로, GPS 수신기는 많은 병렬 채널들을 갖고 있으며, 이 각각의 채널은 별도의 가시가능 GPS 위성으로부터 신호들을 수신한다. 위성 신호들의 획득은 주파수 및 PN 코드 위상의 2차원 탐색을 수반한다. 각각의 위성은 고유의 PN 코드를 수신하며, 이것은 매 밀리초(millisecond) 마다 반복한다. 수신기는 국부적으로 복제 주파수 및 복제 코드 위상을 발생시키며 이들을 수신된 위성 신호와 상관화시킨다. PN 코드는 적어도 2046개의 위상에서 탐색되어야 하며, 주파수 탐색은 위성과 수신기 사이의 상대 운동으로 인하여 도플러 주파수에 의존한다. 국부 발진기 불안정성으로 인해 추가 주파수 변동이 일어날 수 있다.

위성 신호가 강하면, 수신기는 단기간에 위성 신호의 존재를 검출할 수 있다. 그러나, 신호가 약하면, 긴 신호 상관화가 필요하게 되고, 큰 계산 부하를 필 요로 하는 적분(integration) 또는 상관화가 코히어런트되어야 하는 것이 필요하다. 신호들은 군엽이나 빌딩에 의한 장해물 또는 실내 활동으로 인해 약해질 수 있다. 이들 약한 신호 전력 조건 하에서 신호들을 획득하기 위하여 특수한 기술들이 필요하다. 이들 조건 하에서 보다 광범위하게 이용되는 기술들 중 하나가 AGPS(assisted GPS)로 알려져 있다. AGPS의 방법은 미국 특허 제5,884,214호에 개시되어 있다. 이 기술은 주로 셀 폰에서의 GPS 수신기에 이용된다. 이 방법에서, 셀룰라 기지국 또는 서버는 천문력, 시간 및 데이터 비트 에지 위치를 셀 폰에서의 GPS 수신기에 제공하여, GPS 수신기가 위성 신호를 획득할 수 있다. 이러한 기술은 기지국 또는 서버와의 동기를 필요로 하며, 이 서비스는 셀 폰 오퍼레이터에 의해 제공되어야 한다. 결과적으로, 이것은 과다한 가입(subscription) 비용과 기지국 증가를 야기한다.

AGPS에서의 단점으로 인하여, 외부의 보조 없이 약한 GPS 신호를 획득할 수 있는 것이 바람직하다. 이러한 접근 방식의 예는 미국 특허 제5,271,034호, 제6,392,590호, 및 제6,611,756호에 개시되어 있다. 그러나, 대부분의 이들 기술은 지리한 적분 및 고속 푸리에 변환(FFT)을 수행하는데 수반되는 대규모 계산으로 인하여 신호가 극도로 약한 경우에는 적합하지 못하다. 이들 기술에서는, 적분이 1밀리초 상관화 값의 합산을 수반한다. 상관화 값은 1밀리초 간격 동안에 국부적으로 이용가능한 PN 코드 샘플들과 입력 신호의 샘플들을 비교하여 구해진다. 샘플 값들의 일치와 불일치 간의 차이가 이러한 상관화 값이다. 완전 상관화 및 무잡음의 경우, 상관화 값은 1 밀리초 길이에서의 샘플들의 개수와 동일하며, 예를 들어, 1 밀 리초에서의 코드 길이 당 샘플들의 개수가 2046개인 경우, 완전 상관화 값은 2046이 된다. 그러나, 이 코드들이 정렬되어 있지 않을 경우, 이 값은 -130 또는 +126 또는 -2일 수 있다. 따라서, 이러한 경우, 수신 신호의 검출이 쉽게 결정될 수 있다. 그러나, 잡음이 존재하는 경우, 상관화 값은 2046이 될 수 없고 더 낮은 값이 될 수 있으며, 신호가 극도로 약한 경우에는, 정확한 상관화를 결정하지 못할 수 있다. 이들 환경에서, 수신기는 적절한 값에 도달하기 위하여 연속하는 수 밀리초 동안에 상관화 값을 추정할 수 있다. 이러한 수 밀리초 동안의 합산은 또한 코히어런트 적분으로서 알려져 있다. 코히어런트 적분은 잔류 반송파 주파수로 인한 샘플 반전(sample reversal)이 없을 것을 필요로 한다. 반송파 주파수로 인한 반전들이 있을 경우, 상관화들은 샘플 길이들의 비반전된 부분들을 통하여 수행될 수 있고 각각의 부분을 제곱함으로써 추가될 수 있다. 이것은 비코히어런트 적분으로 알려져 있다. 비코히어런트 적분에 비하여, 코히어런트 적분은 동일한 적분 길이에 대하여 보다 양호한 결과들을 제공한다. 약한 신호 전력을 높이기 위해서는 장시간의 적분이 필요하다. 그러나, 적분 시간이 증가함에 따라, 낮은 잔류 반송파 주파수의 요건이 코히어런트 적분에 대하여 보다 까다롭게 된다. 또한, 많은 경우, 수신기 프로세서들은 장기간 동안에 코히어런트 적분의 계산적 요구들을 충족시키지 못할 수 있다.

