JP3099745B2 - 自動等化器 - Google Patents
自動等化器Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03057—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、符号間干渉により
歪みを受けた信号を自動的に等化する自動等化器に関す
る。
歪みを受けた信号を自動的に等化する自動等化器に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】自動等化器の従来例として、判定帰還型
自動等化器及び最ゆう系列推定型自動等化器がある。
自動等化器及び最ゆう系列推定型自動等化器がある。
【０００３】まず、電子情報通信学会論文誌B-II Vol.J
76-B-II No.4の１９１ページに掲載されている従来の判
定帰還型自動等化器について、図４を用いて説明する。
76-B-II No.4の１９１ページに掲載されている従来の判
定帰還型自動等化器について、図４を用いて説明する。
【０００４】減算器４０１は受信信号Ｓｒから推定歪み
信号Ｓｅｄを減ずることにより、歪みの影響を改善した
等化信号Ｓｅｑを出力する。判定器４０２は等化信号Ｓ
ｅｑを入力として、受信信号から歪み成分を除去した値
を判定して判定出力信号Ｓｄを出力する。タップ係数発
生回路４０３は受信信号Ｓｒを入力としてインパルス応
答を求めてタップ係数Ｔｃとして出力する。トランスバ
ーサルフィルタ４０４は判定出力信号Ｓｄとタップ係数
Ｔｃを入力として歪み成分の推定を行い、推定歪み信号
Ｓｅｄを出力する。以上により、符号間干渉により歪み
を受けた信号の自動等化を行う。
信号Ｓｅｄを減ずることにより、歪みの影響を改善した
等化信号Ｓｅｑを出力する。判定器４０２は等化信号Ｓ
ｅｑを入力として、受信信号から歪み成分を除去した値
を判定して判定出力信号Ｓｄを出力する。タップ係数発
生回路４０３は受信信号Ｓｒを入力としてインパルス応
答を求めてタップ係数Ｔｃとして出力する。トランスバ
ーサルフィルタ４０４は判定出力信号Ｓｄとタップ係数
Ｔｃを入力として歪み成分の推定を行い、推定歪み信号
Ｓｅｄを出力する。以上により、符号間干渉により歪み
を受けた信号の自動等化を行う。
【０００５】次に、電子情報通信学会論文誌B-II Vol.J
76-B-II No.4の１９１ページに掲載されている従来の最
ゆう系列推定型自動等化器について、図５を用いて説明
する。
76-B-II No.4の１９１ページに掲載されている従来の最
ゆう系列推定型自動等化器について、図５を用いて説明
する。
【０００６】減算器５０１は受信信号Ｓｒから推定受信
信号Ｓｅｒを減ずることにより、推定誤差信号Ｓｅｅｒ
ｒを出力する。タップ係数発生回路５０２は受信信号Ｓ
ｒを入力としてインパルス応答を求めてタップ係数Ｔｃ
として出力する。推定受信信号発生器５０３はタップ係
数Ｔｃと、送信信号系列Ｓｃｓの数をＰとしたときに０
〜Ｐ−１までを２進数で表した送信信号系列Ｓｃｓを入
力としてＰ個の推定受信信号Ｓｅｒを出力する。
信号Ｓｅｒを減ずることにより、推定誤差信号Ｓｅｅｒ
ｒを出力する。タップ係数発生回路５０２は受信信号Ｓ
ｒを入力としてインパルス応答を求めてタップ係数Ｔｃ
として出力する。推定受信信号発生器５０３はタップ係
数Ｔｃと、送信信号系列Ｓｃｓの数をＰとしたときに０
〜Ｐ−１までを２進数で表した送信信号系列Ｓｃｓを入
力としてＰ個の推定受信信号Ｓｅｒを出力する。
【０００７】上記の送信信号系列Ｓｃｓを出力する最ゆ
う系列推定回路５０４は、Ｐ個の推定誤差信号Ｓｅｅｒ
ｒを入力として、推定誤差信号Ｓｅｅｒｒの絶対値が最
小となるものに対応する信号系列を選択し、その信号系
