CN108027442B - 具有定点西格玛罗滤波器的卫星导航接收机 - Google Patents

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Abstract

描述了具有改进的稳定性的使用定点西格玛罗(sigma rho)滤波器(42)进行载波和码字跟踪的多频带卫星导航接收机(11)。接收机(11)简化并加速了滤波器(42)中的数据处理，以自适应地容纳来自聚合频带的公共信息并且实时获得接收机(11)的准确位置。滤波器(42)可以在确定自适应缩放因子时使用标准偏差函数和互相关函数，以确保滤波器(42)是稳定且可靠的。

Description

具有定点西格玛罗滤波器的卫星导航接收机
技术领域
本申请一般涉及具有定点西格玛罗滤波器的卫星导航接收机。具体地，本申请涉及具有改进的稳定性的使用定点西格玛罗(sigma rho)滤波器进行载波和码字跟踪的多频带卫星导航接收机。
背景技术
全球导航卫星系统(GNSS)利用卫星使得接收机能够使用从卫星发射的信号以非常高的准确度和精度确定位置、速度和时间。这种GNSS包括全球定位系统(GPS)、GLONASS和伽利略。从卫星发射的信号包括在分离的已知频率处的一个或多个载波信号，例如在GPS中的第一载波(L1)、第二载波(L2)和附加的第三载波(L5)。诸如调制有信息的伪随机(PN)噪声码之类的码字可以调制信号的载波，并且对于每个卫星可以是独特的。因为卫星具有相对于时间已知的轨道位置，所以可以基于从三个或更多个卫星接收的一个或多个信号的传播时间，使用信号来估计接收机的天线与每个卫星之间的相对位置。具体地，接收机可以将载波的本地副本与信号中传输的码字进行同步以估计相对位置。
典型的接收机利用针对每个卫星的载波跟踪环和码字跟踪环来测量接收机与特定卫星之间的距离和速度。载波和码字的本地副本可以由本地信号发生器生成，该本地信号发生器由载波跟踪环和码字跟踪环驱动。在一些接收机中，可以利用扩展卡尔曼滤波器(EKF)通过联合估计来估计载波和码字的相位。传统的EKF可以结合来自多个频率的信息以最优地估计接收机与卫星之间的距离和速度。但是，由于需要执行浮点计算，EKF不一定适合用作用于载波和码字跟踪的聚合预测滤波器。例如，EKF可能具有与最小化数据参数的均方误差相关联的严苛的或过度的计算要求，所述数据参数具有与卫星导航接收机中的信号处理相关联的典型动态范围。此外，用于信号处理的EKF滤波器可能需要复杂度为O(n3)的逆矩阵计算，其中n为矩阵的维度。这种快速迭代要求阻碍了具有复杂的矩阵计算的EKF使用实时信号处理。
EKF的一种替代表示是西格玛罗滤波器。在一些接收机中也可以使用西格玛罗滤波器来估计载波和码字的相位。西格玛罗滤波器可以使用标准偏差项(例如，σ参数)和互相关项(例如，ρ参数)来替代典型EKF中的协方差矩阵。标准偏差项的使用可以减小数值范围，并且可以导致节省逻辑门和/或降低对寄存器宽度的要求。互相关项的使用自然保证了协方差矩阵的对称性，这与典型EKF相反，典型EKF使用需要额外的对称检验的协方差矩阵。然而，使用浮点计算的西格玛罗滤波器可能难以使用数字电路来实现，并且在没进行特殊处理的情况下可能存在可靠性和稳定性方面的问题，诸如存在互相关项在西格玛罗滤波器的动态传播和/或测量更新期间可能没被正确限制的可能性。
因此，卫星导航接收机有机会解决这些问题。更具体地，卫星导航接收机有机会简化和加速用于载波跟踪和码字跟踪的稳定的多频带预测滤波器中的数据处理，以自适应地容纳来自聚合频带的公共信息并实时获得接收机的准确位置。
发明内容
本文描述的卫星导航接收机包括接收机前端、模数转换器、多个信号发生器、多个接收机模块以及聚合预测滤波器。所述接收机前端可以用于对包括多个载波信号的复合接收信号进行下变频，以及所述模数转换器可以用于将下变频的复合接收信号转换成数字复合接收信号。所述多个信号发生器可以各自用于基于载波校正控制数据和码字校正控制数据生成本地参考载波信号和本地参考测距码字，其中，所述本地参考载波信号和所述本地参考测距码字与所述多个载波信号之一相关联。所述多个接收机模块可以各自包括相关器，所述相关器用于确定所述数字复合接收信号与所述本地参考载波信号和所述本地参考测距码字的多个相关之一，其中，所述多个相关中的每一个包括同相相关和正交相关，并且与所述多个载波信号之一相关联。所述聚合预测滤波器可以与所述多个信号发生器通信，并且用于基于所述多个相关来估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据。
在多个频率处的码字和载波相位观测可以测量公共距离(即，从特定卫星到接收机的天线的距离)。相应地，所述聚合预测滤波器将多个频率处的冗余测量相结合，以联合跟踪各频率处的多个卫星信号。本文的描述示出了定点西格玛罗滤波器的设计，并从理论上分析了西格玛罗滤波器的稳定性问题，它可以降低计算负荷并简化滤波器的数字实现。
附图说明
图1是根据一些实施例的卫星导航接收机的框图。
图2A-2B是根据一些实施例的卫星导航接收机的示意图。
图3A-3B是根据一些实施例的卫星导航接收机的基带处理组件的示意图。
图4是示出根据一些实施例的用于使用卫星导航接收机处理用于卫星导航的复合接收信号的操作的流程图。
图5是示出根据一些实施例的用于使用卫星导航接收机估计载波校正控制数据和码字校正控制数据的操作的流程图。
图6是示出根据一些实施例的用于在卫星导航接收机中使用西格玛罗滤波器来估计载波校正控制数据和码字校正控制数据的操作的流程图。
图7是示出根据一些实施例的在卫星导航接收机中的西格玛罗滤波器的操作的系统图。
图8是示出根据一些实施例的系统转换矩阵的两级更新的示图。
图9是示出根据一些实施例的选择自适应缩放因子η以在西格玛罗滤波器的动态传播级中将互相关系数限制在1之内的系统图。
图10是示出根据一些实施例的对自适应缩放因子η的简化确定的系统图。
图11是根据一些实施例的系统图，其示出用于控制参数β的范围的方法和自适应地选择自适应缩放因子μ的第一解决方案，其中参数β在西格玛罗滤波器的测量更新级中影响标准偏差和互相关更新，而自适应缩放因子μ用于控制互相关更新的稳定性。
图12是示出根据一些实施例的为了西格玛罗滤波器的测量更新级处的互相关更新的稳定性来选择自适应缩放因子μ的第二解决方案的系统图。
图13是示出对凸(convex)优化问题的解的示图，图1所示的第一解决方案从该问题导出。
具体实施方式
下面的描述根据本发明的原理描述、示出和举例说明了本发明的一个或多个具体实施例。提供本描述不是将本发明局限于本文描述的实施例，而是为了解释和教导本发明的原理以使得本领域普通技术人员能够理解这些原理，并且在理解的基础上能够应用它们以不仅实施本文描述的实施例而且实施根据这些原理可能想到的其他实施例。本发明的范围旨在覆盖在文字上或者在等同原则下可以落入所附权利要求的范围之内的所有实施例。
应该注意，在说明书和附图中，相似或基本相似的元素可以用相同的附图标记来标记。然而，有时这些元素可能用不同的附图标记来标记，例如在这样的标记有助于实现更清楚的描述的情况下。此外，这里阐述的附图不一定按比例绘制，并且在一些情况下可能已被放大以更清楚地描绘某些特征。这样的标记和绘图实践不一定牵涉潜在的实质性目的。如上所述，本说明书旨在作为整体考虑，并根据本文所教导的本发明的原理进行解释，且被本领域普通技术人员所理解。
图1、2A-2B和3A-3B示出了卫星导航接收机11，其能够接收由卫星发射的信号，该信号包括一个或多个载波信号(例如，全球定位系统(GPS)的第一载波(L1)、第二载波(L2)和附加的第三载波(L5))，使得接收机11可以基于接收的信号以非常高的准确度和精度确定位置、速度和时间。所接收的信号可以是从一个或多个卫星发射的，该卫星例如是GPS卫星、伽利略兼容卫星或全球导航卫星系统(GLONASS)卫星。卫星具有相对于时间已知的轨道位置，该轨道位置可被用于基于三个或更多个卫星与接收机11的天线19之间的一个或多个接收信号的传播时间来估计接收机11的天线19与每个卫星之间的相对位置。
如本文中所使用的，“CD”应指码字，“CR”应指接收信号的载波或者接收信号的一个或多个样本的数字表示。码字可以包括调制载波的调制码(例如，调制有信息的PN码)。另外，“I”应指同相信号，而“Q”应指正交相位信号。