일단 위성 신호가 획득되었다면, 신호 특성의 변동에 엄밀하게 추종하여 그 신호를 로크시키는 것이 필요하며, 이러한 프로세스는 신호 추적으로 알려져 있다. 수신기는 위성 도플러, 국부 발진기 불안정성, 플랫폼 동적 특성(dynamic) 등과 같 은 여러 이유들로 인한 반송파 주파수에서의 변동 및 신호 전력에서의 상당한 드롭과 같은 이유들로 인하여 획득된 신호를 추적하는 것을 실패할 수 있다. 약한 신호 및 높은 동적 조건들 하에서의 효과적 신호 추적에 대한 여러 개의 특허가 있다. 예를 들어, 미국 특허 제6,879,913호는 반송파없는 추적 방식(carrier-less tracking scheme)을 위하여 궤도 데이터로부터 도플러 추정값 및 잘 제어된(disciplined) 발진기를 이용한다. 한편, 미국 특허 제6,868,110호는 에러 추정값을 추적하고 추적에 있어서 어떠한 바이어스를 제거하는 것을 수반하는 방법을 채용한다. 이 방법은 의사 범위(pseudo-range) 오차 측정값에 기초하는 미국 특허 제6,738,015호에 개시되어 있다. 한편, 미국 특허 제6,674,401호는 신호 프로세서에 대한 샘플 입력의 일정 비율값을 유지하기 위해 샘플 평균화 방식(sample-averaging scheme)을 채용한다. 이들 방법 중 어느것도 추적 동안에 약한 신호 조건 뿐만 아니라 동적 조건 하에서의 문제를 해결하지 못한다.

따라서, 당해 기술에서는, 내비게이션 위성 신호 수신기가 약한 신호 조건 및/동적 신호 조건들 하에서 획득된 신호를 추적할 수 있는 것이 필요하다.

본 발명의 일 양태에서는, 불리한 신호 조건들 하에서 내비게이션 위성 신호 추적을 위한 방법이 제공된다. 추적하는 동안에, 국부 주파수가 수신 신호의 변동에 충분히 근사하게 유지하기 위하여, 높은 주파수 분해능이 장지속 시간의 상관화 값들의 시퀀스의 FFT에 의해 제공될 수 있다. 상관화 값들의 시퀀스들을 평균 처리하고 다운-샘플링함으로써 동일한 시간 간격 동안에 배포되는 최소 개수의 값들을 가진 시퀀스를 구할 수 있다. 예를 들어, 수개의 연속적인 값들이 하나의 그룹으로 묶여질 수 있고, 그 후, 이 그룹에서의 값들이 그룹의 단일 값으로 대체될 수 있다. 따라서, 많은 수의 값들이 주어진 동일한 기간동안에 보다 적은 개수의 값들로 대체될 수 있다. 결과적으로 다운-샘플링된 시퀀스의 FFT를 계산함으로써, 주파수 성분들이 높은 주파수 분해능과 감소된 계산 요구로 계산될 수 있다. 최대 전력을 갖는 주파수 성분은 추적하는 실제 반송파 주파수를 식별하는데 이용될 수 있다. FFT의 적절한 길이와 다운-샘플링 비율값을 선택함으로써 어떠한 플랫폼 동적 특성들도 적절하게 처리될 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 GPS 수신기를 나타내는 블록도이다.

도 2a는 시간 도메인에서의 다운-샘플링을 설명하는 도면이다.

도 2b는 최초 시퀀스의 주파수 변환 및 다운-샘플링 이후의 시퀀스의 주파수 변환을 나타내는 도면이다.

도 3은 FFT 및 다운-샘플링을 이용한 추적 프로세스를 나타내는 흐름도이다.

도 4는 인접하는 서브세트들 간의 부호 변화를 나타내는 도면이다.

본 발명에 따른 수신기의 바람직한 실시예가 도 1에 도시되어 있다. 중간 주파수(IF) 신호 입력(101)은 통상적인 RF 프론트 엔드(100)의 아날로그/디지털 변환기(ADC) 출력으로부터 수신기의 기저대역부에 진입한다. IF 입력은 IF 믹서(102 및 103)에서 각각 동위상 및 직교 위상으로, 직접 디지털 주파수 합성기(direct digital frequency synthesizer(DDFS); 106)에 의해 발생된 국부 주파수 신호와 곱해진다. 이러한 믹싱은 ADC 출력(101)을, 동위상(I) 성분(107)을 발생시키는 국부 DDFS 주파수 동위상으로 곱하는 것을 수반한다. 병렬 경로에서, 동일 신호(101)는 DDFS 주파수 직교 위상(즉, 90°의 위상 시프트를 가짐)으로 곱해져 직교(Q) 성분(108)을 생성한다. DDFS(106)는 반송파 NCO(numerically controlled oscillator; 105)에 의해 구동된다. 또한, 반송파 NCO(105)는 프로세서(113)로부터 위상 및 주파수 정정값들을 수신한다. 이러한 정정에 기초하여, DDFS 주파수 및 위상은 ADC 출력(101)의 주파수 및 위상과 거의 같아진다. 따라서, IF 믹서(102 및 103)에 의해 생성되는 I 및 Q 신호들이 거의 제로 반송파 주파수가 된다. I 및 Q 신호들은 로우 패스 필터링되어, IF 주파수 대역의 두배와 같은 고주파수 성분들을 제거할 수 있다.

