JP3099796B2 - 自動等化方法及び自動等化器 - Google Patents
自動等化方法及び自動等化器Info
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- JP3099796B2 JP3099796B2 JP10052666A JP5266698A JP3099796B2 JP 3099796 B2 JP3099796 B2 JP 3099796B2 JP 10052666 A JP10052666 A JP 10052666A JP 5266698 A JP5266698 A JP 5266698A JP 3099796 B2 JP3099796 B2 JP 3099796B2
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- Japan
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- signals
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
- H04L25/03184—Details concerning the metric
- H04L25/03197—Details concerning the metric methods of calculation involving metrics
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、符号間干渉により
歪みを受けた信号を自動的に等化する自動等化器に関す
る。
歪みを受けた信号を自動的に等化する自動等化器に関す
る。
【0002】
【従来の技術】従来、最尤系列推定を行う自動等化器と
して、例えば、特開平7−22970号公報あるいは、
「DIGITAL COMMUNICATIONS」(Proakis著、McGraw-Hil
l、1983年、410ページ)に記載されているようなビタビ
・アルゴリズムを用いたものが知られている。図4は、
前記後者の文献に記載されているビタビ・アルゴリズム
を用いた自動等化器のブロック図である。以下、図4を
用いて従来の自動等化器について説明する。
して、例えば、特開平7−22970号公報あるいは、
「DIGITAL COMMUNICATIONS」(Proakis著、McGraw-Hil
l、1983年、410ページ)に記載されているようなビタビ
・アルゴリズムを用いたものが知られている。図4は、
前記後者の文献に記載されているビタビ・アルゴリズム
を用いた自動等化器のブロック図である。以下、図4を
用いて従来の自動等化器について説明する。
【0003】kレベルの値を取る送信シンボルから構成
されるディジタルデータ信号を用いた通信において、送
信シンボル系列生成回路401は、長さMのkM個の送
信シンボル系列S1〜Sk Mを出力する。ベクトル内積演
算回路202-1〜202-kMは、Mの通信路インパル
スレスポンスhとそれぞれ長さ送信シンボル系列S1〜
Sk Mの内積を求め、時刻mにおけるkM個の推定受信信
号re1(m)〜rek M(m)として出力する。
されるディジタルデータ信号を用いた通信において、送
信シンボル系列生成回路401は、長さMのkM個の送
信シンボル系列S1〜Sk Mを出力する。ベクトル内積演
算回路202-1〜202-kMは、Mの通信路インパル
スレスポンスhとそれぞれ長さ送信シンボル系列S1〜
Sk Mの内積を求め、時刻mにおけるkM個の推定受信信
号re1(m)〜rek M(m)として出力する。
【0004】減算器103-1〜103-kMは、受信信
号r(m)からkM個の推定受信信号re1(m)〜re
k M(m)をそれぞれ引くことによりkM個の推定誤差信
号err1〜errk Mを出力する。ビタビ・プロセッサ
402は、kM個の推定誤差信号err1〜errk Mを入
力として、ビタビ・アルゴリズムを用いてkM個の送信
シンボル系列S1〜Sk Mの中から最尤系列を選択してそ
の最下位シンボルを受信信号r(m)から歪み成分を除
去した値と判定して判定出力信号dとして外部へ出力す
る。
号r(m)からkM個の推定受信信号re1(m)〜re
k M(m)をそれぞれ引くことによりkM個の推定誤差信
号err1〜errk Mを出力する。ビタビ・プロセッサ
402は、kM個の推定誤差信号err1〜errk Mを入
力として、ビタビ・アルゴリズムを用いてkM個の送信
シンボル系列S1〜Sk Mの中から最尤系列を選択してそ
の最下位シンボルを受信信号r(m)から歪み成分を除
去した値と判定して判定出力信号dとして外部へ出力す
る。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
自動等化器では、ビタビ・アルゴリズムを用いて最尤系
列推定を行っているが、このような自動等化器では、ビ
タビ演算が複雑であるため演算量が多くなってしまうと
いう問題がある。
自動等化器では、ビタビ・アルゴリズムを用いて最尤系
列推定を行っているが、このような自動等化器では、ビ
タビ演算が複雑であるため演算量が多くなってしまうと
いう問題がある。
【0006】本発明の目的は、簡単な演算で最尤系列推
定を実現可能な自動等化器を提供することにある。
定を実現可能な自動等化器を提供することにある。
【0007】
【課題を解決するための手段】本発明による自動等化器
