JP5730064B2 - 周波数追尾装置 - Google Patents

Description

この発明は、衛星信号の搬送波周波数を追尾する周波数追尾装置に関する。

例えば、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）やＧａｌｉｌｅｏなどの衛星信号受信装置においては、衛星信号を捕捉し、車両や歩行者などの地上の受信者の位置や速度などを求めている。このようにして求めた測位結果（受信者の位置や速度）は、カーナビゲーションシステムやＩＴＳ（Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ、高度道路交通システム）などに利用されるため、高い信頼性が要求される。ところが、木々などに囲まれているような衛星の信号強度が劣化しやすい環境に受信者が位置する場合は、衛星信号の搬送波周波数を高い信頼性で追尾することが困難になる。搬送波周波数の追尾が困難になれば、測位結果の精度が劣化したり、非測位状態になったりしてしまう。このような場合であっても、衛星信号の搬送波周波数を高度に追尾するために衛星信号受信装置は周波数追尾装置を備える。

周波数追尾装置は、所望衛星のローカル周波数信号（ベースバンド処理部で本装置が扱いやすい所定の周波数に変換したローカル信号）と本装置内で生成するレプリカ信号との周波数ずれ量を算出し、算出した周波数ずれ量に基づいてキャリアＮＣＯ（Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）がレプリカ信号の周波数を周波数ずれ量を最小化するように補正し、補正を繰り返すことによって、所望衛星のローカル信号とレプリカ信号とを同期させ、衛星信号の搬送波周波数を追尾するものである。従来の周波数追尾装置１００は、図３に示すように、フェーズローテータ１０１、積算器１０２とディスクリミネータ１０３とループフィルタ１０４とエッジ情報発生器１０５とキャリアＮＣＯ１０６とを備えることが知られている。周波数追尾装置１００は、フェーズローテータ１０１で所望衛星のローカル信号とレプリカ信号とを複素数乗算し、複素数乗算した信号に重畳する高周波雑音を抑圧するために積算器１０２によって積算（フィルタリング）し、ディスクリミネータ１０３で所望衛星のローカル信号とレプリカ信号との周波数ずれ量を算出し、ループフィルタ１０４で周波数ずれ量に重畳する雑音をさらに抑圧し、雑音が抑圧された周波数ずれ量に基づいてキャリアＮＣＯ１０６がレプリカ信号の周波数を補正する。そして、このようにして所望衛星のローカル信号の周波数と、レプリカ信号の周波数との周波数ずれ量がゼロとなるように制御する。また、エッジ情報発生器１０５は、所望衛星のローカル信号に重畳している航法データやセカンダリーコードによる符合反転情報（エッジ情報）を積算器１０２に通知するものである。例えば、ＧＰＳ Ｌ１Ｃ／Ａの航法データの符合反転は、航法データのボーレートが５０ｂｐｓなので２０ｍｓ毎に符合反転する可能性がある箇所が現れる。積算器１０２は符合反転境界を跨がないように積算することで、最大利得の積算結果を得ることができる。

ところで、衛星の信号強度が劣化しやすい環境において、衛星の搬送波位相（以下、「位相」と記す）が不安定になることが知られている。例えば、衛星と受信者間に葉っぱなどの障害物が突然割り込むことで衛星信号が屈折や反射し、これにより位相の突発的なオフセット変化やサイクルスリップが発生し、位相が不安定になる。ディスクリミネータ１０３では、位相を離散時間微分することによって周波数ずれ量を算出しているため、位相が不安定な場合には、算出する周波数ずれ量に位相不安定に起因する誤差が含まれ、このため周波数追尾が不安定になったり、誤った周波数を追尾したりするおそれがあった。

信号強度やノイズに時間的な変動があっても、誤った周波数を追尾することがないようにする周波数推定装置（周波数追尾装置）として特許文献１の技術が知られている。この周波数推定装置は推定周波数（周波数ずれ量）を求めるために２つ以上の受信チャンネル（受信回路）を使用して評価用周波数を取得し、取得した２つ以上の評価用周波数から周波数ずれ量を算出するものである。受信チャンネルは、図３に示した従来の周波数追尾装置１００と同等な回路で構成され、１つの衛星の周波数を追尾する場合には、２つ以上の受信チャンネルを使用するために、従来の２倍以上の回路規模や消費電流が必要になってしまうという欠点があった。また、回路規模や消費電流の増大を抑制した衛星信号追尾装置（周波数追尾装置）に関する技術として特許文献２の技術が知られている。この衛星信号追尾装置は、周波数ずれ量を信号パワー（積算パワー）比によって求めるものであるため、分子の積算パワーと分母の積算パワーとが同等な倍率になるような周波数ずれ（周波数シフト）が発生した場合、積算パワーの比の計算では周波数ずれ量を正確に検出できないという欠点があった。