I 및 Q 성분(107 및 108)은 각각 상관화기(109 및 110)에서, PN 발생기(111)에 의해 발생되는 국부 발생 PN 시퀀스와 상관화된다. PN-시퀀스는 당시에 기저대역부에 의해 처리되고 있는 채널에 대응한다. PN 시퀀스 발생기는 코드 NCO(112)에 의해 구동된다. 국부 코드 발생기 주파수는 프로세서(113)로부터 코드 NCO(112)로의 정정 피드백에 의해 I 및 Q 경로의 코드 레이트와 같게 이루어진다. 또한, 프로세서(113)는 PN 코드 발생기(111)에 신호를 송신하여 국부적으로 발생된 코드의 시작 위상을 설정한다. 코드 NCO(112)는 상관화기(109 및 110)에 정확한 클록 신호를 제공한다. 예를 들어, 코드 NCO(112)는 클록 신호를 제공하여, 신호 획득 단계에서 PN 칩마다 2개의 샘플을 발생시키고 추적 단계 동안에 칩마다 3개의 샘플을 발생시 킨다. SYS CLK(104)는 NCO(105) 및 코드 NCO(112)에 공통 클록 동기 신호를 제공한다. 그 후, 상관화기 출력 값들이 매 밀리초 간격으로 프로세서(113)에 송신된다. 프로세서(113)는 디지털 신호 프로세서(DSP) 코어일 수 있다. 아래 보다 자세히 설명할 바와 같이, 후속하는 신호 처리들은 프로세서(113)에서 발생한다. 위에서 설명된 수신기 기저대역부의 추가 세부 내용은 2005년 6월 5일 출원된 미국 특허 출원 번호 제11/123,861호에 개시되어 있으며, 이하 그 내용 전체를 참조로서 포함한다.

DSP 코어(113)는 상술한 GPS 기저대역부로부터 1 밀리초 적분처리된 (상관화된) I 및 Q 값들을 수신한다. DSP 프로세서에서 GPS 신호를 획득하기 위하여, 모든 휴지기간(dwell)(반송파 주파수, 코드 오프셋)이 탐색된다. 이것은 2차원 탐색이다. 코히어런트 적분 및 비코히어런트 적분은 GPS 신호를 획득하는데 일반적으로 이용되는 2개의 적분 방법이다. 코히어런트 적분은 동일한 적분 시간 동안 보다 큰 계산 부하를 희생시켜 보다 나은 신호 이득을 제공한다.

1 밀리초 코히어런트 적분과 함께 비코히어런트 적분과 관련된 전력은,

이며, 코히어런트 적분과 관련된 전력은,

이다. 여기서, I(n) 및 Q(n)은 간격 n에서 기저대역부로부터의 1밀리초 적분 값을 나타내며, N은 1 밀리초 적분 간격의 원하는 횟수를 나타낸다. 코히어런트 적분에서, 유효 주파수 대역폭이 좁혀져, 주파수 스텝이 비코히어런트 적분에서의 것보다 더 작아지는데, 이는 코히어런트 적분을 이용하는 경우 탐색을 위해 보다 많은 주파수 빈(bin)들이 있음을 의미하는 것이다. 이러한 충격을 완화시키는 한 방법은 코히어런트 적분에 대해 FFT 방법을 이용하는 것으로서, 이에 의해 보다 많은 주파수 빈들이 한번에 검사될 수 있다. 그러나, 특히 연장된 기간 동안에 코히어런트 적분을 위하여 하나의 추가 파라미터(즉, 비트 에지)가 검출될 것이 필요하게 된다. 따라서, 있는 그대로 이용될 경우, 이 FFT 기반 방법은 증가된 계산 부하를 야기할 수 있다. 대략적인 획득(C/A; coarse acquisition) 및 미세 획득(F/A; fine acquisition)으로 구성된 다단계 획득 방식이 채용되어 계산 부하를 감소시킬 수 있다.

신호가 획득되었으면, 신호가 국부적 복제 신호를 이용하여 추적된다. 이상적으로, 국부적 신호는 입력 신호에서의 주파수 변동을 엄밀하게 추종해야 하는데, 이것은 높은 동적 GPS 플랫폼들이 포함되어 있는 경우에 특히 중요하다. 때때로, 주파수 편차가 클 수 있지만, 다른 때에는 이러한 편차가 작을 수도 있다. 신호 획득에 요구되는 큰 범위보다 더 작은 적절한 주파수 범위의 커버리지가 충분하다. 그러나, 주파수 변동을 엄밀하게 추종하기 위해서는, 주파수 성분의 높은 분해능 추정이 요구된다. FFT 프로세스는 보다 긴 시간 간격 동안에 확장하는 상관화값들의 시퀀스를 처리함으로써 높은 분해능 주파수 성분을 발생시킬 수 있다. 그러나, 긴 시간 간격 내에서의 값들의 개수가 많을 수 있고 많은 개수의 값들의 FFT를 계 산하는 것은 보다 큰 계산 부하와 시간을 필요로 한다. 그러나, 본 발명의 기술을 이용하면, 이러한 긴 시간 간격 내에서의 값들의 개수가 감소될 수 있고, 이에 의해 또한 FFT 길이도 감소될 수 있어, 관련된 계산 부하 및 시간이 감소된다. 시퀀스에서의 값들의 개수를 감소시키는 한 기술은 한 그룹의 연속하는 값들을 그룹에서의 값들의 평균값으로 대체하는 것이다. 다른 방법에서는, 평균값 대신에, 그룹의 합을 이용할 수도 있다. 값들의 그룹을 나타내는 다른 많은 기술도 또한 고려할 수 있다. 이들 방법은 예를 들어, 그룹 값들의 부호가 동일한 경우에 이들의 평균 제곱근(RMS) 값들에 의해 또는 값들의 시퀀스를 데시메이트(decimating)함으로써 그룹을 표현하는 것을 포함할 수 있다. 평균화 또는 합산 기술은 다른 부호들을 가진 모든 값들을 고려할 경우 간단하고 정밀하기 때문에 대부분의 경우 바람직하다. 여기서의 값들은 국부적으로 복제된 입력 신호의 1밀리초 상관화의 결과값임을 주지해야 한다.