は、送信シンボル系列生成回路と、並列受信信号推定回
路と、減算器と、絶対値自乗演算回路と、加算器と、判
定器により構成されており、それぞれ0〜N−1シンボ
ル遅延させたN個の遅延受信信号に対する推定誤差信号
より求められる自乗誤差信号を加算した加算誤差信号を
用いて誤差が最小となる送信シンボル系列を選択するこ
とにより最尤系列を推定することを特徴とするものであ
る。
は、送信シンボル系列生成回路と、並列受信信号推定回
路と、減算器と、絶対値自乗演算回路と、加算器と、判
定器により構成されており、それぞれ0〜N−1シンボ
ル遅延させたN個の遅延受信信号に対する推定誤差信号
より求められる自乗誤差信号を加算した加算誤差信号を
用いて誤差が最小となる送信シンボル系列を選択するこ
とにより最尤系列を推定することを特徴とするものであ
る。
【0008】具体的には、長さM(M:自然数)の通信
路インパルスレスポンスと長さM−j(0≦j≦M−
1、j:整数)を持つkM-j個の送信シンボル系列と判
定結果を入力として、(kM-j+kM-j-1+…+k
M-j-N+1)個(N≦M−j、N:自然数)の推定受信信
号を出力する並列受信信号推定回路と、時刻mにおける
受信信号r(m)から時刻m−(N−1)における受信
信号r(m−(N−1))までのN個の遅延受信信号r
(m)、r(m−1)、…、r(m−(N−1))と
(kM-j+kM-j-1+…+kM-j-N+1)個の推定受信信号
を入力として、(kM-j+kM-j-1+…+kM-j-N+1)個
の推定誤差信号を出力する(kM-j+kM-j-1+…+k
M-j-N+1)個の推定誤差出力回路群と、(kM-j+k
M-j-1+…+kM-j-N+1)個の推定誤差信号を入力として
(kM-j+kM-j-1+…+kM-j-N+1)個の自乗誤差信号
を出力する(kM-j+kM-j-1+…+kM-j-N+1)個の絶
対値自乗演算回路群と、(kM-j+kM-j-1+…+k
M-j-N+1)個の自乗誤差信号を入力とし、(kM-j+k
M-j-1+…+kM-j-N+1)個の自乗誤差信号から過去の送
信シンボル系列が等しいN個の推定受信信号に基づいて
得られた自乗誤差信号を加算して、kM-j個の加算誤差
信号として出力するkM-j個の加算器群と、kM-j個の加
算誤差信号を入力として最小となるものに対応する送信
シンボル系列の一部を判定出力信号として出力する判定
器とから構成される。
路インパルスレスポンスと長さM−j(0≦j≦M−
1、j:整数)を持つkM-j個の送信シンボル系列と判
定結果を入力として、(kM-j+kM-j-1+…+k
M-j-N+1)個(N≦M−j、N:自然数)の推定受信信
号を出力する並列受信信号推定回路と、時刻mにおける
受信信号r(m)から時刻m−(N−1)における受信
信号r(m−(N−1))までのN個の遅延受信信号r
(m)、r(m−1)、…、r(m−(N−1))と
(kM-j+kM-j-1+…+kM-j-N+1)個の推定受信信号
を入力として、(kM-j+kM-j-1+…+kM-j-N+1)個
の推定誤差信号を出力する(kM-j+kM-j-1+…+k
M-j-N+1)個の推定誤差出力回路群と、(kM-j+k
M-j-1+…+kM-j-N+1)個の推定誤差信号を入力として
(kM-j+kM-j-1+…+kM-j-N+1)個の自乗誤差信号
を出力する(kM-j+kM-j-1+…+kM-j-N+1)個の絶
対値自乗演算回路群と、(kM-j+kM-j-1+…+k
M-j-N+1)個の自乗誤差信号を入力とし、(kM-j+k
M-j-1+…+kM-j-N+1)個の自乗誤差信号から過去の送
信シンボル系列が等しいN個の推定受信信号に基づいて
得られた自乗誤差信号を加算して、kM-j個の加算誤差
信号として出力するkM-j個の加算器群と、kM-j個の加
算誤差信号を入力として最小となるものに対応する送信
シンボル系列の一部を判定出力信号として出力する判定
器とから構成される。
【0009】本発明によれば、それぞれ0〜N−1シン
ボル時間遅延させたN個の遅延受信信号に対する推定誤
差信号より求められる自乗誤差信号を加算した加算誤差
信号を用いて誤差が最小となる送信シンボル系列を選択
することによって簡単な演算で最尤系列推定が実現でき
る。
ボル時間遅延させたN個の遅延受信信号に対する推定誤
差信号より求められる自乗誤差信号を加算した加算誤差
信号を用いて誤差が最小となる送信シンボル系列を選択
することによって簡単な演算で最尤系列推定が実現でき
る。
【0010】
【発明の実施の形態】図1は、本発明による自動等化器
の実施の形態を示すブロック図である。なお、図1にお
いては、N=2とした場合の実施例を示している。
の実施の形態を示すブロック図である。なお、図1にお
いては、N=2とした場合の実施例を示している。
【0011】図1において、送信シンボル系列生成回路
101は、長さ2の22個の送信シンボル系列S1〜S4
を出力する。並列受信信号推定回路102は、長さ2+
j(0≦j≦1、j:整数)の通信路インパルスレスポ
ンスベクトルhとシンボル値が{0}、{1}の2値で
表される送信シンボル系列S1〜S4と判定結果dを入力
として、時刻mにおける受信信号r(m)に対する22
個の推定受信信号1、re11(m)〜re14(m)及
び遅延受信信号r(m−1)に対する2個の推定受信信
号2、re21(m−1)〜re22(m−1)を出力す
る。
101は、長さ2の22個の送信シンボル系列S1〜S4