列のうち１ビットを受信信号Ｓｒから歪み成分を除去し
た値と判定して判定出力信号Ｓｄを出力する。以上によ
り、符号間干渉により歪みを受けた信号の自動等化を行
う。
う系列推定回路５０４は、Ｐ個の推定誤差信号Ｓｅｅｒ
ｒを入力として、推定誤差信号Ｓｅｅｒｒの絶対値が最
小となるものに対応する信号系列を選択し、その信号系
列のうち１ビットを受信信号Ｓｒから歪み成分を除去し
た値と判定して判定出力信号Ｓｄを出力する。以上によ
り、符号間干渉により歪みを受けた信号の自動等化を行
う。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】信号に発生する歪み成
分としては、信号中のピーク以前に発生するプリカーサ
成分とピーク以後に発生するポストカーサ成分とがあ
る。上述した従来の自動等化器のうち、判定帰還型自動
等化器では、判定出力信号Ｓｄを基に推定歪み信号Ｓｅ
ｄを生成しているために、歪みプリカーサ成分を除去す
ることができず、プリカーサ成分の影響が大きな通信に
おいては等化能力が低いという問題点がある。
分としては、信号中のピーク以前に発生するプリカーサ
成分とピーク以後に発生するポストカーサ成分とがあ
る。上述した従来の自動等化器のうち、判定帰還型自動
等化器では、判定出力信号Ｓｄを基に推定歪み信号Ｓｅ
ｄを生成しているために、歪みプリカーサ成分を除去す
ることができず、プリカーサ成分の影響が大きな通信に
おいては等化能力が低いという問題点がある。
【０００９】また、従来の最ゆう系列推定型自動等化器
では、タップ数をｍとすると、２のｍ乗個の送信信号系
列Ｓｃｓについて演算を行う必要がある。これらの演算
ではプリカーサ成分およびポストカーサ成分について演
算を行うものであるために、演算量及び回路規模が非常
に大きくなってしまい、コストが高くなるという問題点
がある。
では、タップ数をｍとすると、２のｍ乗個の送信信号系
列Ｓｃｓについて演算を行う必要がある。これらの演算
ではプリカーサ成分およびポストカーサ成分について演
算を行うものであるために、演算量及び回路規模が非常
に大きくなってしまい、コストが高くなるという問題点
がある。
【００１０】本発明は上述したような従来の技術が有す
る問題点に鑑みてなされたものであって、少ない演算量
及び小さな回路規模でプリカーサ成分を含めて歪みを等
化することができ、精度が高く、安価な自動等化器を実
現することを目的とする。
る問題点に鑑みてなされたものであって、少ない演算量
及び小さな回路規模でプリカーサ成分を含めて歪みを等
化することができ、精度が高く、安価な自動等化器を実
現することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記課題を解消するた
め、本発明による第１の提供する自動等化器は、受信信
号とＮ個の推定受信信号入力としてＮ個の推定誤差信号
を出力する減算器と、Ｎ個の推定誤差信号を比較して絶
対値が最小となるものに対応する送信信号系列の一部を
判定出力信号として外部へ出力する判定器と、受信信号
を入力としてインパルス応答を求めて第１及び第２のタ
ップ係数群として出力するタップ係数発生回路と、判定
出力信号と、第１のタップ係数群を入力としてポストカ
ーサ推定信号を出力するトランスパーサルフィルタと、
インパルス応答のプリカーサ成分に相当する第２のタッ
プ係数群とポストカーサ推定信号を入力として考えられ
るＮ個の送信信号系列に対応する推定受信信号を出力す
る推定受信信号発生器とにより構成される。
め、本発明による第１の提供する自動等化器は、受信信
号とＮ個の推定受信信号入力としてＮ個の推定誤差信号
を出力する減算器と、Ｎ個の推定誤差信号を比較して絶
対値が最小となるものに対応する送信信号系列の一部を