시간 도메인에서의 값들의 시퀀스를 하향 변환하는 기술이 도 2a에 도시되어 있다. 총 지속 시간(T)에 걸쳐 있는 20개의 상관화 값의 최초 스트림(201)은 4개의 그룹(201A, 201B, 201C, 201D)으로 분할되며, 각각의 그룹에서의 5개의 연속하는 값들, 예를 들어, 값 200은 그룹(201A)에서의 5개의 값들 중 두번째이다. 인접하는 값들은 본 경우에 1밀리초인 균일한 시간 간격(t)으로 분리된다. 하향 변환된 시퀀스(202)는 각각의 값들의 그룹을 대표값으로 대체함으로써 최초 시퀀스(201)로부터 유도된다. 이 예에서, 4개의 그룹(201A 내지 201D)은 4개의 대응값들(202A 내지 202D)로 교체된다. 예를 들어, 값(202A)은 그룹(201A)에서의 4개의 연속하는 값들 을 평균을 취함으로써 계산될 수 있다. 따라서, 값들의 개수가 5:1의 비로 감소될 수 있고, 시퀀스(202)에서의 하향 변환된 값들 간의 시간 간격은 5t가 된다. 최초 시퀀스(201)의 총 지속 시간(T)은 하향 변환된 시퀀스(202)의 총 지속 시간(T)과 동일하다. 각각의 그룹에서의 값들의 개수(즉, 하향 변환된 인수)는 어떠한 정수값도 될 수 있다.

도 2b는 최초 시퀀스의 주파수 변환과, 대응하는 다운-샘플링된 시퀀스의 주파수 변환을 나타내며, 구체적으로는, 주파수 도메인 시퀀스(203)가 최초 시간 도메인 시퀀스(201)의 FFT인 한편, 주파수 도메인 시퀀스(204)가 대응하는 하향 변환된 시퀀스(202)의 FFT이다. 시퀀스(203 및 204)로부터, 이들 2개의 주파수 도메인 시퀀스의 길이들이 서로 다르지만 이들 주파수 분해능은 양쪽 모두 1/T임이 명확해진다. 주파수 도메인 시퀀스(204)가 시퀀스(203)보다 적은 상관화 값을 갖고 있지만, 고주파수 성분들이 추적 단계에서 주파수 동적 특성의 범위를 벗어나기 때문에, 시퀀스(204)에서 손실하는 이들 고주파수 성분은 신호 추적에 필요하지 않게 된다. GPS 플랫폼 동적 특성에서의 변동이 높은 경우, 예를 들어, 주파수가 큰 범위에 걸쳐 변화하는 경우, 많은 주파수 빈들이 고려될 필요가 있다. 한편, 플랫폼 동적 특성이 작은 경우, 주파수 변동이 또한 작아지며, 그 결과, 큰 적분 길이 또는 많은 개수의 값들이 고주파수 분해능을 획득하는데 필요하게 된다.

GPS 추적의 경우, 수신기의 기저대역부로부터의 1밀리초 상관화 값들은 최초 시퀀스에서의 값들로서 기능한다. 일단 신호가 획득되었다면, 수신기는 추적 모드에 진입한다. 추적시, 반송파 주파수는 획득 단계 동안의 범위에 비하여 상대적으 로 좁은 범위 내에서 변동될 것이다. 그룹 사이즈는 "허용가능한" 주파수 범위에 반비례한다. 최대로 허용가능한 주파수 변동은 1인 그룹 사이즈, 즉, 다운-샘플링이 없는 그룹 사이즈에 대응한다. 그룹 사이즈가 1인 경우, 최대로 허용가능한 주파수 변동 범위는 1000 Hz이며, 이것은 1000 Hz의 최초 샘플링 레이트에 의해 결정된다. 필요한 주파수 변동 범위가 Δf인 경우, 그룹 사이즈는 1000/Δf 보다 크지 않은 어떠한 정수값도 될 수 있다. 예를 들어, 주파수 동적 범위가 200 Hz인 경우, 그룹 사이즈는 5 이하가 될 수 있다. 보다 작은 그룹 사이즈는 보다 작은 다운-샘플링 비값에 대응하며, 보다 많은 수의 주파수 성분들을 발생시킬 것이다. 한편, 보다 큰 그룹화는 보다 적은 주파수 성분들을 생성할 것이며, 이것은 저속의 주파수 변동에 적합하다. 따라서, 사용자 플랫폼 동적 특성이 높은 경우, 그룹 사이즈는 바람직하게 작다.