を出力する。並列受信信号推定回路102は、長さ2+
j(0≦j≦1、j:整数)の通信路インパルスレスポ
ンスベクトルhとシンボル値が{0}、{1}の2値で
表される送信シンボル系列S1〜S4と判定結果dを入力
として、時刻mにおける受信信号r(m)に対する22
個の推定受信信号1、re11(m)〜re14(m)及
び遅延受信信号r(m−1)に対する2個の推定受信信
号2、re21(m−1)〜re22(m−1)を出力す
る。
【0012】22個の減算器103-1〜103-4は、
受信信号r(m)とそれぞれ推定受信信号1、re11
(m)〜re14(m)を入力として22個の推定誤差信
号1、err11〜err14を出力する。2個の減算器
103-5、103-6は、遅延受信信号r(m−1)と
それぞれ推定受信信号2、re21(m−1)、re22
(m−1)を入力として2個の推定誤差信号2、err
21、err22を出力する。
受信信号r(m)とそれぞれ推定受信信号1、re11
(m)〜re14(m)を入力として22個の推定誤差信
号1、err11〜err14を出力する。2個の減算器
103-5、103-6は、遅延受信信号r(m−1)と
それぞれ推定受信信号2、re21(m−1)、re22
(m−1)を入力として2個の推定誤差信号2、err
21、err22を出力する。
【0013】22個の絶対値自乗演算回路104-1〜1
04-4は、推定誤差信号1、err11〜err14を
入力として22個の自乗誤差信号1、aerr11〜ae
rr14を出力する。2個の絶対値自乗演算回路104-
5、104-6は、推定誤差信号2、err21、err
22を入力として2個の自乗誤差信号2、aerr21、
aerr22を出力する。
04-4は、推定誤差信号1、err11〜err14を
入力として22個の自乗誤差信号1、aerr11〜ae
rr14を出力する。2個の絶対値自乗演算回路104-
5、104-6は、推定誤差信号2、err21、err
22を入力として2個の自乗誤差信号2、aerr21、
aerr22を出力する。
【0014】22個の加算器105-1〜105-4は、
それぞれ加算器105-1は自乗誤差信号1、aerr
11と自乗誤差信号2、aerr21を、105-2は自
乗誤差信号1、aerr12と自乗誤差信号2、aer
r22を、105-3は自乗誤差信号1、aerr13と
自乗誤差信号2、aerr21を、105-4は自乗誤差
信号1、aerr14と自乗誤差信号2、aerr22を
入力として加算し、それぞれ加算誤差信号aderr1
〜aderr4として出力する。
それぞれ加算器105-1は自乗誤差信号1、aerr
11と自乗誤差信号2、aerr21を、105-2は自
乗誤差信号1、aerr12と自乗誤差信号2、aer
r22を、105-3は自乗誤差信号1、aerr13と
自乗誤差信号2、aerr21を、105-4は自乗誤差
信号1、aerr14と自乗誤差信号2、aerr22を
入力として加算し、それぞれ加算誤差信号aderr1
〜aderr4として出力する。
【0015】判定器106は加算誤差信号aderr1
〜aderr4を入力として最小となるものに対応する
前記送信シンボル系列の一部を判定出力信号dとして出
力する。以上の動作により簡単な演算で最尤系列推定を
実現することができる。
〜aderr4を入力として最小となるものに対応する
前記送信シンボル系列の一部を判定出力信号dとして出
力する。以上の動作により簡単な演算で最尤系列推定を
実現することができる。
【0016】図1において、M=2、j=0の場合、並
列受信信号推定回路102は、例えば、図2の構成で実
現できる。
列受信信号推定回路102は、例えば、図2の構成で実
現できる。
【0017】遅延素子201は、判定結果を入力として
1シンボル時間遅延させた遅延判定結果dd(m−1)
を出力する。ベクトル内積演算回路202-1〜202-
4は、長さ2の通信路インパルスレスポンスベクトルの
各要素から構成される通信路インパルスレスポンスベク
トルh(h-1,h0)と送信シンボル系列S1〜S4を要
素とする送信信号候補ベクトルの内積を求め、受信信号
r(m)に対応する22個の推定受信信号1、re1
1(m)〜re14(m)として出力する。ベクトル内積
演算回路202-5〜202-6は、インパルスレスポン
スベクトルhと送信シンボル系列S1〜S4の下位1個及
び遅延判定結果dd(m−1)を要素とする送信信号候
補ベクトルの内積を求め、遅延受信信号r(m−1)に
対応する2個の推定受信信号2、re21(m−1)、
re22(m−1)として出力する。
1シンボル時間遅延させた遅延判定結果dd(m−1)
を出力する。ベクトル内積演算回路202-1〜202-
4は、長さ2の通信路インパルスレスポンスベクトルの
各要素から構成される通信路インパルスレスポンスベク
トルh(h-1,h0)と送信シンボル系列S1〜S4を要
素とする送信信号候補ベクトルの内積を求め、受信信号
r(m)に対応する22個の推定受信信号1、re1
1(m)〜re14(m)として出力する。ベクトル内積
演算回路202-5〜202-6は、インパルスレスポン
スベクトルhと送信シンボル系列S1〜S4の下位1個及
び遅延判定結果dd(m−1)を要素とする送信信号候
補ベクトルの内積を求め、遅延受信信号r(m−1)に
対応する2個の推定受信信号2、re21(m−1)、
re22(m−1)として出力する。