判定出力信号として外部へ出力する判定器と、受信信号
を入力としてインパルス応答を求めて第１及び第２のタ
ップ係数群として出力するタップ係数発生回路と、判定
出力信号と、第１のタップ係数群を入力としてポストカ
ーサ推定信号を出力するトランスパーサルフィルタと、
インパルス応答のプリカーサ成分に相当する第２のタッ
プ係数群とポストカーサ推定信号を入力として考えられ
るＮ個の送信信号系列に対応する推定受信信号を出力す
る推定受信信号発生器とにより構成される。
【００１２】本発明による第２の自動等化器は、受信信
号とＮ個の推定受信信号を入力としてＮ個の推定誤差信
号を出力する減算器と、Ｎ個の推定誤差信号を比較して
絶対値が最小となるものに対応する送信信号系列を選択
系列信号として出力する系列選択器と、受信信号を入力
としてインパルス応答を求めて第１及び第２のタップ係
数群として出力するタップ係数発生回路と、判定出力信
号と第１のタップ係数群を入力としてポストカーサ推定
信号を出力するトランスバーサルフィルタと、インパル
ス応答のプリカーサ成分に相当する第２のタップ係数群
とポストカーサ推定信号を入力として推定受信信号を出
力する推定受信信号発生器と、重み係数信号を出力する
重み係数発生回路と、Ｍ個（Ｍはｌｏｇ2Ｎ以下の整
数）の重み係数信号と、系列選択回路から出力される前
記選択系列信号を入力として、Ｍ回の選択系列信号を記
憶し、Ｍ回それぞれの選択系列信号の送信側の同一ビッ
トに対する判定値に対応する重み係数を基に判定して判
定出力信号を外部へ出力する選択系列記憶式判定器とに
より構成される。
号とＮ個の推定受信信号を入力としてＮ個の推定誤差信
号を出力する減算器と、Ｎ個の推定誤差信号を比較して
絶対値が最小となるものに対応する送信信号系列を選択
系列信号として出力する系列選択器と、受信信号を入力
としてインパルス応答を求めて第１及び第２のタップ係
数群として出力するタップ係数発生回路と、判定出力信
号と第１のタップ係数群を入力としてポストカーサ推定
信号を出力するトランスバーサルフィルタと、インパル
ス応答のプリカーサ成分に相当する第２のタップ係数群
とポストカーサ推定信号を入力として推定受信信号を出
力する推定受信信号発生器と、重み係数信号を出力する
重み係数発生回路と、Ｍ個（Ｍはｌｏｇ2Ｎ以下の整
数）の重み係数信号と、系列選択回路から出力される前
記選択系列信号を入力として、Ｍ回の選択系列信号を記
憶し、Ｍ回それぞれの選択系列信号の送信側の同一ビッ
トに対する判定値に対応する重み係数を基に判定して判
定出力信号を外部へ出力する選択系列記憶式判定器とに
より構成される。
【００１３】本発明による第３の自動等化器は、受信信
号とＮ個の推定受信信号を入力としてＮ個の推定誤差信
号を出力する減算器と、Ｎ個の推定誤差信号を比較して
絶対値が最小となるものに対応する送信信号系列の一部
を判定出力信号として外部へ出力する判定器と、受信信
号とＮ個の推定誤差信号を入力として、逐次変化する第
１及び第２のタップ係数群を出力するタップ係数発生回
路と、判定出力信号と第１のタップ係数群を入力として
ポルトカーサ推定信号を出力するトランスバーサルフィ
ルタと、インパルス応答のプリカーサ成分に相当する第
２のタップ係数群とポストカーサ推定信号を入力として
推定受信信号を出力する推定受信信号発生器とにより構
成される。
号とＮ個の推定受信信号を入力としてＮ個の推定誤差信
号を出力する減算器と、Ｎ個の推定誤差信号を比較して
絶対値が最小となるものに対応する送信信号系列の一部
を判定出力信号として外部へ出力する判定器と、受信信
号とＮ個の推定誤差信号を入力として、逐次変化する第
１及び第２のタップ係数群を出力するタップ係数発生回
路と、判定出力信号と第１のタップ係数群を入力として
ポルトカーサ推定信号を出力するトランスバーサルフィ