도 3에서의 플로우 차트는 다운-샘플링 및 FFT를 이용한 추적 동작의 일 실시예를 나타낸다. 1 밀리초 상관화 값들이 단계 302에 도시한 바와 같이 하드웨어로부터 수집된다. 결정 블록 303에서, 프로세스는 충분한 개수의 값들이 이미 수집되었는지를 검사한다. 충분한 값들이 수집된 후(이 예에서는 80개임), 연속하는 값들이 단계 304에서와 같이 그룹들로 분할된다. GPS의 Ll 신호는 바이 페이스 시프트 키(bi-phase shift key; BPSK) 변조에 의해 50 비트/초 데이터 스트림으로 변조된다. 1 및 0 비트 값은 각각 0 및 180°의 반송파 위상 시프트에 의해 표현된다. 한 데이터 비트의 지속 시간은 20 ms, 즉, 20 개의 연속하는 상관화 값이다. 따라서, 그룹의 값들의 부호 변화는, 그 특정 그룹이 그룹 내에서 비트 에지를 가질 경 우 발생할 수 있다. 이러한 부호 변화 때문에, 그룹의 분할이 데이터 비트 에지와 정렬되어, 그룹의 크기가 20보다 작은 경우 한 그룹에서의 값들 사이에 부호 트랜지션이 없게 된다. 일 실시예에서, 그룹 마다 5개의 값들을 갖는 16개의 그룹이 있으며, 다운-샘플링 비값은 5이다(설명을 쉽게 하기 위하여, 도 2a 및 도 2b는 단지 4개의 그룹의 경우를 도시하였음). 각각의 그룹에서, 각 그룹의 5개의 값들의 평균값이 단계 305에서와 같이 계산된다. 단계 306에서, 값들의 최초 시퀀스가 평균 값들로 대체되어, 다운-샘플링된 시퀀스를 생성한다. 각각의 평균 값은 그 평균값의 대응하는 값 그룹의 임시의 중점에 놓일 수 있다. 이 실시예에서, 인접하는 값들 사이에 5밀리초 시간 간격을 갖는 16개의 평균값들의 시퀀스가 있을 수 있다. 이 시퀀스는 80 밀리초의 총 지속기간을 갖게 된다. 다운-샘플링된 시퀀스의 값들은 {s₀, s₁, ..., s₁₅}으로 표기될 수 있으며, 여기서, s_i=I_i+Q_i(여기서, 0≤i<16)이며, I_i는 i번째 그룹에서의 동위상 상관화 값들의 평균값이고, Q_i는 i번째 그룹에서의 직교위상 상관화 값의 평균값이다.

그 후, 이들 16 포인트 컴플렉스 FFT가 단계 307에서 계산되어, 주파수 성분들의 시퀀스를 생성한다. 데이터 변조의 존재로 인하여, FFT는 값들 간의 가능한 비트 부호 변화들로 인하여 직접 계산될 수 없다. 데이터 비트 극성을 이미 알고 있는 경우에는, 데이터 비트 극성이, 그 값에 1(양의 극성)을 곱하거나 -1(음의 극성)을 곱함으로써 제거될 수 있고, 그 후, FFT를 계산할 수 있다. 그러나, 대부분의 경우에, 데이터 비트 극성을 미리 알고 있지 않다. 이러한 문제에 대한 한 솔루 션은 도 4에 도시한 바와 같이 최대 가능성 기준 기반 알고리즘(maximum likelihood criterion based algorithm)을 이용하는 것이다. 다운-샘플링된 시퀀스에서의 16개의 값들은 4개의 서브세트로 분할된다. 각각의 서브세트는 4개의 값을 포함하며, 각각의 값들은 20 밀리초의 동일한 데이터 비트 지속 시간 내에 있다. 부호 변화는 2개의 인접하는 서브세트들 간에 발생할 수 있다. 도 4에서, 400 및 403과 같은 점들은 동일한 데이터 비트 지속 시간 내에 있는 서브세트들을 나타내며, 화살표는 제1 데이터 비트의 극성에 대한 현 데이터 비트의 상대 극성을 나타낸다. 제1 데이터 비트의 극성을 양의 극성인 것으로 가정하여 본다. 따라서, 화살표 401은 제2 서브세트를 커버하는 제2 데이터 비트가 제1 서브세트의 극성과 동일한 극성을 갖고 있음을 나타내는 한편, 화살표 402는 제2 서브세트를 커버하는 제2 데이터 비트가 제1 서브세트에 대하여 반대 극성을 갖고 있음을 나타낸다. 실제의 절대 데이터 비트 극성은 제1 데이터 비트의 극성의 불확실성으로 인하여 여기서는 결정되지 않는다. 그 대신에, 제1 데이터 비트에 대한 극성 변화들이 추정된다(실제의 절대 극성은 신호 추적의 모듈에 있지 않은 별도의 프로세스에 의해 추후에 결정된다). 양쪽 모두의 가능한 상대 극성들은 최대 가능성 기준을 이용하여 그리고 제1 데이터 비트에 대한 상대 극성들이 알려져 있는 자신의 모든 이전 서브세트들을 고려함으로써 검사된다. 따라서, 고려되는 이전 서브세트들의 개수는 단지 적분 길이에 걸친 데이터 변조를 제거하는 것이기 때문에, 고려되는 이전 서브세트들의 개수는 1(단계 2에서, 아래)로부터 3(단계 4에서, 아래)으로 변화할 수 있다. 결합된 이전의 서브세트의 주파수 성분들이 계산된다. 그 후, 현 서브세트의 주파 수 성분들이 또한 계산된다. 이들 2개의 주파수 성분 세트는 가산되고 감산되어, 더 높은 값을 갖는 결과가 극성을 결정한다, 즉, 더 높은 전력을 야기하는 극성이 선택되는 한편, 더 낮은 전력을 갖는 다른 극성은 제거된다. 이러한 과정은 다음과 같다.

단계 1: 제1 서브세트의 FFT를 계산

제1 서브세트의 입력된 시간-도메인 시퀀스는 {s_k}={s₀, s₁, s₂, s₃, O, 0, ..., 0}이다. 16 포인트 컴플렉스 고속 푸리에 변환 후에, 주파수 도메인에서의 출력 시퀀스가 {s_k}={s₀, s₁, ..., s₁₅}로서 표기될 수 있다.