在实施例中，本文描述的接收机11可以包括计算机实现的系统或方法，其中一个或多个数据处理器经由数据总线和一个或多个数据存储设备(例如，累加器或存储器)处理、存储、检索和以其他方式操作数据，如本文件和附图中所述。如本文中所使用的，“配置为，适于或布置为”意指：数据处理器或接收机11被编程有合适的软件指令、软件模块、可执行代码、数据库和/或必要数据，以执行与图1、2A-2B和3A-3B和/或本公开中的任何其他附图中阐述的一个或多个块相关联的任何参考功能、数学运算、逻辑运算、计算、确定、处理、方法、算法、子程序或程序。可选地，与上述定义分开地或累加地，“配置为，适于或布置为”可以意指：接收机11包括一个或多个组件，所述组件在本文中被描述为软件模块、等效电子硬件模块或这两者，以执行任何参考功能、数学运算、计算、确定、处理、方法、算法、子程序。
在本文的任何上文参考的附图中，连接任何块、组件、模块、复用器、存储器、数据存储器、累加器、数据处理器、电子组件、振荡器、信号发生器或者其他电子或软件模块的任何箭头或线可以包括下述项中的一个或多个：电信号的物理路径、电磁信号的物理路径、数据的逻辑路径、一个或多个数据总线、电路板迹线、传输线；软件模块、程序、数据或组件之间的链接、调用、通信或数据消息；或者数据消息、软件指令、模块、子程序或组件的发送或接收。
在一些实施例中，校正无线设备50(例如卫星或蜂窝信号的收发机或接收机)耦合到接收机11，例如耦合到导航估计器62。校正无线设备50可以在基于来自一个或多个本地参考站的测量的间距数据或载波相位数据的空间相位域中接收校正数据或差分校正数据。例如，校正数据可以并入或提供关于用以确定移动用户卫星导航接收机(例如，漫游接收机)的相对位置或绝对位置的一个或多个卫星信号的精确的卫星轨道校正和时钟校正，而不是普通的卫星广播信息(通过解调码字(例如，用于GPS的C/A或路线采集码)而提供的星历表数据或其他解调数据)。尽管得到的位置的准确度可能在几厘米内，传统的精确定位可能需要长达几十分钟的收敛时间来确定每个卫星信号的载波相位的整体模糊度或浮动模糊度值以实现所宣称的稳态精度。
在一些实施例中，漫游接收机可以使用码字相位估计来提供漫游接收机相对于一个或多个卫星的位置或伪距的粗略估计，其可被用于减小用以收敛到载波相位解和载波相位模糊度的分辨率的搜索空间。在整体模糊度解或浮动模糊度值的收敛期的开始处，估计的整体模糊度经历的变化或误差可能高于准确度在几厘米内的精确载波相位导航所需的变化或误差。
接收机11可以包括模拟接收机部分10，其耦合到数字接收机部分20。模拟接收机部分10包括天线19和射频(RF)前端12。接收机11可以接收包括来自卫星的一个或多个载波信号的信号。数字接收机部分20包括接收机11的在由模数转换器(ADC)14对接收信号进行模数转换之后处理数据的部分。例如，数字接收机部分20可以包括电子数据处理器152、数据存储设备154(例如电子存储器)和用于电子数据处理器152与数据存储设备154之间的通信的数据总线150，其中软件指令和数据被存储在数据存储设备154中并由数据处理器152执行以实现图1、2A-2B和3A-3B中所示的任何块、组件或模块(例如，电子模块、软件模块或两者)。接收机11可以能够：(a)确定天线19的位置，(b)确定天线19与卫星之间的间距或距离；和/或(c)确定天线19与一个或多个卫星之间的间距。
图4中示出了使用接收机11的过程400，所述接收机11可以接收和处理来自卫星的接收信号以估计载波校正控制数据和码字校正控制数据。模拟接收机部分10的RF前端12可以接收由天线19检测到的已从一个或多个卫星发射的信号。在一个实施例中，RF前端12包括放大器、下变频混频器和本地振荡器(未示出)。例如，放大器可以是耦合到天线19的RF或微波放大器(例如，低噪声放大器)。放大器可以将放大的信号提供给下变频混频器作为第一输入。本地振荡器可以向下变频混频器提供信号作为第二输入。下变频混频器可以将接收信号的信号频谱从RF移动到或降到中频(IF)或基带频率，如在图4所示的过程400的步骤402中。如本领域中已知的，下变频系统可以包括一个或多个混频、放大和滤波级。
RF前端12中的下变频混频器的输出可被耦合到ADC 14。ADC 14可以将模拟中频信号或模拟基带信号转换成数字信号，如在过程400的步骤404中。数字信号可以包括在采样速率下可获得的一个或多个数字样本。每个样本可以具有有限的量化级别，并且每个样本可以能够被电子数据处理系统(例如，接收机11的数字接收机部分20)处理。
在一些实施例中，模拟接收机部分10的输出可被耦合到可选的数字接口16。数字接口16可以包括缓冲存储器(未示出)，该缓冲存储器可以临时存储ADC 14的输出以供数字接收机部分20处理。数字接口16还可以包括数字滤波器，数字滤波器对一个或多个下变频的载波信号进行滤波。例如，数字滤波器可以是带通滤波器18，其提供已滤波的L1载波信号、已滤波的L2载波信号和可选的已滤波的L5载波信号。
由ADC 14输出的数字信号或从带通滤波器18输出的已滤波的载波信号可被输入到接收机11的数字接收机部分20中，并且具体地被输入到基带模块17。数字信号或已滤波的载波信号可以分别由第一CD/CR相关模块22、第二CD/CR相关模块26和第三CD/CR相关模块30接收。每个CD/CR相关模块22、26、30可以包括载波擦除模块226、具有相对于输入信号的各种相移的一组本地码字副本、以及一组对应的积分(I&D)模块224，如图3A所示。在一个实施例中，载波擦除模块226可以通过去除残余CR频率将数字信号的数字样本转换为纯基带数字信号表示。每个CD/CR相关模块22、26、30可以与所接收的卫星信号的不同载波频率或频率范围相关联，该不同载波频率或频率范围如第一载波频率(例如L1)、第二载波频率(例如L2)以及可选的第三载波频率(例如L5)。
本地信号发生器24、28、32(例如包括针对每个载波频率的数控振荡器(NCO)模块228、230，如图3所示)可以提供每个数字样本的CR相位和CD相位的本地估计(例如在过程400的步骤406中)，其被用于去除样本中的残留的CR频率和相位以及残留的CD相位。在一个实施例中，载波擦除模块226输出数字信号的I和Q分量以输入到由每个CD/CR相关模块22、26、30内的一组码字解调器222和对应的I&D模块224所组成的一组相关器中。本地信号发生器24、28、32可以适于生成本地参考载波和码字信号，其包括每个数字样本的CR相位和CD相位。每个本地信号发生器24、28、32可以与数字复合接收信号内的不同载波和码字信号的集合相关联。在实施例中，本地信号发生器24、28、32可以基于来自聚合预测滤波器42的载波校正控制数据和码字校正控制数据生成本地参考载波和码字信号。如下所述，聚合预测滤波器42可以通过西格玛罗滤波算法来驱动。
在每个CD/CR相关模块22、26、30内，载波擦除模块226的输出可被馈送到一组相关器中。在一个实施例中，该组相关器包括一组码字解调器222和对应I&D模块224。该组码字解码器222可以生成相对于输入信号具有各种相移的多个码字。
在一个实施例中，该组相关器具有多个输出，该输出用于将本地CD相位、CR频率和CR相位估计与接收到的样本进行同步。例如，每个相关器可以包括下述模块中的一个或多个：一个或多个CR擦除部分、一组CD擦除模块和对应I&D模块、和/或一个或多个乘法器或混频器。
如本文中所使用的，模块可以包括硬件和/或软件。在一个实施例中，每个相关器可以通过使本地生成的CD相位与数字样本或数字信号中的CD相位同步，使接收信号与本地生成的码字之间的相关最大化。此外，多个本地生成的CD信号(例如，早期(E)、及时(P)和晚期(L)CD信号)可被用于使用各种鉴别器函数形成对应的CD未对准信号。
例如，每个本地信号发生器24、28、32可以包括分开的码字信号发生器和载波信号发生器。每个码字信号发生器228可以生成伪随机噪声码、伪噪声(PN)码序列等等的本地生成的副本。码字信号发生器228可与移位寄存器或另一设备相关联，以提供相对于彼此在时间或相位上偏移的多个输出。例如，码字信号发生器228可以具有提供给相关器集合的早期输出(E)、及时输出(P)和晚期输出(L)。早期输出可以提供相对于当前估计的码字相位提前已知时间段(例如，半个码片)的早期PN码；及时输出可以提供反映当前估计的码字相位的及时PN码；以及，晚期输出可以提供相对于及时PN码在时间上延迟了已知时间段(例如，半个码片)的晚期PN码。如果接收信号与本地生成的接收信号副本的早期、及时和晚期变体之间的相关是可获得的，则接收机11可以(例如，经由移位寄存器)调整本地生成的副本的相位和时间延迟，以例如尝试使相关最大化。