ルタと、インパルス応答のプリカーサ成分に相当する第
２のタップ係数群とポストカーサ推定信号を入力として
推定受信信号を出力する推定受信信号発生器とにより構
成される。
【００１４】「作用」上記のように構成される本発明に
おいては、歪みのプリカーサ成分については送信信号系
列を用いて推定受信信号を生成し、減算器および判定器
により自動等化が行われ、歪みのポストカーサ成分につ
いては判定器の判定出力信号により一意に決定されるも
のとし、これを用いてトランスバーサルフィルタにより
演算が行われる。このようにポストカーサ成分について
は判定器のプリカーサ成分の判定出力信号を用いること
により、少ない演算量及び小さな回路規模でのプリカー
サ成分を含めた歪みの自動等化を行うことができる。
おいては、歪みのプリカーサ成分については送信信号系
列を用いて推定受信信号を生成し、減算器および判定器
により自動等化が行われ、歪みのポストカーサ成分につ
いては判定器の判定出力信号により一意に決定されるも
のとし、これを用いてトランスバーサルフィルタにより
演算が行われる。このようにポストカーサ成分について
は判定器のプリカーサ成分の判定出力信号を用いること
により、少ない演算量及び小さな回路規模でのプリカー
サ成分を含めた歪みの自動等化を行うことができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施例について図
面を参照して説明する。
面を参照して説明する。
【００１６】図１は本発明による自動等化器の第１の実
施例の構成を示すブロック図である。
施例の構成を示すブロック図である。
【００１７】減算器１０１は受信信号Ｓｒから推定受信
信号Ｓｅｒを引くことにより推定誤差信号Ｓｅｅｒｒを
出力する。
信号Ｓｅｒを引くことにより推定誤差信号Ｓｅｅｒｒを
出力する。
【００１８】タップ係数発生回路１０２は受信信号Ｓｒ
を入力としてインパルス応答を求め、ポストカーサ成分
に相当するタップ係数群Ｔｃ１と、プリカーサ成分に相
当するタップ係数群Ｔｃ２を出力する。
を入力としてインパルス応答を求め、ポストカーサ成分
に相当するタップ係数群Ｔｃ１と、プリカーサ成分に相
当するタップ係数群Ｔｃ２を出力する。
【００１９】カウンタ１０３は、０〜Ｎ−１（送信信号
系列Ｓｃｓの数をＮとしたとき）までを２進数で表した
送信信号系列Ｓｃｓを出力する。
系列Ｓｃｓの数をＮとしたとき）までを２進数で表した
送信信号系列Ｓｃｓを出力する。
【００２０】推定受信信号発生器１０４はタップ係数群
Ｔｃ２と送信信号系列Ｓｃｓとポストカーサ推定信号Ｓ
ｐｅを入力として、ポストカーサ推定信号Ｓｐｅに歪み
のプリカーサ成分の推定値と歪みがない場合の受信信号
の推定値とを付加した推定受信信号Ｓｅｒを出力する。
Ｔｃ２と送信信号系列Ｓｃｓとポストカーサ推定信号Ｓ
ｐｅを入力として、ポストカーサ推定信号Ｓｐｅに歪み
のプリカーサ成分の推定値と歪みがない場合の受信信号
の推定値とを付加した推定受信信号Ｓｅｒを出力する。
【００２１】判定器１０５は減算器１０１が出力するＮ
個の推定誤差信号Ｓｅｅｒｒを入力として、推定誤差信
号Ｓｅｅｒｒの絶対値が最小となるものに対応する系列
の最下位ビットを、受信信号Ｓｒから歪み成分を除去し
た値と判定して判定出力信号Ｓｄとして外部へ出力す
る。
個の推定誤差信号Ｓｅｅｒｒを入力として、推定誤差信
号Ｓｅｅｒｒの絶対値が最小となるものに対応する系列
の最下位ビットを、受信信号Ｓｒから歪み成分を除去し
た値と判定して判定出力信号Ｓｄとして外部へ出力す
る。
【００２２】トランスバーサルフィルタ１０６は判定出
力信号Ｓｄとタップ係数群Ｔｃ１とを入力として、歪み
のポストカーサ成分に相当するポストカーサ推定信号Ｓ
ｐｅを出力する。