【0018】例えば、送信シンボル系列S1={S
1(2),S1(1)}={0,0}、S2={S
2(2),S2(1)}={0,1}、S3={S
3(2),S3(1)}={1,0}、S4={S4
(2),S4(1)}={1,1}、受信信号r(m)
=0.24、遅延受信信号r(m−1)=0.15、通
信路インパルスレスポンスベクトルh={h-1,h0}
={0.2,0.3}、遅延判定出力信号dd(m−
1)=0の場合を考える。
1(2),S1(1)}={0,0}、S2={S
2(2),S2(1)}={0,1}、S3={S
3(2),S3(1)}={1,0}、S4={S4
(2),S4(1)}={1,1}、受信信号r(m)
=0.24、遅延受信信号r(m−1)=0.15、通
信路インパルスレスポンスベクトルh={h-1,h0}
={0.2,0.3}、遅延判定出力信号dd(m−
1)=0の場合を考える。
【0019】送信シンボル系列S1〜S4それぞれに対し
て推定受信信号1、re11(m)〜re14(m)は、 re11(m)=h-1×S1(2)+h0×S1(1) =0.2×0+0.3×0=0 re12(m)=h-1×S2(2)+h0×S2(1) =0.2×0+0.3×1=0.3 re13(m)=h-1×S3(2)+h0×S3(1) =0.2×1+0.3×0=0.2 re14(m)=h-1×S4(2)+h0×S4(1) =0.2×1+0.3×1=0.5 推定受信信号2、re21(m−1)、re22(m−1)は、 re21(m−1)=h-1×S1(1)+h0×dd(m−1) =0.2×0+0.3×0=0 re22(m−1)=h-1×S2(1)+h0×dd(m−1) =0.2×1+0.3×0=0.2 となる。S3(1)はS1(1)と等しく、S4(1)は
S2(1)と等しいため推定受信信号2は2種類のみ求
めればよい。
て推定受信信号1、re11(m)〜re14(m)は、 re11(m)=h-1×S1(2)+h0×S1(1) =0.2×0+0.3×0=0 re12(m)=h-1×S2(2)+h0×S2(1) =0.2×0+0.3×1=0.3 re13(m)=h-1×S3(2)+h0×S3(1) =0.2×1+0.3×0=0.2 re14(m)=h-1×S4(2)+h0×S4(1) =0.2×1+0.3×1=0.5 推定受信信号2、re21(m−1)、re22(m−1)は、 re21(m−1)=h-1×S1(1)+h0×dd(m−1) =0.2×0+0.3×0=0 re22(m−1)=h-1×S2(1)+h0×dd(m−1) =0.2×1+0.3×0=0.2 となる。S3(1)はS1(1)と等しく、S4(1)は
S2(1)と等しいため推定受信信号2は2種類のみ求
めればよい。
【0020】このとき推定誤差信号1、err11〜e
rr14は、 err11=r(m)−re11(m)=0.24−0=
0.24 err12=r(m)−re12(m)=0.24−0.
3=−0.06 err13=r(m)−re13(m)=0.24−0.
2=0.04 err14=r(m)−re14(m)=0.24−0.
5=−0.26 推定誤差信号2、err21、err22は、 err21=r(m−1)−re21(m−1) =0.15−0=0.15 err22=r(m−1)−re22(m−1) =0.15−0.2=−0.05となる。
rr14は、 err11=r(m)−re11(m)=0.24−0=
0.24 err12=r(m)−re12(m)=0.24−0.
3=−0.06 err13=r(m)−re13(m)=0.24−0.
2=0.04 err14=r(m)−re14(m)=0.24−0.
5=−0.26 推定誤差信号2、err21、err22は、 err21=r(m−1)−re21(m−1) =0.15−0=0.15 err22=r(m−1)−re22(m−1) =0.15−0.2=−0.05となる。
【0021】自乗誤差信号1、aerr11〜aerr
14は、 aerr11=|err11|2=|0.24|2=0.
0576 aerr12=|err12|2=|−0.06|2=0.
0036 aerr13=|err13|2=|0.04|2=0.0
016 aerr14=|err14|2=|−0.26|2=0.
0676 自乗誤差信号2、aerr21、aerr22は、 aerr21=|err21|2=|0.15|2=0.0
225 aerr22=|err22|2=|−0.05|2=0.
0025 となり、加算誤差信号aderr1〜aderr4は、 aderr1=aerr11+ aerr21 =0.0576+0.0225=0.0801 aderr2=aerr12+ aerr22 =0.0036+0.0025=0.0061 aderr3=aerr13+ aerr21 =0.0016+0.0225=0.0241 aderr4=aerr14+ aerr22 =0.0676+0.0025=0.0701 となる。
14は、 aerr11=|err11|2=|0.24|2=0.
0576 aerr12=|err12|2=|−0.06|2=0.
0036 aerr13=|err13|2=|0.04|2=0.0
016 aerr14=|err14|2=|−0.26|2=0.
0676 自乗誤差信号2、aerr21、aerr22は、 aerr21=|err21|2=|0.15|2=0.0
225 aerr22=|err22|2=|−0.05|2=0.