在一个实施例中，码字信号发生器228可以包括用于生成下述码的任何发生器：扩频码、扩频序列、二进制序列、Gold码、PN码、伪随机噪声码序列；PN码，其类似于扩频码、扩频序列、二进制序列、(Gold码、伪随机噪声码、伪随机噪声码序列；或者，由卫星的发射机发射的PN码，其作为复合接收信号被接收机11接收。在另一个实施例中，码字信号发生器228可以包括加载有初始启动码序列的一系列移位寄存器。移位寄存器可以具有各种可选的或可控的抽头，该抽头用于提供反馈和迭代值作为输出。在一个实施例中，来自码字信号发生器228的PN码的三个版本(E，P，L)可以与每个载波的接收信号的两个版本(I，Q)相互影响，以产生各种本地副本信号的置换，从而通过积分模块224生成不同的相关。由相关器输出的一组相关可被用于解码、解调以及CD和CR相位跟踪。
CD/CR相关模块22、26、30可以针对每个卫星生成多频相关(例如，CORR L1、CORRL2和CORR L5)，如在过程400的步骤408中。每个频率处的相关产物可以测量特定卫星与接收机11之间的单个间距。因此，每个频率处的间距测量结果可能包含冗余信息。由于频率选择性效应(如电离层的影响)，一个频率处的相关间距测量结果可能与另一频率处的相关间距测量略有不同。相关可以例如是从CD/CR相关模块22、26、30通过数据总线65输出的，并且被聚合预测滤波器42处理，聚合预测滤波器42适于估计和提供载波校正控制数据和码字校正控制数据(分别标记为输出CR_CTRL和CD_CTRL)，如在过程400的步骤410中。如过程400和500中所示，来自聚合预测滤波器42的载波校正控制数据和码字校正控制数据可以包括频率无关部分和频率选择性部分。频率无关的控制数据是在参考频率处提供的，该参考频率通过缩放模块64、66、68、70、72、74缩放到每个单独的频率。频率选择性部分是在每个频率处单独估计的，以考虑诸如电离层发散之类的影响。已缩放的载波校正控制数据和已缩放的码字校正控制数据可作为反馈提供给本地信号发生器24、28、32，以供在步骤406中使用。载波校正控制数据和码字校正控制数据可以例如包括：估计的码字相位、参考频率处的估计的载波相位、多普勒频移、多普勒频移的变化率、多个载波信号的强度和/或多个载波信号的幅度。
因为聚合预测滤波器42利用每个可用的相关，所以嵌入在相关中的公共分量提供冗余。这种冗余可以改善接收机11在频率选择性衰落环境中的性能，即，聚合预测滤波器42可以利用频率上的相关，而对更新信号发生器24、28、32具有最小影响，不管它们自身的相关的质量如何。因此，本文描述的具有定点聚合预测滤波器42的接收机11非常适合于在存在频率选择性干扰和/或衰落的情况下或者在卫星信号的信号强度低的情况下提供可靠的位置、间距和速度估计。
聚合预测滤波器42可以包括基于修改后的扩展卡尔曼滤波器的定点西格玛罗滤波器聚合预测滤波器42可以利用标准偏差项(σ参数)和互相关项(ρ参数)来提高滤波器的数值稳定性。这与使用协方差矩阵的典型扩展卡尔曼滤波器相反。因此，聚合预测滤波器42的参数的计算的数值范围可以按照平方根因子进行减小。
聚合预测滤波器42、本地信号发生器24、28、32和频率缩放模块64、66、68、70、72、74可以形成载波跟踪模块和码字跟踪模块，或联合跟踪模块(作为聚合预测滤波器42)。载波跟踪模块和码字跟踪模块可以统称为跟踪模块。跟踪模块可以支持对接收信号的CR频率、CR相位和CD相位的测量(单独地或共同地)，以相对于(从复合接收信号中导出的)对应的接收信号来控制一个或多个本地生成的参考信号，使得对应的接收信号与相应的本地生成的参考信号的相关被最大化。在一个实施例中，接收机11可以接收来自至少四个不同卫星发射机的四个接收信号，以估计天线19的位置(例如，在三个空间维度上的位置)。例如，单独的码字和载波跟踪模块或者联合跟踪模块可以生成测量数据，接收机11使用该测量数据来：控制可调的时间延迟(例如，通过已知数量或序列的移位寄存器来路由数据)；以及/或者，参与对与本地生成的参考信号相关联的一个或多个数字信号的相对于接收信号的其他数据处理，以最大化每个接收信号与对应的本地生成的参考信号的相关。
在某些实施例中，由聚合预测滤波器42处理从CD/CR相关模块22、26、30得到的多频相关。在实施例中，聚合预测滤波器42可以使用西格玛罗滤波算法来实现，并且可以包括载波相位误差检测器、频率误差检测器和码字错误检测器。聚合预测滤波器42可以用作多频联合码字和载波跟踪滤波器，其替代常规接收机中包括码字环、载波频率环和载波相位环的多个跟踪环。
聚合预测滤波器42的载波跟踪组件可以促进CR的本地生成的副本的相位与接收信号的对准。到本地信号发生器24、28、32的载波控制数据或控制信号77可以调整由载波NCO模块230产生的CR的本地生成的副本信号。在一个实施例中，载波NCO模块230可以将载波的本地生成的副本提供给载波擦除模块226。载波NCO模块230可以接收载波相位校正信号，并且输出已调整的时钟信号或另一控制信号，以用于生成与接收样本的CR相位或残余载波相位精确对准的本地生成的CR频率。
聚合预测滤波器42的码字跟踪组件可以促进本地生成的PN副本的相位相对于接收样本的对准。码字跟踪组件可提供控制数据或控制信号75以调整本地信号发生器24、28、32，其中码字NCO模块228可以控制本地信号发生器24、28、32的码片速率。通常包括延迟锁相环(DLL)的码字跟踪模块可以生成控制信号来调谐码字NCO模块228的码片速率。CD相位(即码字NCO模块228的输出)可被用于驱动本地信号发生器24、28、32。本地信号发生器24、28、32可以生成多个本地PN序列。本地PN波形可以将其相位相对于接收样本的CD相位进行提前、同步或延迟。
在一个实施例中，本地信号发生器可以驱动载波测量模块和码字测量模块。载波测量模块可以包括CR相位计数器，CR相位计数器可以计算在已知时间段期间接收到的CR的整数周期以及零散周期的数目。码字测量模块可以包括毫秒计数器、码片计数器和零散码片计数器，其中这些计数器的组合可以提供伪距测量。
在每个CD/CR相关模块22、26、30内，数据解调器222可以提供卫星导航数据，用于估计间距(例如，卫星与天线19之间的距离)或天线19的相位中心的位置(例如，在二维或三维坐标系中的位置)。卫星导航数据或其他信号信息可以包括调制接收信号的基带波形的以下信息中的一个或多个：日期、卫星导航系统时间、卫星状态、轨道数据、星历表数据、年历、卫星位置和/或卫星标识符。数据解调器222可以使用相移键控、相位解调、脉宽解调、幅度解调、正交幅度解调或者与卫星发射机处的调制器的调制一致的其他解调技术。
在一个实施例中，数据解调器222可以输出解调信号或解调的编码数据，如基带上的具有正交相位分量和同相分量的解调数字信号。数据可以包括一个或多个以下信息，如：日期、卫星导航系统时间、卫星状态、轨道数据、星历表数据、年历、卫星位置和/或卫星标识符。
在一个实施例中，测量生成模块101、102、105或本地信号发生器24、28、32可以估计从特定卫星到天线19的卫星信号传输之间的传播时间。导航估计器62可以使用位置估计器58和/或速度估计器60将该传播时间转换成与光速成比例的间距或范围。导航估计器62还可以基于以下中的一个或多个在具有可靠的信号质量或信号强度的情况下确定天线19与四个或更多个卫星之间的间距、伪距或估计间距：(a)每个接收信号的测量的CD相位，和/或(b)每个接收信号的测量的CR相位。在一个实施例中，导航估计器62或数字接收机部分20可以通过搜索与以下中的一个或多个一致的解来解析接收信号的测量的CR相位的模糊性：(1)通过解码信号的码字部分估计的位置，(2)天线19的已知参考位置，和/或(3)适用于接收信号的差分校正数据。此外，导航估计器62可以与无线接收机(例如，卫星接收机、移动收发机或蜂窝收发机)相关联，该无线接收机从参考卫星导航接收机接收导航校正数据，以减少或消除CR相位测量中的偏差源或误差源(例如，某些时钟误差或传播误差)。