力信号Ｓｄとタップ係数群Ｔｃ１とを入力として、歪み
のポストカーサ成分に相当するポストカーサ推定信号Ｓ
ｐｅを出力する。
【００２３】以上の構成により、少ない演算量及び小さ
な回路規模でプリカーサ成分を含めた歪みの自動等化を
行うことができる。
な回路規模でプリカーサ成分を含めた歪みの自動等化を
行うことができる。
【００２４】例えば、トランスバーサルフィルタ１０６
のタップ数をａ、送信信号系列Ｓｃｓを３ビットとす
る。このとき、送信信号系列Ｓｃｓは、｛０００｝、
｛００１｝、｛０１０｝、｛０１１｝、｛１００｝、
｛１０１｝、｛１１０｝、｛１１１｝の８種類となる。
最下位ビット以外の上位２ビットは過去の送信系列であ
るプリカーサ成分の候補とし、下位１ビットが歪みがな
い場合の受信符号の候補とする。
のタップ数をａ、送信信号系列Ｓｃｓを３ビットとす
る。このとき、送信信号系列Ｓｃｓは、｛０００｝、
｛００１｝、｛０１０｝、｛０１１｝、｛１００｝、
｛１０１｝、｛１１０｝、｛１１１｝の８種類となる。
最下位ビット以外の上位２ビットは過去の送信系列であ
るプリカーサ成分の候補とし、下位１ビットが歪みがな
い場合の受信符号の候補とする。
【００２５】いま、送信信号系列Ｓｃｓが｛００１｝の
ときの推定誤差信号Ｓｅｅｒｒの絶対値が最小であると
すると、この系列が判定器１０５により選択されてその
最下位ビット｛１｝が判定出力信号Ｓｄとして出力され
る。
ときの推定誤差信号Ｓｅｅｒｒの絶対値が最小であると
すると、この系列が判定器１０５により選択されてその
最下位ビット｛１｝が判定出力信号Ｓｄとして出力され
る。
【００２６】また、送信信号系列Ｓｃｓが｛０１０｝の
ときの推定誤差信号Ｓｅｅｒｒの絶対値が最小である場
合には、この系列が判定器１０５により選択されてその
最下位ビット｛０｝が判定出力信号Ｓｄとして出力され
る。
ときの推定誤差信号Ｓｅｅｒｒの絶対値が最小である場
合には、この系列が判定器１０５により選択されてその
最下位ビット｛０｝が判定出力信号Ｓｄとして出力され
る。
【００２７】上記の操作を繰り返されることにより自動
等化が実現される。
等化が実現される。
【００２８】図５に示した従来の最ゆう系列推定型自動
等化器を用いて上記のような等化動作を行う場合には、
プリカーサ成分を推定するために２の（ａ（＝タップ
数））乗個の送信信号系列Ｓｃｓのそれぞれについて演
算を行う。さらに、ポストカーサ成分を推定するために
２の（３（＝送信信号系列Ｓｃｓのビット数））乗個演
算を行う必要がある。総数ではこれらの演算が掛け合わ
されて２の（ａ＋３）乗個の演算が必要となっていた
が、本実施例においては、ポストカーサ成分の歪みの推
定についてはプリカーサ成分の判定結果により一意に決
定されるものとしたことにより、８（２の３（＝送信信
号系列Ｓｃｓのビット数）乗）個の系列について演算を
行えばよく、少ない演算量でのプリカーサ成分を含めた
歪みの自動等化が可能となっている。
等化器を用いて上記のような等化動作を行う場合には、
プリカーサ成分を推定するために２の（ａ（＝タップ
数））乗個の送信信号系列Ｓｃｓのそれぞれについて演
算を行う。さらに、ポストカーサ成分を推定するために
２の（３（＝送信信号系列Ｓｃｓのビット数））乗個演
算を行う必要がある。総数ではこれらの演算が掛け合わ
されて２の（ａ＋３）乗個の演算が必要となっていた
が、本実施例においては、ポストカーサ成分の歪みの推
定についてはプリカーサ成分の判定結果により一意に決
定されるものとしたことにより、８（２の３（＝送信信
号系列Ｓｃｓのビット数）乗）個の系列について演算を
行えばよく、少ない演算量でのプリカーサ成分を含めた
歪みの自動等化が可能となっている。
【００２９】次に、本発明の第２の実施例について説明