0025 となり、加算誤差信号aderr1〜aderr4は、 aderr1=aerr11+ aerr21 =0.0576+0.0225=0.0801 aderr2=aerr12+ aerr22 =0.0036+0.0025=0.0061 aderr3=aerr13+ aerr21 =0.0016+0.0225=0.0241 aderr4=aerr14+ aerr22 =0.0676+0.0025=0.0701 となる。
【0022】すなわち、受信信号r(m)についてのみ
推定を行った場合には、自乗誤差信号1が最も小さい値
となるのはaerr13であり、判定器106は系列
{1,0}を選択するので、判定出力信号dは最下位シ
ンボルである{0}となる。また、このとき絶対値誤差
信号aerr12とaerr13の値が近くノイズによる
判定誤りが起きやすくなっている。
推定を行った場合には、自乗誤差信号1が最も小さい値
となるのはaerr13であり、判定器106は系列
{1,0}を選択するので、判定出力信号dは最下位シ
ンボルである{0}となる。また、このとき絶対値誤差
信号aerr12とaerr13の値が近くノイズによる
判定誤りが起きやすくなっている。
【0023】これに対し、本実施例のように遅延受信信
号r(m−1)と受信信号r(m)について推定を行っ
た場合は、受信信号r(m)についてのみ推定を行う場
合よりも精度を高くすることができる。この場合、加算
誤差信号が最も小さい値となるのはaderr2であ
り、判定器106は系列{0,1}を選択するので、判
定出力信号dは最下位シンボルである{1}となる。
号r(m−1)と受信信号r(m)について推定を行っ
た場合は、受信信号r(m)についてのみ推定を行う場
合よりも精度を高くすることができる。この場合、加算
誤差信号が最も小さい値となるのはaderr2であ
り、判定器106は系列{0,1}を選択するので、判
定出力信号dは最下位シンボルである{1}となる。
【0024】この結果は受信信号r(m)についてのみ
推定を行った場合と異なる。また、加算誤差信号ade
rr2と他の加算誤差信号の値の差はaerr1の場合
より大きいため本発明による判定の方がノイズによる誤
りが少なくなり、{0,1}が正しい最尤系列である確
率が高い。
推定を行った場合と異なる。また、加算誤差信号ade
rr2と他の加算誤差信号の値の差はaerr1の場合
より大きいため本発明による判定の方がノイズによる誤
りが少なくなり、{0,1}が正しい最尤系列である確
率が高い。
【0025】また、図1において、M=3、j=1の場
合、並列受信信号推定回路102は、例えば、図3の構
成で実現できる。
合、並列受信信号推定回路102は、例えば、図3の構
成で実現できる。
【0026】遅延素子201は、判定結果を入力として
1シンボル時間遅延させた遅延判定結果dd(m−1)
を出力する。遅延素子301は、遅延判定結果dd(m
−1)を入力として1シンボル時間遅延させた遅延判定
結果dd(m−2)を出力する。ベクトル内積演算回路
202-1〜202-4は、長さ3の通信路インパルスレ
スポンスベクトルの各要素から構成される通信路インパ
ルスレスポンスベクトルh(h-1,h0,h1)と送信シ
ンボル系列S1〜S4及び遅延判定結果dd(m−1)を
要素とする送信信号候補ベクトルの内積を求め、受信信
号r(m)に対応する22個の推定受信信号1、re11
(m)〜re14(m)として出力する。
1シンボル時間遅延させた遅延判定結果dd(m−1)
を出力する。遅延素子301は、遅延判定結果dd(m
−1)を入力として1シンボル時間遅延させた遅延判定
結果dd(m−2)を出力する。ベクトル内積演算回路
202-1〜202-4は、長さ3の通信路インパルスレ
スポンスベクトルの各要素から構成される通信路インパ
ルスレスポンスベクトルh(h-1,h0,h1)と送信シ
ンボル系列S1〜S4及び遅延判定結果dd(m−1)を
要素とする送信信号候補ベクトルの内積を求め、受信信
号r(m)に対応する22個の推定受信信号1、re11
(m)〜re14(m)として出力する。
【0027】ベクトル内積演算回路202-5〜202-
6は、インパルスレスポンスベクトルhと、送信シンボ
ル系列S1〜S4の下位1個及び遅延判定結果dd(m−
1)、dd(m−2)を要素とする送信信号候補ベクト
ルの内積を求め、遅延受信信号r(m−1)に対応する
2個の推定受信信号2、re21(m−1)、re2
2(m−1)として出力する。
6は、インパルスレスポンスベクトルhと、送信シンボ
ル系列S1〜S4の下位1個及び遅延判定結果dd(m−
1)、dd(m−2)を要素とする送信信号候補ベクト
ルの内積を求め、遅延受信信号r(m−1)に対応する
2個の推定受信信号2、re21(m−1)、re2
2(m−1)として出力する。
【0028】例えば、送信シンボル系列S1={S
1(2),S1(1)}={0,0}、S2={S
2(2),S2(1)}={0,1}、S3={S
3(2),S3(1)}={1,0}、S4={S
4(2),S4(1)}={1,1}、受信信号r(m)
=0.34、遅延受信信号r(m−1)=0.45、通
信路インパルスレスポンスベクトルh={h-1,h0,
h1}={0.2,0.3,0.1}、遅延判定出力信
号dd(m−1)=1、dd(m−2)=0の場合を考
える。
1(2),S1(1)}={0,0}、S2={S
2(2),S2(1)}={0,1}、S3={S