特許第３９２４５００号 特開２００８−１１１６８４号公報

そこで本発明は、回路規模や消費電力の増加を最小限に抑え、周波数ずれ量を正確に検出するために、異なるコヒーレント加算時間で算出した積算パワーの平方根の差分によって周波数ずれ量を算出することで、高精度な周波数ずれ量を算出することができる周波数追尾装置を提供することを目的とする。

前記の課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、所望の衛星信号とキャリアＮＣＯからのレプリカ信号とをフェーズローテータによって複素数乗算し、前記複素数乗算値を積算器で積算した後に、周波数ずれ量を算出し、前記周波数ずれ量をフィードバックすることにより、前記所望の衛星信号の搬送波周波数と前記レプリカ信号の周波数の周波数ずれ量がゼロとなるように制御する周波数追尾装置であって、前記所望の衛星信号を第１の所定加算時間でコヒーレント加算し、第１の所定回数のノンコヒーレント加算をしてノルムを算出し、該ノルムを２乗して第１の積算パワーを算出する第１の積算器と、前記所望の衛星信号を第１の所定加算時間と異なる第２の所定加算時間でコヒーレント加算し、第２の所定回数のノンコヒーレント加算をしてノルムを算出し、該ノルムを２乗して第２の積算パワーを算出する第２の積算器と、前記第１の積算パワーの平方根と前記第２の積算パワーの平方根との差分から、周波数ずれ量を算出する周波数ずれ演算器と、を備え、前記周波数ずれ演算器で算出された周波数ずれ量に基づいて、所望の衛星信号を追尾する、ことを特徴とする。

本発明によれば、第１の積算器によって算出される第１の積算パワーの平方根と、第２の積算器によって算出される第２の積算パワーの平方根との差分から、周波数ずれ量が算出される。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の周波数追尾装置において、前記所望の衛星信号の位相ずれ量を離散時間微分することによって周波数ずれ量を算出するディスクリミネータと、前記周波数ずれ演算器で算出された周波数ずれ量と、前記ディスクリミネータで算出された周波数ずれ量とに基づいて最適な周波数ずれ量を算出する加重平均器と、を備えることを特徴とする。

請求項１に記載の発明によれば、周波数ずれ量を、第１の所定加算時間でコヒーレント加算した第１の積算パワーの平方根と、第１の所定加算時間と異なる第２の所定加算時間でコヒーレント加算した第２の積算パワーの平方根との差分から算出するので、算出する周波数ずれ量にオフセットが加わることはない。つまり、第１の所定加算時間と第２の所定加算時間とが異なっているので、第１の積算パワーの平方根と第２の積算パワーの平方根との差分から必ず周波数ずれ量を算出できる。算出された周波数ずれ量は、従来のディスクリミネータのように位相ずれ量を離散時間微分するという演算を用いていないので、位相の突発的なオフセット変化やサイクルスリップが多発する場合であっても、周波数ずれ量を精度よく求められる。

請求項２に記載の発明によれば、前記周波数ずれ演算器で算出した周波数ずれ量と、前記ディスクリミネータで算出した周波数ずれ量とに基づいて、加重平均器で、衛星信号の受信状態などに応じて適正な周波数ずれ量を算出することができる。

この発明の実施の形態に係る周波数追尾装置を示す概略構成図である。 図１の周波数追尾装置における第１の積算器、第２の積算器で算出する周波数ずれ量と積算パワーの劣化度の関係を示す図である。周波数ずれ量と積算パワーの劣化度の関係の関係はｓｉｎｃ関数になる。 従来の周波数追尾装置を示す概略構成図である。