导航估计器62可以基于测量的CR相位、估计的间距和解调数据来确定天线19的位置估计。例如，导航估计器62可以使用与四个或更多个卫星的间距来在二个或三个维度中确定接收机11的天线19的位置、速度或加速度。
在数字接收机部分20中，接收机11可以包括硬件和/或软件指令。例如，在一个说明性实施例中，硬件可以包括数据处理器，该数据处理器经由一个或多个数据总线与存储软件指令的数据存储设备通信。如在本文整篇文档中使用的，在数字接收机部分20中，数据处理器可以包括以下处理器中的一个或多个：电子数据处理器、微处理器、微控制器、专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、可编程逻辑器件、算术逻辑单元或其他电子数据处理器件。在数字接收机部分20中，数据存储设备可以包括：电子存储器、寄存器、移位寄存器、易失性电子存储器、磁存储设备、光存储设备或用于存储数据的任何其他设备。数据处理器可以经由一条或多条数据总线耦合到数据存储设备，该数据总线支持数据处理器与数据存储设备之间的通信。如本文所使用的，数据处理器可以指数字接收机部分20的一个或多个组件或模块，包括但不限于以下中的任何一个：载波擦除模块226、码字擦除模块、积分模块224、一组相关器、本地信号发生器24、28、32、码字跟踪模块、载波跟踪模块、测量生成模块101、102、105、数据解调器222和导航估计器62。
通常，数字接收机部分20可以包括计算机或电子数据处理系统，其包括电子数据处理器、数字逻辑电路、复用器、乘法器、数字滤波器、积分器、延迟电路、振荡器、信号发生器、PN码序列发生器、寄存器、移位寄存器、逻辑门和/或其他硬件。电子数据处理系统可以支持对存储在数据存储设备中的软件指令的存储、检索和执行。
在一个实施例中，聚合预测滤波器42可以使用图5中所示的过程500来估计载波校正控制数据和码字校正控制数据。过程500可以是上述过程400的步骤410的实施例。在步骤502处，可以根据聚合预测滤波器42从CD/CR相关模块22、26、30接收的多个相关来在参考频率处确定载波跟踪误差。载波跟踪误差可以例如由载波环鉴别器来确定。例如在步骤504中，可以根据多个相关来在参考频率处确定码字跟踪误差。码字跟踪误差可以例如由码字环鉴别器来确定。
例如，载波跟踪误差和码字跟踪误差可被联合估计器用于估计载波校正控制数据和码字校正控制数据。具体地，在步骤506中，可以基于来自步骤502和504的载波跟踪误差和码字跟踪误差，在参考频率处确定载波校正控制数据和码字校正控制数据。例如在步骤508中，可以基于来自步骤502和504的载波跟踪误差和码字跟踪误差，在每个载波信号的频率处估计载波校正控制数据和码字校正控制数据。在参考频率处的以及在每个载波信号的频率处的载波校正控制数据和码字校正控制数据可被提供用于本地信号发生器24、28、32执行的过程400的步骤406。
[I.西格玛罗滤波器-数学和附图符号]
以下描述使用符号系统，所述符号系统包括使用n作为采样时期；使用i，j和k作为矩阵或矢量中的元素的行或列的索引；使用N作为状态矢量中的元素的个数；使用x作为状态矢量；以及使用
Figure BDA0001594067030000144
作为归一化状态矢量。另外，对称截断(即，对称右移)计算被定义为
Figure BDA0001594067030000141
其中
Figure BDA0001594067030000142
是具有p比特额外精度的浮点变量xk的定点表示，其中k＝0，1，…，N-1，并且是根据公式
Figure BDA0001594067030000143
转换的。
定点西格玛罗滤波器可以通过针对每个变量的附加比特的符号集合来建模。例如，公式(2)示出了p比特精度被应用到变量或矢量xk。精度比特可以通过g、p、s、t、h、q、l、v和r表示。相应地，图7中的每个变量也可以标记有精度比特，例如“bt”指示对应的变量具有t比特精度。为了简化图7的操作模块，已经采用通用函数符号“F()”来表示各种函数，例如，模块715、720、722、724、726、730、732、734、737、739和741可以表示相同或不同的数学计算。在下面的章节中，每个模块都将通过数学公式进行建模。
图7中的循环过程700是由称为动态传播和测量更新的一对传播驱动，这与传统的卡尔曼滤波器类似。聚合预测滤波器42可以传播三元组(
Figure BDA0001594067030000156
ρ，σ)，其分别表示归一化状态701、相关系数702和标准偏差703。具体地，归一化状态701是状态矢量703的标准偏差矢量；相关系数702是表示归一化状态701中的任意两个状态之间的相关的对称矩阵；以及，标准偏差703是状态矢量。下面的章节利用图7来描述聚合预测滤波器42的循环传播。
在启动动态传播级之前，西格玛罗滤波器的参数可以配置有初始条件，该初始条件是信号检测部分产生的。例如，
Figure BDA0001594067030000157
表示具有t比特精度的恒定基本转换矩阵，具有h比特精度的σ+，h701可被初始化为相对于具有s-h比特精度的归一化状态x+，s-h具有默认标准偏差。可以根据粗略估计级(例如，信号检测级)的输出来初始化归一化状态x+，s-h。此外，因为存在两个传播来驱动聚合预测滤波器42，所以具有上标“-”的任何参数指示来自动态传播的结果值，而具有上标“+”的任何参数指示测量更新的结果。
还应该注意的是，在图7-12中，连接各个模块的线表示不同的计算类型。具体地，短划线表示基于矩阵的计算，点化线表示基于矢量的计算，而实线表示基于标量的运算。
[II.动态传播级中的标准偏差、互相关和状态更新]
[A.初始系统转换矩阵的计算]
循环传播开始于动态传播，其中可以用一个状态701-1的最新标准偏差和另一状态701-2的标准偏差来更新具有t比特精度的初始系统转换矩阵
Figure BDA0001594067030000152
状态701-1和701-2的选择可以取决于初始系统转换矩阵
Figure BDA0001594067030000153
中的元素的行和列，
Figure BDA0001594067030000154
被缩放(t-1)以获得在时期n处的具有1比特精度的瞬时转换矩阵
Figure BDA0001594067030000155
例如在图6示出的过程600的步骤602中，其通过下述公式建模：
Figure BDA00015940670300001613
[B.Q矩阵的定义]
可以使用乘法器710来组合已更新的转换矩阵
Figure BDA0001594067030000161
与相关系数矩阵702。临时结果708的精度为21+q比特。因此，可以应用缩放单元709来调整结果具有q比特精度。加法器711可以组合缩放单元709的输出和恒定系统噪声矩阵QqQq，以根据下式形成瞬时系统噪声矩阵，例如在过程600的步骤604中：
Figure BDA0001594067030000162
其中
Figure BDA0001594067030000163
表示在时期n处的系统噪声矩阵，以及
Figure BDA0001594067030000164
是在测量更新之后在时期n处的具有q比特精度的相关系数矩阵。
在公式(2)中，在21比特的对称截断之前将三个矩阵相乘。由于矩阵
Figure BDA0001594067030000165
具有21+q比特这个结果，可以对归一化转换矩阵
Figure BDA0001594067030000166
和互相关函数
Figure BDA0001594067030000167
的精度进行限制。为了节省数字电路设计中的逻辑门的数量，在一些实施例中可能期望根据下式使用两级截断来计算矩阵
Figure BDA0001594067030000168
Figure BDA0001594067030000169
其中，如图8所示，通过矩阵乘法器801将矩阵718与矩阵702相乘。来自矩阵乘法器801的中间结果可被截断s比特以降低寄存器大小。缩放单元802的输出可以与转置单元707的输出相乘以生成第二临时结果，第二临时结果由缩放单元804缩放以获得已更新的转换矩阵
Figure BDA00015940670300001610
在过程600的步骤606中，平方根模块712可以近似地将平方根计算为：