する。図２は本発明の第２の実施例の構成を示すブロッ
ク図である。
する。図２は本発明の第２の実施例の構成を示すブロッ
ク図である。
【００３０】本実施例は、図１に示した第１の実施例に
おける判定器１０５の代りに系列選択回路２０１および
選択系列記憶式判定器２０３を設け、さらに、受信信号
Ｓｒを入力して重み係数Ｓｗを生成して選択系列記憶式
判定器２０３へ出力する重み係数発生回路２０２を設け
たものである。この他の構成は図１に示した実施例と同
様出あり、以下にその動作について説明する。
おける判定器１０５の代りに系列選択回路２０１および
選択系列記憶式判定器２０３を設け、さらに、受信信号
Ｓｒを入力して重み係数Ｓｗを生成して選択系列記憶式
判定器２０３へ出力する重み係数発生回路２０２を設け
たものである。この他の構成は図１に示した実施例と同
様出あり、以下にその動作について説明する。
【００３１】減算器１０１は受信信号Ｓｒから推定受信
信号Ｓｅｒを引くことにより推定誤差信号Ｓｅｅｒｒを
出力する。
信号Ｓｅｒを引くことにより推定誤差信号Ｓｅｅｒｒを
出力する。
【００３２】タップ係数発生回路１０２は、受信信号Ｓ
ｒを入力としてインパルス応答を求め、ポストカーサ成
分に相当するタップ係数群Ｔｃ１と、プリカーサ成分に
相当するタップ係数群Ｔｃ２として出力する。
ｒを入力としてインパルス応答を求め、ポストカーサ成
分に相当するタップ係数群Ｔｃ１と、プリカーサ成分に
相当するタップ係数群Ｔｃ２として出力する。
【００３３】カウンタ１０３は、０〜Ｎ−１（送信信号
系列Ｓｃｓの数をＮとしたとき）までを２進数で表した
送信信号系列Ｓｃｓを出力する。
系列Ｓｃｓの数をＮとしたとき）までを２進数で表した
送信信号系列Ｓｃｓを出力する。
【００３４】推定受信信号発生器１０４は、タップ係数
群Ｔｃ２と送信信号系列Ｓｃｓとポストカーサ推定信号
Ｓｐｅを入力としてポストカーサ推定信号Ｓｐｅに歪み
のプリカーサ成分の推定値と歪みがない場合の受信信号
の推定値を付加した推定受信信号Ｓｅｒを出力する。
群Ｔｃ２と送信信号系列Ｓｃｓとポストカーサ推定信号
Ｓｐｅを入力としてポストカーサ推定信号Ｓｐｅに歪み
のプリカーサ成分の推定値と歪みがない場合の受信信号
の推定値を付加した推定受信信号Ｓｅｒを出力する。
【００３５】系列選択回路２０１は、Ｎ個の推定誤差信
号Ｓｅｅｒｒを入力として、推定誤差信号Ｓｅｅｒｒの
絶対値が最小となるものに対応する送信信号系列Ｓｃｓ
を選択系列信号Ｓｓｓとして出力する。
号Ｓｅｅｒｒを入力として、推定誤差信号Ｓｅｅｒｒの
絶対値が最小となるものに対応する送信信号系列Ｓｃｓ
を選択系列信号Ｓｓｓとして出力する。
【００３６】重み係数発生回路２０２は、受信信号Ｓｒ
を入力として重み係数Ｓｗを出力する。
を入力として重み係数Ｓｗを出力する。
【００３７】選択系列記憶式判定器２０３は、Ｍ個（Ｍ
はｌｏｇ2Ｎ以下の整数）の重み係数Ｓｗと選択系列信
号Ｓｓｓを入力として、Ｍ回の選択系列信号Ｓｓｓを記
憶し、Ｍ回のそれぞれの選択系列信号の送信側の同一ビ
ットに対する判定値に対応する重み係数を基に受信信号
Ｓｒから歪み成分を除去した値を判定して判定出力信号
Ｓｄとして外部へ出力する。
はｌｏｇ2Ｎ以下の整数）の重み係数Ｓｗと選択系列信
号Ｓｓｓを入力として、Ｍ回の選択系列信号Ｓｓｓを記
憶し、Ｍ回のそれぞれの選択系列信号の送信側の同一ビ
ットに対する判定値に対応する重み係数を基に受信信号
Ｓｒから歪み成分を除去した値を判定して判定出力信号
Ｓｄとして外部へ出力する。
【００３８】トランスバーサルフィルタ１０６は、判定
出力信号Ｓｄとタップ係数群Ｔｃ１を入力として歪みの
ポストカーサ成分に相当するポストカーサ推定信号Ｓｐ
ｅを出力する。
出力信号Ｓｄとタップ係数群Ｔｃ１を入力として歪みの