3(2),S3(1)}={1,0}、S4={S
4(2),S4(1)}={1,1}、受信信号r(m)
=0.34、遅延受信信号r(m−1)=0.45、通
信路インパルスレスポンスベクトルh={h-1,h0,
h1}={0.2,0.3,0.1}、遅延判定出力信
号dd(m−1)=1、dd(m−2)=0の場合を考
える。
【0029】送信シンボル系列S1〜S4それぞれに対し
て推定受信信号1、re11(m)〜re14(m)は、 re11(m)=h-1×S1(2)+h0×S1(1)+h1×dd(m−1) =0.2×0+0.3×0+0.1×1=0.1 re12(m)=h-1×S2(2)+h0×S2(1)+h1×dd(m−1) =0.2×0+0.3×1+0.1×1=0.4 re13(m)=h-1×S3(2)+h0×S3(1)+h1×dd(m−1) =0.2×1+0.3×0+0.1×1=0.3 re14(m)=h-1×S4(2)+h0×S4(1)+h1×dd(m−1) =0.2×1+0.3×1+0.1×1=0.6 推定受信信号2、re21(m−1)、re22(m−1)は、 re21(m−1)=h-1×S1(1)+h0×dd(m−1) +h1×dd(m−2) =0.2×0+0.3×1+0.1×0=0.3 re22(m−1)=h-1×S2(1)+h0×dd(m−1) +h1×dd(m−2) =0.2×1+0.3×1+0.1×0=0.5 となる。S3(1)はS1(1)と等しく、S4(1)は
S2(1)と等しいため図2の場合と同様に、推定受信
信号2は2種類のみ求めればよい。
て推定受信信号1、re11(m)〜re14(m)は、 re11(m)=h-1×S1(2)+h0×S1(1)+h1×dd(m−1) =0.2×0+0.3×0+0.1×1=0.1 re12(m)=h-1×S2(2)+h0×S2(1)+h1×dd(m−1) =0.2×0+0.3×1+0.1×1=0.4 re13(m)=h-1×S3(2)+h0×S3(1)+h1×dd(m−1) =0.2×1+0.3×0+0.1×1=0.3 re14(m)=h-1×S4(2)+h0×S4(1)+h1×dd(m−1) =0.2×1+0.3×1+0.1×1=0.6 推定受信信号2、re21(m−1)、re22(m−1)は、 re21(m−1)=h-1×S1(1)+h0×dd(m−1) +h1×dd(m−2) =0.2×0+0.3×1+0.1×0=0.3 re22(m−1)=h-1×S2(1)+h0×dd(m−1) +h1×dd(m−2) =0.2×1+0.3×1+0.1×0=0.5 となる。S3(1)はS1(1)と等しく、S4(1)は
S2(1)と等しいため図2の場合と同様に、推定受信
信号2は2種類のみ求めればよい。
【0030】このとき推定誤差信号1、err11〜e
rr14は、 err11=r(m)−re11(m) =0.34−0.1=0.24 err12=r(m)−re12(m) =0.34−0.4=−0.06 err13=r(m)−re13(m) =0.34−0.3=0.04 err14=r(m)−re14(m) =0.34−0.6=−0.26 推定誤差信号2、err21、err22は、 err21=r(m−1)−re21(m−1) =0.45−0.3=0.15 err22=r(m−1)−re21(m−1) =0.45−0.5=−0.05 となる。
rr14は、 err11=r(m)−re11(m) =0.34−0.1=0.24 err12=r(m)−re12(m) =0.34−0.4=−0.06 err13=r(m)−re13(m) =0.34−0.3=0.04 err14=r(m)−re14(m) =0.34−0.6=−0.26 推定誤差信号2、err21、err22は、 err21=r(m−1)−re21(m−1) =0.45−0.3=0.15 err22=r(m−1)−re21(m−1) =0.45−0.5=−0.05 となる。
【0031】自乗誤差信号1、aerr11〜aerr
14は、 aerr11=|err11|2=|0.24|2=0.0
576 aerr12=|err12|2=|−0.06|2=0.
0036 aerr13=|err13|2=|0.04|2=0.0
016 aerr14=|err14|2=|−0.26|2=0.
0676 自乗誤差信号2、aerr21、aerr22は、 aerr21=|err21|2=|0.15|2=0.0
225 aerr22=|err22|2=|−0.05|2=0.
0025 となり、加算誤差信号aderr1〜aderr4は、 aderr1=aerr11+ aerr21 =0.0576+0.0225=0.0801 aderr2=aerr12+ aerr22 =0.0036+0.0025=0.0061 aderr3=aerr13+ aerr21 =0.0016+0.0225=0.0241 aderr4=aerr14+ aerr22 =0.0676+0.0025=0.0701 となる。
14は、 aerr11=|err11|2=|0.24|2=0.0
576 aerr12=|err12|2=|−0.06|2=0.
0036 aerr13=|err13|2=|0.04|2=0.0
016 aerr14=|err14|2=|−0.26|2=0.
0676 自乗誤差信号2、aerr21、aerr22は、 aerr21=|err21|2=|0.15|2=0.0
225 aerr22=|err22|2=|−0.05|2=0.