Figure BDA00015940670300001611
在一些实施例中，公式(4)中的变量g可被选择为等于
Figure BDA00015940670300001612
以简化计算。
Figure BDA0001594067030000171
的逆可以如下定义：
Figure BDA0001594067030000172
[C.标准偏差更新]
乘法器713可以将矩阵718的缩放因子
Figure BDA0001594067030000173
(公式(4))与标准偏差σ+进行组合，以获得动态传播级的标准偏差σ-，其可被建模为：
Figure BDA0001594067030000174
模块714可以产生q/2比特的右移，并将得到的标准偏差归一化为h比特精度。
[D.互相关更新]
动态传播级的互相关更新可以根据下式计算：
Figure BDA0001594067030000175
其中
Figure BDA0001594067030000176
即缩放因子
Figure BDA0001594067030000177
的逆，是由公式(5)定义的。该函数可以通过图7中的函数模块715来表征。移位函数717可以将互相关项缩放成q比特精度。
[E.状态更新]
状态动态更新
Figure BDA00015940670300001714
可以根据下式在动态传播级中确定，并且可以在过程600的步骤610中计算
Figure BDA0001594067030000178
其中
Figure BDA0001594067030000179
在公式(8)中，乘法器719可以将转换矩阵
Figure BDA00015940670300001710
与归一化状态矢量
Figure BDA00015940670300001711
和缩放对角矩阵
Figure BDA00015940670300001712
(公式(9))进行组合。右移模块717可以将得到的状态矢量
Figure BDA00015940670300001713
缩放为r-h比特。
[F.用于确保互相关传播的稳定性的第一解决方案]
在解决测量更新级之前，将在下面讨论动态传播级的稳定性问题，其中第一解决方案确保(例如过程600的步骤608中的)互相关传播的稳定性。公式(4)包括自适应缩放因子ηg以近似计算缩放因子
Figure BDA0001594067030000181
该
Figure BDA0001594067030000182
用于公式(7)中示出的动态传播级处的互相关更新ρ-。自适应缩放因子ηg有助于限制互相关更新ρ-。将互相关函数
Figure BDA0001594067030000183
的系数限制在1之内可以有助于聚合预测滤波器42的稳定和可靠。具体地，上述公式(4)、(5)和(7)不一定无条件保证互相关函数的系数
Figure BDA0001594067030000184
因此，动态传播级中的互相关函数
Figure BDA0001594067030000185
的系数可以被限制在上限
Figure BDA0001594067030000186
之内，该上限
Figure BDA0001594067030000187
例如可以基于仿真来选择。具体地，互相关函数
Figure BDA0001594067030000188
的系数可以根据下式来限制：
Figure BDA0001594067030000189
如公式(10)所示，变量η2可以与矩阵Qxx，ij，Qxx，ii，Qxx，jj的先验元素集合以及上限
Figure BDA00015940670300001810
相关联。公式(10)的定点表示可由下式定义：
Figure BDA00015940670300001811
其中
Figure BDA00015940670300001812
理论上，自适应缩放因子ηg的选择需要针对Q矩阵中的每个(i，j)项计算所有的
Figure BDA00015940670300001813
图9示出了公式(11)的计算，其中乘法器903组合信号901和信号902，以创建公式(11)的分子。根据一个实施例，公式(11)的分母的展开可以通过包括乘法器907、加法器908和910、以及右移模块909的算术模块来实现。除法器911可以组合分子和分母以创建整数商，该整数商被平方根模块912处理以获得公式(11)中的
Figure BDA00015940670300001814
的一个元素。可以由模块913选择最大值
Figure BDA00015940670300001815
915。为了使得公式(10)的计算不会过度偏置，可以使用单元914来限制用于公式(10)的最大值
Figure BDA00015940670300001816
[G.用于确保互相关传播稳定性的第二解决方案]
图9和公式(11)中示出的缩放因子ηg的自适应选择可能由于平方根模块912而难以在数字电路中实现。为了使该算法更容易在数字电路中实现，图10示出了一种替代算法，其中(1)缩放因子915可以通过默认值1008来初始化；以及(2)互相关项1001可被顺序计算。可以将信号1001的每个绝对值与当前最大的互相关系数1002进行比较，并且可以使用大的那个值来更新信号1002。因此，信号1002可以是最大的绝对互相关系数，其通过比较器1004和1005与选择的阈值
Figure BDA0001594067030000191
进行比较。比较器1004和1005可以生成选择信号1006，选择信号1006控制复用器1007以用三个候选915、1010和1011中的一个来更新缩放因子915。如果最大的互相关系数1002大于阈值
Figure BDA0001594067030000192
则缩放因子915可以增大Ups(即，使用信号1010进行更新)；如果最大的互相关系数1002小于阈值
Figure BDA0001594067030000193
则缩放因子915可以减小Dns(即，使用信号1011进行更新)；其他情况下，当前缩放因子915可以保持不变。
[III.测量更新级中的标准偏差、互相关和状态更新]
[A.瞬时观测矩阵的推导]
在过程600的步骤612中，测量可以开始于建立具有h比特精度的已更新的观测矩阵745，其可通过下式建模：
Figure BDA0001594067030000194
其中i＝0，1，…，N-1。
公式(12)可以使用图7的函数模块720和右移721来实现。在公式(12)中，观测矩阵
Figure BDA0001594067030000195
可以基于基础观测矩阵
Figure BDA0001594067030000196
来计算，
Figure BDA0001594067030000197
是具有与移位、速度和加速度有关的项的常数矩阵。
[B.预测鉴别器误差的构建]
在步骤614中，可以计算创新信号747，该信号表示系统预测误差746相对于鉴别器观测误差信号755的偏差。于是，可以利用单元734根据下式来确定系统预测测量结果
Figure BDA0001594067030000198
Figure BDA0001594067030000199
[C.创新序列的创建]
因此，创新信号
Figure BDA00015940670300001910
747可以是来自公式(13)的预测误差
Figure BDA00015940670300001911
746和鉴别器观测误差信号
Figure BDA00015940670300001912
755的组合，并且可被定义为：
Figure BDA0001594067030000201
[D.D和Ω的定义]
在过程600的步骤616中，标准偏差和互相关函数的测量更新可以通过来自公式(12)的观测矩阵
Figure BDA0001594067030000202
来自公式(6)的σh、来自公式(7)的ρq来确定。可以根据下式计算加权的标准偏差
Figure BDA0001594067030000203
Figure BDA0001594067030000204
其是使用函数单元722对观测矩阵
Figure BDA0001594067030000205
与互相关函数的动态更新ρ的乘积的求和，接着是通过缩放因子单位723执行h比特的对称截断。
加权的标准偏差的和Ω2可以通过下式计算：
Figure BDA0001594067030000206