ポストカーサ成分に相当するポストカーサ推定信号Ｓｐ
ｅを出力する。
【００３９】上記のように構成される本実施例において
は、少ない演算量及び小さい回路規模でプリカーサ成分
を含めた歪みの自動等化を行うことができるとともに重
み係数を用いることによって、判定出力信号の誤りの改
善も可能となる。
は、少ない演算量及び小さい回路規模でプリカーサ成分
を含めた歪みの自動等化を行うことができるとともに重
み係数を用いることによって、判定出力信号の誤りの改
善も可能となる。
【００４０】例えば、選択系列記憶式判定器２０３にお
いて３個の重み係数Ｓｗと３回の選択系列信号Ｓｓｓを
用いて判定を行うとする。今、選択系列信号Ｓｓｓが履
歴の古い順番から｛１００｝、｛１０１｝、｛０１０｝
であるとする。ここで、上位２ビットはプリカーサ成
分、下位１ビットが歪みのない場合の受信符号の候補と
する。重み係数Ｓｗが（Ｓｗ１ Ｓｗ２ Ｓｗ３）、受
信信号Ｓｒにパワーの大きさが（Ｐ１ Ｐ２ Ｐ３）
で、重み係数Ｓｗは受信信号Ｓｒのパワーの大きさに比
例してｉ＝１，２，３に対しＳｗｉ＝Ｐｉ／（Ｐ１＋Ｐ
２＋Ｐ３）で決定され、｛０．１ ０．３ ０．６｝で
あるとき、判定出力信号Ｓｄは、最新の選択系列信号
｛０１０｝の第３ビット｛０｝の重みを０．６、その前
の選択系列信号｛１０１｝の第２ビット｛０｝の重みを
０．３、さらにその前の選択系列信号｛１００｝の重み
を０．１として決定される。
いて３個の重み係数Ｓｗと３回の選択系列信号Ｓｓｓを
用いて判定を行うとする。今、選択系列信号Ｓｓｓが履
歴の古い順番から｛１００｝、｛１０１｝、｛０１０｝
であるとする。ここで、上位２ビットはプリカーサ成
分、下位１ビットが歪みのない場合の受信符号の候補と
する。重み係数Ｓｗが（Ｓｗ１ Ｓｗ２ Ｓｗ３）、受
信信号Ｓｒにパワーの大きさが（Ｐ１ Ｐ２ Ｐ３）
で、重み係数Ｓｗは受信信号Ｓｒのパワーの大きさに比
例してｉ＝１，２，３に対しＳｗｉ＝Ｐｉ／（Ｐ１＋Ｐ
２＋Ｐ３）で決定され、｛０．１ ０．３ ０．６｝で
あるとき、判定出力信号Ｓｄは、最新の選択系列信号
｛０１０｝の第３ビット｛０｝の重みを０．６、その前
の選択系列信号｛１０１｝の第２ビット｛０｝の重みを
０．３、さらにその前の選択系列信号｛１００｝の重み
を０．１として決定される。
【００４１】判定結果に対する重みの総和で判定を行う
場合、判定結果｛０｝に対する重みは０．９（０．６＋
０．３）、判定結果｛１｝に対する重みは０．１である
ため、判定出力信号Ｓｄは｛０｝となる。また、重み係
数Ｓｗが｛０．６ ０．３０．１｝であるとき、判定結
果｛０｝に対する重みは０．４（０．１＋０．３）、判
定結果｛１｝に対する重みは０．６であるため、判定出
力信号Ｓｄは｛１｝となる。
場合、判定結果｛０｝に対する重みは０．９（０．６＋
０．３）、判定結果｛１｝に対する重みは０．１である
ため、判定出力信号Ｓｄは｛０｝となる。また、重み係
数Ｓｗが｛０．６ ０．３０．１｝であるとき、判定結
果｛０｝に対する重みは０．４（０．１＋０．３）、判
定結果｛１｝に対する重みは０．６であるため、判定出
力信号Ｓｄは｛１｝となる。
【００４２】次に、本発明の第３の実施例について説明
する。図３は本発明による第３の実施例の構成を示すブ
ロック図である。
する。図３は本発明による第３の実施例の構成を示すブ
ロック図である。
【００４３】本実施例の自動等化器は図１に示した第１
の実施例とほぼ同じ構成であるが、タップ係数発生回路
１０２が受信信号ＳｒとＮ個の推定誤差信号を入力とし
て伝搬環境の変化に応じて逐次的にタップ係数群Ｔｃ１
及びタップ係数群Ｔｃ２を変化させて出力する点のみが
異なっている。
の実施例とほぼ同じ構成であるが、タップ係数発生回路
１０２が受信信号ＳｒとＮ個の推定誤差信号を入力とし