단계 2: 제2 서브세트의 FFT를 계산하고, 그에 따라 주파수 도메인에서의 시퀀스를 업데이트한다.

제2 서브세트에서의 입력 시퀀스는 {0, 0, 0, 0, s₄, s₅, s₆, s₇, 0, 0, ..., 0}이다. 16-포인트 컴플렉스 고속 푸리에 변환 후, 주파수 도메인에서의 중간 출력 시퀀스는 {SM₀, SM₁, ..., SM₁₅}로서 표기될 수 있다. 출력 시퀀스는 다음과 같이 업데이트될 수 있다.

여기서, "+"는 화살표 401로 도시한 바와 같이 제1 데이터 비트와 동일한 극성에 대응하는 한편, "-"는 화살표 402로 도시한 바와 같이 제1 데이터 비트와 반대인 극성에 대응한다. 함수 급수(Power)(·)는 복소수 값의 실수 부분과 허수 부 분의 제곱의 합으로서 정의된다.

단계 3: 제3 서브세트의 FFT를 계산한 다음, 이에 따라 주파수 도메인에서 시퀀스를 업데이트한다.

단계 4: 제4 서브세트의 FFT를 계산한 다음, 이에 따라 주파수 도메인에서 출력 시퀀스를 업데이트한다.

위의 4개의 단계 이후에, FFT의 최종 결과를 얻는다. 주파수 도메인에서의 시퀀스는 {S₀, S₁, ..., S₁₅}로서 표기되며, 여기서, S_k는 실수부 Real(S_k)와 허수부 Img(S_k)를 갖는 복소수이다. 단계 308에서, k번째 주파수 빈의 전력은, P_k=Power(S_k)=Real(S_k)²+Img(S_k)²로서 계산될 수 있고, 전력 시퀀스{P₀, P₁, ..., P₁₅}를 발생시킨다. 이러한 세트에서의 최대 전력값은 Pm으로 표기될 수 있고, 여기서, m은 대응하는 주파수 빈의 인덱스이다.

단계 309에 도시된 바와 같이, 피크 전력은 소정의 추적 임계값과 비교될 수 있다. 추적 임계값은 잡음 전력에 기초한다. 이 실시예에서, 추적 임계값은 바람직하게는 잡음 전력의 3배이다. 피크 전력이 추적 임계값보다 큰 경우, 대응하는 반송파 주파수는 다음과 같이 업데이트된다.

여기서, f_error는 현재의 80 ms의 평균 주파수 에러이며, f_n은 현재의 80 ms에 이용되는 국부적 복제 신호의 반송파 주파수이고, f_n+1 은 다음 80 ms에 이용될 국부적 복제 신호의 반송파 주파수이다. 동시에, 단계 311에 도시한 바와 같이, M이 자신의 상한값 U에 도달할 때까지 추적 카운트 M이 1씩 증가한다.

그러나, 한편 결정 블록 309에서 피크 전력이 추적 임계값보다 작은 경우, 단계 310에 도시한 바와 같이, 추적 카운트 M은 추적 카운트가 제로에 도달할 때까지 1씩 감소된다. M의 결과적인 값은 제로보다 크게 되며, 추적 프로세스는 상관화 값들의 새로운 세트들을 이용하여 302에서 계속 진행된다. 그러나, 최종의 80 ms에서는 추적되는 신호가 없기 때문에 반송파 주파수는 블록 314에 도시한 바와 같이 업데이트되지 않는다. 만약 M이 제로인 경우, 수신기는 신호를 추적하고 있는 것으로 간주되지 않고, 신호의 재획득이 단계 313에서 수행된다.

블록 311에서 추적 카운트 상한값 U가 추적 지속 시간(tracking hold time) 에 의해 결정된다. 이 실시예에서, 추적 지속 시간은 2초이도록 설정된다. 이 실시예에서의 U의 값은 2/0.08 보다 작은 최대 정수(즉, 25)이며, 여기서, 0.08은 코히어런트 적분 시간이며, 또한 0.08 초 또는 80 ms는 반송파 주파수 업데이트 간격이기도 하다. 따라서, 피크 전력이 25 회 동안의 추적 임계값보다 연속적으로 작은 경우, 추적은 유실된 것으로 간주된다. 한편, 피크 전력이 때때로 추적 임계값보다 작은 경우에는, 추적은 계속되지만 반송파 주파수가 반드시 업데이트되는 것은 아 니다. 이것은 고가도로 아래를 통과하는 등의 신호 전력 변화 환경에서 매우 유용한 것이다.

대부분의 경우에, 실제 반송파 주파수는 16개의 주파수 라인들의 것과 정확히 같지가 않다. 실제 반송파 주파수는 2개의 인접하는 주파수 라인들 사이에 있을 수 있다. 반송파 주파수를 미세조정(finetune)하기 위해 보간법(Interpolation)이 이용될 수 있다. 이 보간법은 FFT 기반 추적 알고리즘의 성능을 개선하는 향상된 옵션이다. 계산 비용과 정밀도 간의 트레이드 오프로서, 2차 보간법(quadratic interpolation)이 최대 전력을 가진 주파수 성분과 이것의 인접하는 주파수 성분들에 기초하여 채용될 수 있다. 피크 전력을 P_m인 것으로 가정하기로 하며, 여기서 m(0≤m<16)은 대응하는 주파수 인덱스이다. 처리를 용이하게 하기 위하여, 다음과 같이 인덱스를 변경한다.

따라서, 피크 전력에 대한 새로운 주파수 인덱스는 k가 되며, 여기서, -8≤k<8이 된다.