其是使用函数单元724对观测矩阵
Figure BDA0001594067030000207
和加权的标准偏差
Figure BDA0001594067030000208
的乘积的求和，接着是通过缩放因子单位725执行h比特的对称截断。缩放因子单元725的输出可以与用户定义的观测噪声矩阵Rq相加，以获得和(Ω2)q。
[E.西格玛罗滤波器的等效卡尔曼增益的定义]
聚合预测滤波器42的卡尔曼增益可以根据下式，使用来自公式(12)的观测矩阵
Figure BDA0001594067030000209
和互相关函数的动态更新ρ-来计算：
Figure BDA00015940670300002010
公式(17)可以通过对观测矩阵
Figure BDA00015940670300002011
和互相关函数的动态更新ρ-的乘积求和且然后执行q比特的对称截断来计算卡尔曼增益。可以由函数单元736来执行公式(17)的运算。
[F.参数β的定义]
为了讨论测量更新级中的标准偏差和互相关更新，可以从公式(15)和(16)导出一些中间计算以定义变量
Figure BDA00015940670300002012
其是在测量更新级中传播互相关和标准偏差的关键参数，例如在过程600的步骤618中。此外，变量
Figure BDA00015940670300002013
的范围可以对互相关和标准偏差的传播的稳定性起重要作用。变量
Figure BDA00015940670300002014
可以根据下式定义：
Figure BDA00015940670300002015
其可以由图7中的函数块726执行。
[G.用于控制参数β的范围的解决方案]
在过程600的步骤620中，并且如将在下面描述的公式(21)中示出的，
Figure BDA0001594067030000211
被用于传播互相关。为了提高定点模式下
Figure BDA0001594067030000212
的稳定性，变量
Figure BDA0001594067030000213
需要小于1(以使得平方根计算有效)，但不太接近1(以使得逆计算稳定)。因此，可以引入重新缩放参数γ以将变量
Figure BDA0001594067030000214
限制在适当的范围内。变量
Figure BDA0001594067030000215
的重新缩放的定点版本可以通过下式定义：
Figure BDA0001594067030000216
其可以由重新缩放模块727执行。
可以预定义任意阈值
Figure BDA0001594067030000217
以立即选择重新缩放参数γ，其可以将所有
Figure BDA0001594067030000218
限制在
Figure BDA0001594067030000219
内。可以根据下式选择重新缩放参数γ，以在测量更新级期间将
Figure BDA00015940670300002110
限制为小于1：
Figure BDA00015940670300002111
具体地，公式(20)可以通过将预定的上限
Figure BDA00015940670300002112
除以变量
Figure BDA00015940670300002113
的最大值来计算重新缩放参数γ。图11示出了公式(19)的重新缩放计算，其中最大值单元1102从矢量
Figure BDA00015940670300002114
1101中选择最大值；并且比较器1104测试条件
Figure BDA00015940670300002115
如果为真，则可以基于公式(20)计算重新缩放参数γ，并且可以相应地缩放矢量
Figure BDA00015940670300002116
否则，可以直接使用该重新缩放参数γ＝1和矢量
Figure BDA00015940670300002117
[H.标准偏差更新]
在过程600的步骤622中，可以由函数模块737和移位模块738根据下式计算标准偏差函数的测量更新
Figure BDA00015940670300002118
Figure BDA00015940670300002119
其中
Figure BDA0001594067030000221
对于公式(22)中的具有v比特精度的缩放因子μv的选择，将互相关限制在1之内是重要的。下面描述与该选择有关的分析和解决方案。通过假定已经选择了适当的缩放因子μv，函数模块730和右移模块731可以执行公式(22)的计算。
公式(21)可以基于将标准偏差函数的动态更新σ-与来自公式(22)的变量
Figure BDA0001594067030000222
相乘且接着进行
Figure BDA0001594067030000223
比特的对称截断，计算标准偏差函数的测量更新
Figure BDA0001594067030000224
[1.互相关更新]
可以根据下式计算互相关函数的测量更新
Figure BDA0001594067030000225
Figure BDA0001594067030000226
其中
Figure BDA0001594067030000227
具体地，公式(23)中的
Figure BDA0001594067030000228
可以通过基于输入
Figure BDA0001594067030000229
查找平方根表728来获得。平方根表是一种合理的实现方式，因为
Figure BDA00015940670300002210
是
Figure BDA00015940670300002211
能够达到的最大值。函数单元732可以基于公式(24)对
Figure BDA00015940670300002212
进行逆运算，所得结果通过公式(23)与
Figure BDA00015940670300002213
和
Figure BDA00015940670300002214
进行组合。使用缩放因子单元733对函数单元732的输出进行q比特对称截断。
[J.分析对参数μ的选择以控制互相关更新的稳定性]
在描述测量更新级的状态传播之前，对于用于计算(上面描述的)公式(22)中的
Figure BDA00015940670300002215
的缩放因子μ的选择，重要的是保证：(1)标准偏差传播(公式(22))的稳定性，使得
Figure BDA00015940670300002216
以及(2)互相关传播(公式(23))的稳定性，因为μ的选择影响
Figure BDA0001594067030000231
的计算，从而影响测量更新时的互相关的范围。
具体地，公式(23)中的互相关函数的测量更新
Figure BDA0001594067030000232
可以根据下式按照浮点计算：
Figure BDA0001594067030000233
公式(25)可以基于互相关函数的动态更新ρ-和公式(18)定义的变量
Figure BDA0001594067030000234
来计算互相关函数的测量更新
Figure BDA0001594067030000235
从公式(25)可以看出，由于对公式(25)的分母中的平方根的近似，可以将自适应缩放因子μ确定为确保互相关函数的测量更新
Figure BDA0001594067030000236
被限制在1之内。
在一个实施例中，为了保证互相关函数的测量更新
Figure BDA0001594067030000237
公式(25)可以等价于通过下式定义的下述优化问题：
Figure BDA0001594067030000238
公式(26)定义的抛物线不等式的解是
Figure BDA0001594067030000239
其中
Figure BDA00015940670300002310
Figure BDA00015940670300002311
以及
Figure BDA00015940670300002312