0025 となり、加算誤差信号aderr1〜aderr4は、 aderr1=aerr11+ aerr21 =0.0576+0.0225=0.0801 aderr2=aerr12+ aerr22 =0.0036+0.0025=0.0061 aderr3=aerr13+ aerr21 =0.0016+0.0225=0.0241 aderr4=aerr14+ aerr22 =0.0676+0.0025=0.0701 となる。
【0032】図2の場合と同様に、受信信号r(m)に
ついてのみ推定を行った場合は、自乗誤差信号1が最も
小さい系列{1,0}を選択して判定出力信号dは最下
位シンボルである{0}となる。このとき、絶対値誤差
信号aerr12とaerr13の値が近くノイズによる
判定誤りが起きやすくなっている。
ついてのみ推定を行った場合は、自乗誤差信号1が最も
小さい系列{1,0}を選択して判定出力信号dは最下
位シンボルである{0}となる。このとき、絶対値誤差
信号aerr12とaerr13の値が近くノイズによる
判定誤りが起きやすくなっている。
【0033】これに対し、本実施例のように遅延受信信
号r(m−1)と受信信号r(m)について推定を行っ
た場合は、加算誤差信号が最も小さい系列{0,1}を
選択して判定出力信号dは最下位シンボルである{1}
となる。この結果は受信信号r(m)についてのみ推定
を行った場合とは異なる結果となる。加算誤差信号ad
err2と他の加算誤差信号の値の差は大きいため本実
施例による判定の方がノイズによる誤りが少なく、
{0,1}が正しい最尤系列である確率が高い。
号r(m−1)と受信信号r(m)について推定を行っ
た場合は、加算誤差信号が最も小さい系列{0,1}を
選択して判定出力信号dは最下位シンボルである{1}
となる。この結果は受信信号r(m)についてのみ推定
を行った場合とは異なる結果となる。加算誤差信号ad
err2と他の加算誤差信号の値の差は大きいため本実
施例による判定の方がノイズによる誤りが少なく、
{0,1}が正しい最尤系列である確率が高い。
【0034】
【発明の効果】本発明は、遅延受信信号に対する推定誤
差信号より求められる自乗誤差信号を加算した加算誤差
信号を用いて、誤差が最小となる送信シンボル系列を選
択しているので、簡単な演算によって最尤系列推定が実
現できる。
差信号より求められる自乗誤差信号を加算した加算誤差
信号を用いて、誤差が最小となる送信シンボル系列を選
択しているので、簡単な演算によって最尤系列推定が実
現できる。
【0035】
【図1】本発明による自動等化器の実施の形態を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図2】図1における並列受信信号推定回路の一例を示
すブロック図ある。
すブロック図ある。
【図3】図1における並列受信信号推定回路の他の例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図4】従来の自動等化器の構成図である。
101、401 送信シンボル系列生成回路 102 並列受信信号推定回路 103-1〜103-kM 減算器 104-1〜104-6 絶対値自乗演算回路 105-1〜105-6 加算器 106 判定器 201、301 遅延素子 202-1〜202-kM ベクトル内積演算回路 402 ビタビプロセッサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H04B 3/04 - 3/18 H04B 7/005 H03H 15/00 H03H 17/02 601 H03H 21/00
Claims (5)
- 【請求項1】 kレベルの値を取る送信シンボルから構
成されるディジタルデータ信号を受信して等化する自動
等化方法において、 長さM(M:自然数)の通信路インパルスレスポンスと
長さM−j(0≦j≦M−1、j:整数)を持つkM-j
個の送信シンボル系列と判定結果を入力して(kM-j+
kM-j-1+…+kM-j-N+1)個(N≦M−j、N:自然
数)の推定受信信号を導出し、 前記(kM-j+kM-j-1+…+kM-j-N+1)個の推定受信
信号を、時刻mにおける受信信号r(m)乃至時刻m−
(N−1)における受信信号r(m−(N−1))まで
のN個の遅延受信信号r(m)、r(m−1)、…、r
(m−(N−1))からそれぞれ減算して(kM-j+k
M-j-1+…+kM-j-N+1)個の推定誤差信号を導出し、 前記(kM-j+kM-j-1+…+kM-j-N+1)個の推定誤差
信号を自乗して、(kM-j+kM-j-1+…+kM-j-N+1)
個の自乗誤差信号を導出し、 前記(kM-j+kM-j-1+…+kM-j-N+1)個の自乗誤差
信号を入力とし、前記(kM-j+kM-j-1+…+k
M-j-N+1)個の自乗誤差信号から過去の送信シンボル系
列が等しいN個の前記推定受信信号に基づいて得られた
前記自乗誤差信号を加算して、kM-j個の加算誤差信号
を導出し、 前記kM-j個の加算誤差信号のうち最小となるものに対
応する前記送信シンボル系列の一部を前記判定結果とし
て出力することを特徴とする自動等化方法。 - 【請求項2】 kレベルの値を取る送信シンボルから構
成されるディジタルデータ信号を受信して等化する自動
等化器において、 長さM(M:自然数)の通信路インパルスレスポンスと
長さM−j(0≦j≦M−1、j:整数)を持つkM-j
個の送信シンボル系列と判定結果を入力として、(k
M-j+kM-j-1+…+kM-j-N+1)個(N≦M−j、N:
自然数)の推定受信信号を出力する並列受信信号推定回
路と時刻mにおける受信信号r(m)から時刻m−(N
−1)における受信信号r(m−(N−1))までのN
個の遅延受信信号r(m)、r(m−1)、…、r(m
−(N−1))のいずれかと前記(kM-j+kM-j-1+…
+kM-j-N+1)個の推定受信信号のいずれかを入力とし
て、(kM-j+kM-j-1+…+kM-j-N+1)個の推定誤差
信号を出力する(kM-j+kM-j-1+…+kM-j-N+1)個
の推定誤差出力回路群と、 前記(kM-j+kM-j-1+…+kM-j-N+1)個の推定誤差
信号を入力として、入力信号の自乗誤差信号を出力する
(kM-j+kM-j-1+…+kM-j-N+1)個の絶対値自乗演
算回路群と、 前記(kM-j+kM-j-1+…+kM-j-N+1)個の自乗誤差
信号を入力とし、前記(kM-j+kM-j-1+…+k
M-j-N+1)個の自乗誤差信号から過去の送信シンボル系
列が等しいN個の前記推定受信信号に基づいて得られた
前記自乗誤差信号を加算して、kM-j個の加算誤差信号
として出力するkM-j個の加算器群と、 前記kM-j個の加算誤差信号を入力として、入力信号の
うち最小となるものに対応する前記送信シンボル系列の
一部を前記判定結果として出力する判定器と、を有する