피크 전력(P_k)에 대하여 2개의 인접하는 전력들(P_L 및 P_R으로 표기됨)은 다음 표에 따라 정의된다.

표 1: 피크 전력 및 피크 전력의 인접하는 전력들

전력의 값은 도 3의 블록 308에서와 같이 계산될 수 있다.

f_error의 값은 다음 식으로부터 계산될 수 있다.

그 후, 반송파 주파수는 식 (5)에 따라 다음의 80 ms 동안에 업데이트될 수 있다.

신호 추적에서 일반적인 바와 같이, 주파수 동기 루프(FLL)가 바람직하게 이용된다. 다른 향상된 옵션으로는, FLL이 또한 상술한 방법과 결합될 수 있다. FLL에 대한 입력 신호인 주파수 에러는 식 4 또는 식 7에 의해 구할 수 있다. 즉, 추가 주파수 판별기가 불필요하게 된다. FFT 분석을 통하여 구한 주파수 에러는 통상의 주파수 판별기로부터 구한 주파수 에러보다 높은 정밀도를 갖기 때문에, FLL의 로크 시간이 크게 단축될 수 있다. GPS 수신기에 대한 FLL의 보다 자세한 내용은 Elliot D. Kaplan(저자)의 "Understanding GPS: Principles and Applications"(Artech House Publishers, 보스톤, 1996)이라는 책의 5장에서 입수 가능하다.

상술한 2개의 옵션은 공동으로 또는 별도로 실시될 수 있다.

상술한 바와 같은 반송파 주파수 변동은 잡음으로 인하여 정확하지 못할 수 있으며, 따라서, 스케일 다운 주파수 변동이 통상 적용된다. 이 방법에서, 계산된 주파수 에러가 큰 경우에는 보다 작은 고정된 주파수 정정값이 적용된다.

본 발명이 현재 바람직한 실시예에 의해 설명되어 있지만, 이 개시된 부분은 제한적인 것으로 해석되지 않아야 함을 이해하여야 한다. 당업자가 이 개시된 부분을 읽은 후 여러 변형 및 수정을 이루어지게 할 수 있음은 의심할 여지가 없다. 예를 들어, 상술한 실시예들은 GPS 시스템을 일례로서 이용하여 설명하였지만, 이 기술들 및 방법들은 GLONASS, 갈릴레오(Galileo)를 포함한 다른 글로벌 위성 네비게이션 시스템, 및 WASS, EGNOS 및 MSAS와 같은 2차 시스템 뿐만 아니라 이들 시스템의 하이브리드에 대해서도 이용될 수 있다. 따라서, 첨부된 청구항은 본 발명의 사상 및 범위 내에 드는 모든 변형 및 수정을 포함하는 것으로서 해석되어야 한다.

Claims

글로벌 위성 내비게이션 수신기(global satellite navigation receiver)에서 수신 신호를 추적하는 방법으로서,

상기 수신 신호로부터 유도된 상관화 값들의 시퀀스를 수집하는 단계와;

수집된 시퀀스를 연속하는 상관화 값들의 N개의 그룹으로 분할하는 단계-상기 N은 양의 정수임-와;

N개의 그룹 각각으로부터, 다운-샘플링된 시퀀스를 형성하는 N개의 값들의 대응 세트를 계산하는 단계와;

주파수 도메인 시퀀스를 생성하기 위하여, 다운-샘플링된 시퀀스를 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로 변환하는 단계와;

주파수 도메인 시퀀스에서 최대 전력값을 식별하는 단계와;

식별된 최대 전력값에 기초하여 수신 신호와 국부적으로 생성된 복제 신호 간의 주파수 에러를 계산하는 단계와;

주파수 에러와 동일한 양만큼 국부적 복제 반송파 주파수를 조정하는 단계

를 포함하는 수신 신호의 추적 방법.
제1항에 있어서, 상기 N개의 값들의 대응 세트를 계산하는 단계는 N개의 그룹의 각각에서 연속하는 상관화 값들의 평균을 구하는 단계를 포함하는 것인 수신 신호의 추적 방법.
제1항에 있어서, 상기 N개의 값들의 대응 세트를 계산하는 단계는 N개의 그룹의 각각에서 연속하는 상관화 값들의 평균 제곱근을 취하는 단계를 포함하는 것인 수신 신호의 추적 방법.
제1항에 있어서, 플랫폼 동적 특성(platform dynamics)에 따라 N 값을 변경하는 단계를 더 포함하는 수신 신호의 추적 방법.
제1항에 있어서, 다운-샘플링된 시퀀스에서의 N개의 값들이 N개의 그룹의 임시 중점들로 할당되는 것인 수신 신호의 추적 방법.
제1항에 있어서, 상기 상관화 값들의 시퀀스를 수집하는 단계는 수신기 동적 특성의 함수로서 수집하기 위하여 값들의 총 개수를 선택하는 단계를 포함하는 것인 수신 신호의 추적 방법.
제1항에 있어서, 상기 국부적 복제 반송파 주파수를 조정하는 단계는 신호 잡음으로 인한 국부적 복제 반송파 주파수에서의 자연적인 버스트형 변화(burst-like change)들을 방지하기 위하여 조정비를 감소시키는 단계를 포함하는 것인 수신 신호의 추적 방법.
제1항에 있어서, 보간법(interpolation)에 의해 주파수 에러를 미세 조정하는 단계를 더 포함하는 수신 신호의 추적 방법.
제1항에 있어서, 추적 성능을 추가로 개선하기 위하여, 주파수 동기 루프(FLL)를 채용하는 단계를 더 포함하는 수신 신호의 추적 방법.
제9항에 있어서, FFT 분석에 의해 구한 주파수 에러는 주파수 동기 루프(FLL)에 대한 입력 잔류 주파수로서 이용되는 것인 수신 신호의 추적 방법.
제1항에 있어서, 상기 수집된 시퀀스를 연속하는 상관화 값들의 N개의 그룹으로 분할하는 단계는, 그룹들 간의 트랜지션과 비트 에지 트랜지션을 정렬하는 단계를 포함하는 것인 수신 신호의 추적 방법.
제1항에 있어서, 수신기 동적 특성의 함수로서 복수의 주파수 빈들을 선택하는 단계를 포함하는 수신 신호의 추적 방법.
제1항에 있어서, 상기 다운-샘플링된 시퀀스를 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로 변환하는 단계는, 데이터 변조를 제거하기 위하여 최대 가능성 기준 기반 방법을 이용하는 단계를 포함하는 것인 수신 신호의 추적 방법.
내비게이션 위성들로부터 신호들을 수신하기 위하여 RF 프론트 엔드를 포함하는 글로벌 위성 내비게이션 시스템 수신기 장치로서,