公式(27)中的自适应缩放因子μ的数值解可以基于要评估的一对输入(βi，βj)，其中βi的范围为从0到1且步长为1/32，而βj是按照步长1/32从0到1中选择的。图13以图表示出了数值结果，其中曲线1301描绘了通过固定βi＝1/32且扫描βj＝[0，1]，基于公式(27)的自适应缩放因子μ；且曲线1302描绘了通过固定βi＝2/32得到的自适应缩放因子μ。比较曲线1301和1302，给定固定的βj(如垂直线1303所示)，其中βj＞βi，则βi越小，自适应缩放因子μ的解越小。因此，可以通过以下两步来实现根据公式(26)选择适合于任何一对(βi，βj)的自适应缩放因子μ的实用解决方案：(1)找到最小的β(表示为βmin)和最大的β(表示为βmax)；以及(2)找到针对(βmin，βmax)对的自适应缩放因子μ的解。基于上述内容，这是满足公式(26)的参数的最小的解。
[K.用于选择μ的第一自适应算法]
在实施例中，图11示出了上面描述的自适应缩放因子μ的选择过程，其中单元1111记录矢量{βi}中的最大值βmax1108，而单元1109记录矢量{βi}内的最小值βmin1110。如上所述，平方根表728(示出在图7中)是执行平方根运算的合理且方便的实现方式。所得的
Figure BDA0001594067030000241
对可以是用于二维查找表1115以获得公式(26)描述的自适应缩放因子μ的最小值的输入。
[L.用于选择μ的实用技术方案]
在另一实施例中，公式(25)暗示：通过减小自适应缩放因子的范围0≤μ≤1，互相关ρ+变小。因此，自适应地调整自适应缩放因子μ的另一种方法示出在图12中，其使用折半-加倍方法，如在过程600的步骤624中。单元1202可以取矢量
Figure BDA0001594067030000242
的绝对值，然后选择器1204可以从矢量1203中选择最大值
Figure BDA0001594067030000243
比较器1205可以将
Figure BDA0001594067030000244
与上限
Figure BDA0001594067030000245
进行比较，而比较器1206可以将
Figure BDA0001594067030000246
与下限
Figure BDA0001594067030000247
进行比较。比较器1205、1206可以创建选择信号1207，其确定是将自适应缩放因子μ1116保持不变，还是加倍1209，或者减半1210。
[M.状态更新]
在过程600的步骤626中，可以根据下式确定状态传播
Figure BDA0001594067030000248
以完成测量更新级：
Figure BDA0001594067030000251
在一个实施例中，函数单元739可以计算
Figure BDA0001594067030000252
接着是通过缩放因子单元740获得公式(31)的后一半的中间结果。函数单元741可以计算
Figure BDA0001594067030000253
接着是通过移位单元742获得公式(31)的前一半。这两个部分可以相加以生成状态测量更新信号703。
本文档中公开的接收机非常适合于：(1)利用聚合预测定点西格玛罗滤波器来改善对接收信号的实时载波和码字跟踪；(2)使用自适应策略实现定点西格ρ滤波器来控制互相关项的范围，以保证滤波器的稳定性和可靠性。
附图中的任何过程描述或块应该被理解为表示包括用于实现过程中的特定逻辑功能或步骤的一个或多个可执行指令的代码的模块、段或部分，并且备选实现被包括在实施例的范围内，正如本领域的普通技术人员将会理解的那样，在实施例中中功能可以按照与所示出或讨论的顺序不同的顺序来执行(包括基本同时地或以相反的顺序执行)，这取决于所涉及的功能。
本公开意在解释如何塑造和使用根据本技术的各个实施例，而不是限制本公开的真实、预期且合理的范围和精神。前文的描述不意在是穷尽的或限于所公开的精确形式。鉴于上述教导，可以进行修改或改变。对实施例的选择和描述是为了最好地解释所描述的技术的原理及其实际应用，并且使得本领域普通技术人员能够在各种实施例中且在具有各种修改(如适合于预期的特定用途)的情况下利用本描述的技术。当根据公平、合法和公正地赋予的范围进行解译时，所有这些修改和改变都在通过随附权利要求(可在本专利申请的待授权期间进行修改)及其所有等同确定的实施例的范围内。

Claims (26)

1.一种卫星导航接收机，包括：
接收机前端，用于对包括多个载波信号的复合接收信号进行下变频；
模数转换器，用于将下变频的复合接收信号转换成数字复合接收信号；
多个信号发生器，各自用于基于载波校正控制数据和码字校正控制数据生成本地参考载波信号和本地参考测距码字，其中，所述本地参考载波信号和所述本地参考测距码字与所述多个载波信号之一相关联，其中所述载波校正控制数据包括：在所述参考频率处的载波校正控制数据，以及在所述多个载波信号中的每一个的频率处的载波校正控制数据；所述码字校正控制数据包括：在所述参考频率处的码字校正控制数据，以及在所述多个载波信号中的每一个的频率处的码字校正控制数据；
多个接收机模块，每个接收机模块包括相关器，所述相关器用于确定所述数字复合接收信号与所述本地参考载波信号和所述本地参考测距码字的多个相关之一，其中，所述多个相关中的每一个包括同相相关和正交相关，并且与所述多个载波信号之一相关联；以及
与所述多个信号发生器通信的聚合预测滤波器，所述聚合预测滤波器用于基于所述多个相关来估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据，
其中，所述聚合预测滤波器还用于基于信号质量度量对所述多个相关中的每一个进行加权，
其中，所述聚合预测滤波器基于所述多个相关来估计参考频率处的载波校正控制数据和码字校正控制数据，且所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据表示对所述接收机与卫星之间的间距估计的校正，其中，所述聚合预测滤波器包括：
载波环鉴别器，所述载波环鉴别器根据所述多个相关确定所述参考频率处的载波跟踪误差；
码字环鉴别器，所述码字环鉴别器用于根据所述多个相关确定所述参考频率处的码字跟踪误差；以及
联合估计器，用于：
基于所述载波跟踪误差和所述码字跟踪误差，确定所述参考频率处的载波校正控制数据和所述参考频率处的码字校正控制数据；以及
基于所述载波跟踪误差和所述码字跟踪误差，估计在所述多个载波信号中的每一个的频率处的载波校正控制数据和在所述多个载波信号中的每一个的频率处的码字校正控制数据；
与所述聚合预测滤波器通信的多个缩放模块，所述多个缩放模块中的每一个用于分别将所述参考频率处的载波校正控制数据和码字校正控制数据缩放为在所述多个载波信号中的每一个的频率处的已缩放的载波校正控制数据和已缩放的码字校正数据；
其中，所述多个信号发生器用于基于所述已缩放的载波校正控制数据和所述已缩放的码字校正控制数据来生成所述本地参考载波信号和所述本地参考测距码字。
2.根据权利要求1所述的卫星导航接收机，其中：
所述多个相关中的每一个针对所述多个载波信号中的相应一个的频率。
3.根据权利要求2所述的卫星导航接收机，其中，所述信号质量度量包括下述中的一个或多个：信噪比或者所述信噪比在滑动窗口上的移动平均。
4.根据权利要求1所述的卫星导航接收机，还包括：导航估计器，用于基于本地参考载波信号的相位和所述本地参考测距码字的相位来估计位置或速度中的一个或多个。
5.根据权利要求1所述的卫星导航接收机，其中，所述聚合预测滤波器包括定点西格玛罗滤波器，所述定点西格玛罗滤波器用于估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据，所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据包括下述中的一个或多个：估计的码字相位、参考频率处的估计的载波相位、多普勒频移、多普勒频移的变化率、所述多个载波信号的强度或所述多个载波信号的幅度。
6.根据权利要求1所述的卫星导航接收机，其中，所述聚合预测滤波器包括定点西格玛罗滤波器，所述定点西格玛罗滤波器用于基于标准偏差函数(sigma)和互相关函数(rho)，使用动态传播级和测量更新级来估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据。
7.根据权利要求6所述的卫星导航接收机，其中，所述定点西格玛罗滤波器通过下述方式来估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据：基于所述互相关函数的先前系数，动态选择自适应缩放因子η，以在所述动态传播级期间将所述互相关函数的系数限制在1之内。