以下、この発明を図示の実施の形態に基づいて説明する。

図１および図２は、この発明の実施の形態を示している。

周波数追尾装置１は、ＧＰＳやＧａｌｉｌｅｏなどの衛星信号受信装置（図示略）に複数が備えられている。つまり、周波数追尾装置１は、衛星信号受信装置が受信する複数の衛星信号毎に備えられ、それぞれの周波数追尾装置１はそれぞれ異なる所望の衛星信号の搬送波周波数Ｆ１を追尾する。また、衛星信号は、衛星信号受信装置のアンテナ（図示略）で受信され、周波数追尾装置１に伝達される。周波数追尾装置１は当該衛星信号のレプリカ信号を生成することで当該衛星信号を追尾対象とする。この周波数追尾装置１は、図１に示すように、主として、フェーズローテータ１１、キャリアＮＣＯ１２、エッジ情報発生器１３、積算器１４、１７、１８、１９、ディスクリミネータ（周波数弁別器）１５、ループフィルタ１６、周波数ずれ演算器２０、加重平均器３１とを備える。この周波数追尾装置１は、所望の衛星信号（ロカール信号）とキャリアＮＣＯ１２からのレプリカ信号とをフェーズローテータ１１によって複素数乗算し、積算器１４、１７、１８、１９によって複素数乗算値を積算し、ディスクリミネータ１５及び周波数ずれ演算器２０によって積算値から周波数ずれ量Δｆ１とΔｆ２とを算出し、加重平均器３１によって周波数ずれ量Δｆ３を算出してキャリアＮＣＯ１２にフィードバックすることにより、衛星信号の搬送波周波数Ｆ１とレプリカ信号の周波数Ｆ２の周波数ずれ量がゼロとなるように制御するものである。ここで、周波数追尾装置１の積算器１４、１７、１８、１９に入力される衛星信号ｙは、雑音を無視すると、周波数ずれ量Δｆ、コード誤差Δτによって次式で表せる。

数１式において、衛星信号ｙの捕捉後は、コード誤差Δτがほぼ０となるので、コード相関関数Ｒ（Δτ）＝１とし、航法データＤを無視すると、衛星信号ｙは次式で表せる。

また、位相差を除去するために、衛星信号ｙのノルムを算出する。

フェーズローテータ１１は、衛星信号の搬送波とレプリカ信号とを複素数乗算することにより生成されるＩ、Ｑ信号（Ｉｎｐｈａｓｅ、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ信号）ＩＱを積算器１４、１７、１８、１９に出力する。ここで、数１式の複素平面での直交成分がＩ、Ｑ信号ＩＱになる。

キャリアＮＣＯ１２は、後述する周波数ずれ量Δｆ_３に基づいて所望の衛星信号ｙの搬送波の周波数Ｆ_１とほぼ同一な周波数Ｆ_２のレプリカ信号を生成し、フェーズローテータ１１に出力する。

エッジ情報発生器１３は、衛星信号ｙをコヒーレント加算する際に最大利得を得るためのエッジ情報Ｅを発生させ、発生させたエッジ情報Ｅを積算器１４、１７、１８に出力する。ここで、エッジ情報Ｅとは、航法データやセカンダリーコードによる符合反転タイミングを示すもので、積算器１４、１７、１８はこのエッジ情報Ｅを使用して符合反転タイミングを含まないようにコヒーレント加算することによって、最大利得を得ることができるようになる。エッジ情報Ｅは、一度、データビットのビット境界である符合反転タイミングを検出すれば既知情報となり、以後は符合反転タイミングを検出する必要はない。符合反転タイミングは、衛星の軌道を求めるためのパラメータ（エフェメリス）が取得済みで測位していれば、エフェメリス及び測位情報から算出することも可能である。Ｇａｌｉｌｅｏの場合には、Ｅ１−Ｂ／Ｃ信号はチップ周期とセカンダリーコードのデータビット同期が同一で、同期しているので、信号を捕捉していれば、捕捉したチップからセカンダリーコードの符合反転タイミングを算出できる。

第３の積算器としての積算器１４は、フェーズローテータ１１から出力されたＩ、Ｑ信号ＩＱ（所望の衛星信号ｙ）の位相ずれ量の離散時間微分を算出し、ディスクリミネータ１５に出力する。

ディスクリミネータ１５は、積算器１４の出力信号から周波数ずれ量、位相ずれ量を算出し、算出した各種ずれ量をループフィルタ１６に出力する。

ループフィルタ（ローパスフィルタ）１６は、ディスクリミネータ１５から出力された周波数ずれ量に重畳する雑音をフィルタリングして、周波数ずれ量Δｆ_１を加重平均器３１へ出力する。また、ディスクリミネータ１５の各種ずれ量から周波数ずれ量Δｆ_１の補正方向（符号情報）Ｃを算出し、演算器２６に出力する。