RF 프론트 엔드로부터 IF 신호들을 수신하는 기저대역부와;

상기 기저대역부로부터 I,Q 상관화값들을 수신하는 프로세서

를 포함하며, 상기 프로세서는,

상관화 값들의 시퀀스를 수집하며,

수집된 시퀀스를 연속하는 상관화 값들의 N개의 그룹(여기서, N은 양의 정수임)으로 분할하며,

N개의 그룹 각각으로부터, 다운-샘플링된 시퀀스를 형성하는 N개의 값들의 대응 세트를 계산하며;

주파수 도메인 시퀀스를 생성하기 위하여, 다운-샘플링된 시퀀스를 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로 변환하며,

주파소 도메인 시퀀스에서 최대 전력값을 식별하며,

식별된 최대 전력값에 기초하여 수신 신호와 국부적으로 생성된 신호 간에 주파수 에러를 계산하며,

주파수 에러와 동일한 양만큼 국부적 복제 반송파 주파수를 조정하는 것인 글로벌 위성 내비게이션 시스템 수신기 장치.
제14항에 있어서, 상기 N개의 값들의 대응 세트를 계산하는 것은, N개의 그룹 각각에서의 연속하는 상관화 값들의 평균을 구하는 것을 포함하는 것인 글로벌 위성 내비게이션 시스템 수신기 장치.
제14항에 있어서, 상기 N개의 값들의 대응 세트를 계산하는 것은, N개의 그룹의 각각에서 연속하는 상관화 값들의 평균 제곱근을 취하는 것을 포함하는 것인 글로벌 위성 내비게이션 시스템 수신기 장치.
제14항에 있어서, 상기 프로세서는 플랫폼 동적 특성에 따라 N 값을 변경하는 것을 추가로 수행하는 것인 글로벌 위성 내비게이션 시스템 수신기 장치.
제14항에 있어서, 다운-샘플링된 시퀀스에서의 N개의 값들이 N개의 그룹의 임시 중점들로 할당되는 것인 글로벌 위성 내비게이션 시스템 수신기 장치.
제14항에 있어서, 상기 상관화 값들의 시퀀스를 수집하는 것은 수신기 동적 특성의 함수로서 수집하기 위하여 값들의 총 개수를 선택하는 것을 포함하는 것인 글로벌 위성 내비게이션 시스템 수신기 장치.
제14항에 있어서, 상기 국부적 복제 반송파 주파수를 조정하는 것은 신호 잡음으로 인한 국부적 복제 반송파 주파수에서의 자연적인 버스트형 변화들을 방지하기 위하여 조정비를 감소시키는 것을 포함하는 것인 글로벌 위성 내비게이션 시스템 수신기 장치.
제14항에 있어서, 상기 프로세서는 보간법에 의해 주파수 에러를 미세 조정하는 것을 추가로 수행하는 것인 글로벌 위성 내비게이션 시스템 수신기 장치.
제14항에 있어서, 상기 프로세서는 추적 성능을 추가로 개선하기 위하여, 주파수 동기 루프(FLL)를 채용하는 것을 추가로 수행하는 것인 글로벌 위성 내비게이션 시스템 수신기 장치.
제22항에 있어서, FFT 분석에 의해 구한 주파수 에러는 주파수 동기 루프(FLL)에 대한 입력 잔류 주파수로서 이용되는 것인 글로벌 위성 내비게이션 시스템 수신기 장치.
제14항에 있어서, 상기 수집된 시퀀스를 연속하는 상관화 값들의 N개의 그룹으로 분할하는 것은, 그룹들 간의 트랜지션과 비트 에지 트랜지션들을 정렬하는 것을 포함하는 것인 글로벌 위성 내비게이션 시스템 수신기 장치.
제14항에 있어서, 상기 프로세서는 수신기 동적 특성의 함수로서 복수의 주파수 빈들을 선택하는 것을 추가로 수행하는 것인 글로벌 위성 내비게이션 시스템 수신기 장치.
제14항에 있어서, 상기 다운-샘플링된 시퀀스를 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로 변환하는 것은, 데이터 변조를 제거하기 위하여 최대 가능성 기준 기반 방법을 이용하는 것을 포함하는 것인 글로벌 위성 내비게이션 시스템 수신기 장치.