8.根据权利要求6所述的卫星导航接收机，其中，所述定点西格玛罗滤波器通过下述方式来估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据：基于预定的上限，选择重新缩放参数γ，以在所述测量更新级期间将参数β限制为小于1。
9.根据权利要求6所述的卫星导航接收机，其中，所述定点西格玛罗滤波器通过下述方式来估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据：基于索引βi和βj，确定自适应缩放因子μ，以在所述测量更新级期间将所述互相关函数的系数限制在1之内，所述自适应缩放因子是从存储在查找表中的多个预定缩放因子中选择的。
10.根据权利要求6所述的卫星导航接收机，其中，所述定点西格玛罗滤波器通过下述方式来估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据：确定自适应缩放因子μ以在所述测量更新级期间将所述互相关函数的系数限制在1之内，所述自适应缩放因子是通过下述方式确定的：
如果所述互相关函数的最大系数大于预定的上阈值，则将所述自适应缩放因子加倍，直到达到预定的最大值为止；以及
如果所述互相关函数的最大系数小于预定的下阈值，则将自适应缩放因子减半。
11.根据权利要求6所述的卫星导航接收机，其中，所述定点西格玛罗滤波器被实现为锁相环PLL。
12.根据权利要求1所述的卫星导航接收机，其中，所述多个载波信号包括：第一载波(L1)、第二载波(L2)和第三载波(L5)。
13.根据权利要求1所述的卫星导航接收机，
还包括带通滤波器，所述带通滤波器用于将所述数字复合接收信号滤波为多个已滤波的载波信号，所述多个已滤波的载波信号均与所述数字复合接收信号内的不同载波信号相关联；
其中，所述多个接收机模块中的每一个的相关器用于确定所述多个已滤波的载波信号中的一个与所述本地参考载波信号和所述本地参考测距码字的相关。
14.一种处理用于卫星导航的复合接收信号的方法，包括：
对包括多个载波信号的所述复合接收信号进行下变频；
将下变频的复合接收信号转换成数字复合接收信号；
基于载波校正控制数据和码字校正控制数据生成多个本地参考载波信号和多个本地参考测距码字，其中，所述多个本地参考载波信号和所述多个本地参考测距码字均与所述多个载波信号之一相关联，其中，所述载波校正控制数据包括：在所述参考频率处的载波校正控制数据，以及在所述多个载波信号中的每一个的频率处的载波校正控制数据；以及其中，所述码字校正控制数据包括：在所述参考频率处的码字校正控制数据，以及在所述多个载波信号中的每一个的频率处的码字校正控制数据；
确定所述数字复合接收信号与所述本地参考载波信号和所述本地参考测距码字中的每一个的多个相关，其中，所述多个相关中的每一个包括同相相关和正交相关，并且与所述多个载波信号之一相关联；以及
基于所述多个相关来估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据，
其中，所述多个相关中的每一个被基于信号质量度量来加权，
其中，估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据包括：基于所述多个相关来估计参考频率处的载波校正控制数据和码字校正控制数据，且所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据表示对所述接收机与卫星之间的间距估计的校正，
其中，估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据包括：
根据所述多个相关确定所述参考频率处的载波跟踪误差；
根据所述多个相关确定所述参考频率处的码字跟踪误差；
基于所述载波跟踪误差和所述码字跟踪误差，确定所述参考频率处的载波校正控制数据和所述参考频率处的码字校正控制数据；以及
基于所述载波跟踪误差和所述码字跟踪误差，估计在所述多个载波信号中的每一个的频率处的载波校正控制数据和在所述多个载波信号中的每一个的频率处的码字校正控制数据，
其中，所述方法还包括：将所述参考频率处的载波校正控制数据和码字校正控制数据缩放为在所述多个载波信号中的每一个的频率处的已缩放的载波校正控制数据和已缩放的码字校正数据；
其中，生成所述多个本地参考载波信号和所述多个本地参考测距码字包括：基于所述已缩放的载波校正控制数据和所述已缩放的码字校正控制数据来生成所述多个本地参考载波信号和所述多个本地参考测距码字。
15.根据权利要求14所述的方法，
其中，所述多个相关中的每一个针对所述多个载波信号中的相应一个的频率。
16.根据权利要求15所述的方法，其中，所述信号质量度量包括下述中的一个或多个：信噪比或者所述信噪比在滑动窗口上的移动平均。
17.根据权利要求14所述的方法，还包括：基于本地参考载波信号的相位和所述本地参考测距码字的相位来估计位置或速度中的一个或多个。
18.根据权利要求14所述的方法，其中，估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据包括：利用定点西格玛罗滤波器估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据，所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据包括下述中的一个或多个：估计的码字相位、参考频率处的估计的载波相位、多普勒频移、多普勒频移的变化率、所述多个载波信号的强度或所述多个载波信号的幅度。
19.根据权利要求14所述的方法，其中，利用定点西格玛罗滤波器估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据包括：基于标准偏差函数(sigma)和互相关函数(rho)，使用所述定点西格玛罗滤波器的动态传播级和测量更新级来估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据。
20.根据权利要求19所述的方法，其中，使用所述动态传播级和所述测量更新级估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据包括：基于所述互相关函数的先前系数，动态选择自适应缩放因子η，以在所述动态传播级期间将所述互相关函数的系数限制在1之内。
21.根据权利要求19所述的方法，其中，使用所述动态传播级和所述测量更新级估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据包括：基于预定的上限，选择重新缩放参数γ，以在所述测量更新级期间将参数β限制为小于1。
22.根据权利要求19所述的方法，其中，使用所述动态传播级和所述测量更新级估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据包括：基于索引βi和βj，确定自适应缩放因子μ，以在所述测量更新级期间将所述互相关函数的系数限制在1之内，所述自适应缩放因子是从存储在查找表中的多个预定缩放因子中选择的。
23.根据权利要求19所述的方法，其中，使用所述动态传播级和所述测量更新级估计所述载波校正控制数据和所述码字校正控制数据包括：确定自适应缩放因子μ以在所述测量更新级期间将所述互相关函数的系数限制在1之内，确定自适应缩放因子包括：
如果所述互相关函数的最大系数大于预定的上阈值，则将所述自适应缩放因子加倍，直到达到预定的最大值为止；以及
如果所述互相关函数的最大系数小于预定的下阈值，则将自适应缩放因子减半。
24.根据权利要求19所述的方法，其中，所述定点西格玛罗滤波器被实现为锁相环PLL。
25.根据权利要求14所述的方法，其中，其中，所述多个载波信号包括：第一载波(L1)、第二载波(L2)和第三载波(L5)。
26.根据权利要求14所述的方法，
还包括：将所述数字复合接收信号滤波为多个已滤波的载波信号，所述多个已滤波的载波信号均与所述数字复合接收信号内的不同载波信号相关联；
其中，确定所述多个相关包括：确定所述多个已滤波的载波信号中的一个与所述本地参考载波信号和所述本地参考测距码字的相关。
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