第１の積算器としての積算器１７は、所望の衛星信号ｙをコヒーレント加算時間（第１の所定加算時間）Ｍ_Ａでコヒーレント加算し、ノンコヒーレント加算回数（第１の所定回数）Ｎ_Ａのノンコヒーレント加算をして、第１の積算パワーを算出するものである。つまり、この積算器１７は、エッジ情報発生器１３から出力されたエッジ情報Ｅと、衛星信号ｙの１ｍｓ相関値であるＩ、Ｑ相関値とに基づいてコヒーレント加算時間Ｍ_Ａでコヒーレント加算し、ノンコヒーレント加算回数Ｎ_Ａだけノンコヒーレント加算し、積算パワー（第１の積算パワー）｜ｙ_Ａ｜^２を算出する。積算器１７は、算出した積算パワー｜ｙ_Ａ｜^２を平方根演算器２１へ出力する。ここで、コヒーレント加算は、Ｉ、Ｑ信号ＩＱをそのまま加算するものである。ノンコヒーレント加算は、Ｉ、Ｑ信号ＩＱの絶対値またはこれらをコヒーレント加算した信号の信号パワー（Ｉ^２＋Ｑ^２、（Ｉ^２＋Ｑ^２）^１／２）を加算するものである。

第２の積算器としての積算器１８は、所望の衛星信号ｙをコヒーレント加算時間Ｍ_Ａと異なるコヒーレント加算時間（第２の所定加算時間）Ｍ_Ｂでコヒーレント加算し、ノンコヒーレント加算回数（第２の所定回数）Ｎ_Ｂのノンコヒーレント加算をして、積算パワー（第２の積算パワー）｜ｙ_Ｂ｜^２を算出する。つまり、この積算器１８は、エッジ情報発生器１３から出力されたエッジ情報Ｅと、衛星信号ｙの１ｍｓ相関値であるＩ、Ｑ相関値とに基づいてコヒーレント加算時間Ｍ_Ｂでコヒーレント加算し、ノンコヒーレント加算回数Ｎ_Ｂだけノンコヒーレント加算し、積算パワー｜ｙ_Ｂ｜^２を算出する。積算器１８は、算出した積算パワー｜ｙ_Ｂ｜^２を平方根演算器２２へ出力する。

ここで、積算器１７、１８から出力される積算パワー｜ｙ_Ａ｜^２、｜ｙ_Ｂ｜^２は、次式で算出される。

積算器１９は、衛星信号の１ｍｓ相関値であるＩ、Ｑ相関値の２乗和をＮ回ノンコヒーレント加算し、平方根演算器２４へ出力する。

周波数ずれ演算器２０は、積算器１７、１８から出力された積算パワーの平方根｜ｙ_Ａ｜、｜ｙ_Ｂ｜の差分（劣化度）と、積算器１９から出力された情報Ｐｃと、ループフィルタ１６から出力された周波数ずれの符号情報Ｃとから周波数ずれ量を算出する。この周波数ずれ演算器２０は、主として、平方根演算器２１、２２、２４、加算器２３、ローパスフィルタ２５、演算器２６とを備える。

平方根演算器２１は、衛星信号のノルムｙ_Ａを算出し、加算器２３に出力する。数３式と数４式からノルムｙ_Ａは次式で表される。

平方根演算器２２は、衛星信号のノルムｙ_Ｂを算出し、加算器２３に出力する。数３式と数５式からノルムｙ_Ｂは次式で表される。

ここで、コヒーレント加算時間Ｔ_Ａ＝Ｍ_Ａ、Ｔ_Ｂ＝Ｍ_Ｂである。

加算器２３は、平方根演算器２１、２２で算出された積算パワー｜ｙ_Ａ｜^２のノルム（平方根）と積算パワー｜ｙ_Ｂ｜^２のノルムの差分を算出し、演算器２６に出力する。つまり、加算器２３が算出するのは、数６式、数７式においてコヒーレント加算時間Ｔ_Ａ、Ｔ_Ｂは異なる値であるので、図２に示すように、積算器１７、１８が出力するｓｉｎｃ関数の波形の差分（積算パワーの平方根の劣化度、｜ｙ_Ａ｜−｜ｙ_Ｂ｜）である。ここで、図２に示すように、例えば、積算パワーの平方根の劣化度が約３．６ｄＢ（＝−１．４−（−５））の場合は、周波数ずれ量は約２８Ｈｚまたは約−２８Ｈｚのいずれかとなり、周波数ずれ量の符号情報は不明である。このため、加算器２３は周波数ずれ量の絶対値を演算器２６に出力する。