ことを特徴とする自動等化器。 - 【請求項3】 前記並列受信信号推定回路は、 前記判定結果を入力として1〜N−1シンボル時間遅延
させたN−1個の遅延判定結果dd(m−1)、dd
(m−2)、…、dd(m−N+1)を出力する遅延回
路と、 前記長さMの通信路インパルスレスポンスの各要素から
構成される通信路インパルスレスポンスベクトルと、前
記長さMのkM個の送信シンボル系列を要素とする送信
信号候補ベクトルの内積を求め、前記受信信号r(m)
に対応する前記kM個の推定受信信号として出力するkM
個のベクトル内積演算回路と前記通信路インパルスレス
ポンスベクトルと、前記長さMのkM個の送信シンボル
系列の下位(M−i)個(1≦i≦N−1、i:整数)
の前記送信シンボル系列と前記遅延判定結果dd(m−
1)、dd(m−2)、…、dd(m−i)を要素とす
る送信信号候補ベクトルの内積を求め、前記遅延受信信
号r(m−i)に対応する前記kM-i-j個の推定受信信
号として出力するkM-i-j個のベクトル内積演算回路
と、 から構成されることを特徴とする請求項2記載の自動等
化器。 - 【請求項4】 前記並列受信信号推定回路は、 前記判定結果を入力として1〜j+N−1シンボル(1
≦j≦M−1、j:整数)時間遅延させたj+N−1個
の遅延判定結果dd(m−1)、dd(m−2)、…、
dd(m−j−N+1)を出力する遅延回路と、 前記長さMの通信路インパルスレスポンスの各要素から
構成される通信路インパルスレスポンスベクトルと、前
記長さM−jのkM-j個の送信シンボル系列及び前記遅
延判定結果dd(m−1)、dd(m−2)、…、dd
(m−j)を要素とする送信信号候補ベクトルの内積を
求め、前記受信信号r(m)に対応する前記kM-j個の
推定受信信号として出力するkM-j個のベクトル内積演
算回路と前記長さMの通信路インパルスレスポンスの各
要素から構成される通信路インパルスレスポンスベクト
ルと、前記長さM−jのkM-j個の送信シンボル系列の
下位(M−j−i)個(0≦i≦N−1、i:整数)の
前記送信シンボル系列及び前記遅延判定結果dd(m−
1)、dd(m−2)、…、dd(m−i−j)を要素
とする送信信号候補ベクトルの内積を求め、前記r(m
−i)に対応する前記kM-i-j個の推定受信信号として
出力するkM-i-j個のベクトル内積演算回路と、から構
成されることを特徴とする請求項2記載の自動等化器。 - 【請求項5】 kレベルの値を取る送信シンボルから構
成されるディジタルデータ信号を受信して等化する自動
等化器において、 長さM(M:自然数)の通信路インパルスレスポンスと
長さM−j(0≦j≦M−1、j:整数)を持つkM-j
個の送信シンボル系列と判定結果を入力して(kM-j+
k)個の推定受信信号を導出する手段と、 前記kM-j個の推定受信信号を、時刻mにおける受信信
号r(m)からそれぞれ減算し、前記k個の推定受信信
号を時刻m−1における受信信号r(m−1)からそれ
ぞれ減算して(kM-j+k)個の推定誤差信号を導出す
る手段と、 前記(kM-j+k)個の推定誤差信号をそれぞれ自乗し
て、(kM-j+k)個の自乗誤差信号を導出する手段
と、 前記kM-j個の自乗誤差信号に対して、前記k個の自乗
誤差信号のうち過去の送信シンボル系列が等しい前記推
定受信信号に基づいて得られた自乗誤差信号をそれぞれ
加算して、kM-j個の加算誤差信号を導出する手段と、 前記kM-j個の加算誤差信号のうち最小となるものに対
応する前記送信シンボル系列の一部を前記判定結果とし
て出力する手段を備えていること特徴とする自動等化
器。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10052666A JP3099796B2 (ja) | 1998-02-19 | 1998-02-19 | 自動等化方法及び自動等化器 |
US09/253,244 US6292510B1 (en) | 1998-02-19 | 1999-02-19 | Automatic equalization method and automatic equalizer |
EP99301220A EP0938214A3 (en) | 1998-02-19 | 1999-02-19 | Automatic equalization method and automatic equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10052666A JP3099796B2 (ja) | 1998-02-19 | 1998-02-19 | 自動等化方法及び自動等化器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11239041A JPH11239041A (ja) | 1999-08-31 |
JP3099796B2 true JP3099796B2 (ja) | 2000-10-16 |
Family
ID=12921206
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10052666A Expired - Fee Related JP3099796B2 (ja) | 1998-02-19 | 1998-02-19 | 自動等化方法及び自動等化器 |
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---|---|
US (1) | US6292510B1 (ja) |
EP (1) | EP0938214A3 (ja) |
JP (1) | JP3099796B2 (ja) |
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- 1998-02-19 JP JP10052666A patent/JP3099796B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-02-19 EP EP99301220A patent/EP0938214A3/en not_active Withdrawn
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014156051A (ja) * | 2013-02-15 | 2014-08-28 | Kawakami Sangyo Co Ltd | フレキシブル気泡ボード |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0938214A3 (en) | 2001-02-21 |
JPH11239041A (ja) | 1999-08-31 |
EP0938214A2 (en) | 1999-08-25 |
US6292510B1 (en) | 2001-09-18 |
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