平方根演算器２４は、積算器１９から出力される情報Ｐｃのノルムを算出し、ローパスフィルタ２５に出力する。ローパスフィルタ２５が出力する正規化情報Ｓを次式で表す。

数８式は、コヒーレント加算を行っていないので、周波数ずれによる積算値の劣化は無視可能である。

ローパスフィルタ２５は、平方根演算器２４で出力された正規化情報Ｓの雑音をフィルタリングして、演算器２６へ出力する。

演算器２６は、加算器２３から出力された積算パワーの平方根の劣化度Ｐ_１、ローパスフィルタ２５から出力された正規化情報Ｓ、ループフィルタ１６から出力された符号情報Ｃから、周波数ずれ量Δｆ_２を算出する。まず、数６式、数７式、数８式から劣化度Ｐ_１（｜ｙ_Ａ｜−｜ｙ_Ｂ｜）は次式で表せる。

これにより、周波数ずれ量Δｆは次式で求まる。

さらに、符号情報Ｃを加味することによって、周波数ずれ量Δｆ_２が求まる。

ここで、α＝１／６・π^２（Ｔ_Ｂ−Ｔ_Ａ）（Ｔ_Ｂ＋Ｔ_Ａ）とした。Ｔ_ＡとＴ_Ｂは既知の情報であるため、αは予め算出できる。また、数９式には次の近似式を使用した。ｓｉｎｃθ≡ｓｉｎθ／θ≒１−θ^２／６ この式は、ｓｉｎθを０まわりでテイラー展開した式である。また、符号情報Ｃは周波数ずれ量Δｆの補正方向を示す値であり、値は＋１又は−１である。

加重平均器３１は、周波数ずれ演算器２０で算出された周波数ずれ量Δｆ_２と、ディスクリミネータ１５で算出された周波数ずれ量Δｆ_１とに基づいて最適な周波数ずれ量を算出するもので、周波数ずれ量Δｆ_２とΔｆ_１との重み付き平均を計算する。そして、算出した周波数ずれ量Δｆ_３をキャリアＮＣＯ１２にフィードバックする。ここで、加重平均器３１の加重は、サイクルスリップが多発している場合には、ディスクリミネータ１５で算出した周波数ずれ量Δｆ_１は精度が劣化しているため、ディスクリミネータ１５の周波数ずれ量Δｆ_１の重みを小とし、周波数ずれ演算器２０で算出した周波数ずれ量Δｆ_２の重みを大にする。また、周波数ずれ量Δｆ_１が数Ｈｚ以下と小さく、位相が不安定になる状況でなければ、離散時間微分により、瞬間的な周波数ずれ量が求められるディスクリミネータ１５を使用した方が良い場合もあるので、ディスクリミネータ１５で算出した周波数ずれ量Δｆ_１の重みを大とし、周波数ずれ演算器２０で算出した周波数ずれ量Δｆ_２の重みを小にする。

このようにして、周波数追尾装置１は、追尾対象（追尾チャネル）の衛星信号を追尾する。そして、衛星信号受信装置は、このようにして追尾した各追尾チャネルの追尾情報、衛星データ、ユーザ概略位置、受信時刻に基づいてユーザ位置を算出する。

次に、周波数追尾装置１の周波数追尾の始動の仕方について説明する。

まず、衛星信号受信装置及び周波数追尾装置１の電源がＯＮされ、衛星信号受信装置のアンテナで受信している衛星信号がサーチされる。そして、サーチによって衛星信号を捕捉すると、捕捉した衛星信号を追尾するために、捕捉情報が追尾チャネル毎に振り分けられ、追尾チャネルに対応する周波数追尾装置１が上述の通りに周波数追尾を開始する。

以上のように、この周波数追尾装置１によれば、周波数ずれ演算器２０は異なるコヒーレント加算時間Ｍ_Ａ、Ｍ_Ｂで算出した積算パワーの平方根｜ｙ_Ａ｜、｜ｙ_Ｂ｜の差分（劣化度）から周波数ずれ量Δｆ_２を算出するので、位相が不安定でも高精度な周波数ずれ量Δｆ_２を算出できる。つまり、コヒーレント加算時間Ｍ_Ａ、Ｍ_Ｂが異なっているので、積算パワーの平方根｜ｙ_Ａ｜、｜ｙ_Ｂ｜の劣化度から必ず周波数ずれ量Δｆ_２を算出できる。このため、位相の突発的なオフセット変化やサイクルスリップが多発する場合は、ディスクリミネータ１５が出力する周波数ずれ量Δｆ_１は、位相ずれ量の離散時間微分から算出しているので精度が落ちてしまうが、周波数ずれ量Δｆ_２は位相ずれ量を離散時間微分するという演算を用いていないので、周波数ずれ量Δｆ_２によって周波数追尾を高精度に継続することができる。

また、周波数ずれ量Δｆ３は、周波数ずれ演算器２０で算出した周波数ずれ量Δｆ２と、ディスクリミネータ１５で算出した周波数ずれ量Δｆ１とに基づいて、加重平均器３１で加重平均して算出するので、衛星信号の受信状態などに応じて最適な周波数ずれ量Δｆ３を算出できる。つまり、制御に用いる周波数ずれ量に関し、特徴の異なる２系統の情報を用いるため、周波数追尾の性能が向上する。

以上、この発明の実施の形態について説明したが、具体的な構成は、上記の実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても、この発明に含まれる。例えば、最適な周波数ずれ量Δｆ_３を算出するために加重平均器３１ではなく、カルマンフィルタを使用して算出してもよい。

１ 周波数追尾装置
１１ フェーズローテータ
１２ キャリアＮＣＯ
１３ エッジ情報発生器
１４ 積算器（第３の積算器）
１５ ディスクリミネータ
１７ 積算器（第１の積算器）
１８ 積算器（第２の積算器）
１９ 積算器
２０ 周波数ずれ演算器
２６ 演算器
３１ 加重平均器
Δｆ 周波数ずれ量
Ｆ_１ 搬送波周波数
Ｆ_２ レプリカ信号の周波数
｜ｙ_Ａ｜^２ 第１の積算パワー
｜ｙ_Ｂ｜^２ 第２の積算パワー
Ｓ 正規化情報
Ｍ_Ａ コヒーレント加算時間（第１の所定加算時間）
Ｍ_Ｂ コヒーレント加算時間（第２の所定加算時間）
Ｎ_Ａ ノンコヒーレント加算回数（第１の所定回数）
Ｎ_Ｂ ノンコヒーレント加算回数（第２の所定回数）

Claims (2)

1. 所望の衛星信号とキャリアＮＣＯからのレプリカ信号とをフェーズローテータによって複素数乗算し、前記複素数乗算値を積算器で積算した後に、周波数ずれ量を算出し、前記周波数ずれ量をフィードバックすることにより、前記所望の衛星信号の搬送波周波数と前記レプリカ信号の周波数の周波数ずれ量がゼロとなるように制御する周波数追尾装置であって、
   前記所望の衛星信号を第１の所定加算時間でコヒーレント加算し、第１の所定回数のノンコヒーレント加算をしてノルムを算出し、該ノルムを２乗して第１の積算パワーを算出する第１の積算器と、
   前記所望の衛星信号を第１の所定加算時間と異なる第２の所定加算時間でコヒーレント加算し、第２の所定回数のノンコヒーレント加算をしてノルムを算出し、該ノルムを２乗して第２の積算パワーを算出する第２の積算器と、
   前記第１の積算パワーの平方根と前記第２の積算パワーの平方根との差分から、周波数ずれ量を算出する周波数ずれ演算器と、を備え、
   前記周波数ずれ演算器で算出された周波数ずれ量に基づいて、所望の衛星信号を追尾する、
   ことを特徴とする周波数追尾装置。
2. 前記所望の衛星信号の位相ずれ量を離散時間微分することによって周波数ずれ量を算出するディスクリミネータと、
   前記周波数ずれ演算器で算出された周波数ずれ量と、前記ディスクリミネータで算出された周波数ずれ量とに基づいて最適な周波数ずれ量を算出する加重平均器と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の周波数追尾装置。