て伝搬環境の変化に応じて逐次的にタップ係数群Ｔｃ１
及びタップ係数群Ｔｃ２を変化させて出力する点のみが
異なっている。
【００４４】タップ係数群Ｔｃ１及びタップ係数群Ｔｃ
２の更新のアルゴリズムとしては、例えばＬＭＳ法によ
りＮ個の推定誤差信号Ｓｅｅｒｒの中で絶対値が最小と
なるものを零に近づけるようタップ係数群Ｔｃ１及びタ
ップ係数群Ｔｃ２を制御する方法がある。
２の更新のアルゴリズムとしては、例えばＬＭＳ法によ
りＮ個の推定誤差信号Ｓｅｅｒｒの中で絶対値が最小と
なるものを零に近づけるようタップ係数群Ｔｃ１及びタ
ップ係数群Ｔｃ２を制御する方法がある。
【００４５】タップ係数群Ｔｃ１が（Ｔｃ１１，Ｔｃ１
２，・・・，Ｔｃ１ｍ）、タップ係数群Ｔｃ２が（Ｔｃ
２１，Ｔｃ２２，・・・，Ｔｃ２ｎ）、判定器出力信号
Ｓｄが履歴の古い順から（Ｓｄ１，Ｓｄ２，・・・，Ｓ
ｄｍ）、推定受信信号Ｓｅｒが（Ｓｅｒ１，Ｓｅｒ２，
・・・・Ｓｅｒｎ）であるとする（ただしｍ，ｎは任意
の自然数である）。
２，・・・，Ｔｃ１ｍ）、タップ係数群Ｔｃ２が（Ｔｃ
２１，Ｔｃ２２，・・・，Ｔｃ２ｎ）、判定器出力信号
Ｓｄが履歴の古い順から（Ｓｄ１，Ｓｄ２，・・・，Ｓ
ｄｍ）、推定受信信号Ｓｅｒが（Ｓｅｒ１，Ｓｅｒ２，
・・・・Ｓｅｒｎ）であるとする（ただしｍ，ｎは任意
の自然数である）。
【００４６】タップ係数群をＴｃ２が（Ｔｃ１１，Ｔｃ
１２，・・・，Ｔｃ１ｍ，Ｔｃ２１，Ｔｃ２２，・・・
・Ｔｃ２ｎ）、判定推定信号群をＳｄｅｒ＝（Ｓｄ１，
Ｓｄ２，・・・・Ｓｄｍ，Ｓｅｒ１，Ｓｅｒ２，・・
・，Ｓｅｒｎ）と定義するとき、推定誤差信号は、Ｓｅ
ｅｒｒ＝Ｓｒ−Ｔｃ×ｔＳｄｅｒとなる。ただしｔは転
置を表す。このときタップ係数群をＴｃ（ｊ＋１）＝Ｔ
ｃ（ｊ）−２×ｋ×Ｓｅｅｒｒ×Ｓｄｅｒで逐次更新す
ることにより推定誤差信号Ｓｅｅｒｒの絶対値の２乗が
最小となるようタップ係数群Ｔｃを制御することができ
る。ただし、Ｔｃ（ｊ）はサンプリング間隔を△Ｔとし
たときサンプリングタイムｊ△Ｔにおけるタップ係数群
Ｔｃの値であり、ｋは制御の収束スピードと安定性を決
定するパラメータである。
１２，・・・，Ｔｃ１ｍ，Ｔｃ２１，Ｔｃ２２，・・・
・Ｔｃ２ｎ）、判定推定信号群をＳｄｅｒ＝（Ｓｄ１，
Ｓｄ２，・・・・Ｓｄｍ，Ｓｅｒ１，Ｓｅｒ２，・・
・，Ｓｅｒｎ）と定義するとき、推定誤差信号は、Ｓｅ
ｅｒｒ＝Ｓｒ−Ｔｃ×ｔＳｄｅｒとなる。ただしｔは転
置を表す。このときタップ係数群をＴｃ（ｊ＋１）＝Ｔ
ｃ（ｊ）−２×ｋ×Ｓｅｅｒｒ×Ｓｄｅｒで逐次更新す
ることにより推定誤差信号Ｓｅｅｒｒの絶対値の２乗が
最小となるようタップ係数群Ｔｃを制御することができ
る。ただし、Ｔｃ（ｊ）はサンプリング間隔を△Ｔとし
たときサンプリングタイムｊ△Ｔにおけるタップ係数群
Ｔｃの値であり、ｋは制御の収束スピードと安定性を決
定するパラメータである。
【００４７】上記のような構成にすることにより、伝搬
環境が逐次変化するような場合でも、少ない演算量及び
小さい回路規模でプリカーサ成分を含めた歪みの自動等
化を行うことができる。
環境が逐次変化するような場合でも、少ない演算量及び
小さい回路規模でプリカーサ成分を含めた歪みの自動等
化を行うことができる。
【００４８】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように、歪みの
プリカーサ成分については送信信号系列を用いて推定受
信信号を生成して減算器および判定器により自動等化が
行われ、歪みのポストカーサ成分については判定器の判
定出力信号により一意に決定されるものとし、これを用
いてトランスバーサルフィルタにより演算が行われるよ
うに構成することにより少ない演算量及び小さな回路規
模でのプリカーサ成分を含めた歪みの自動等化を行うこ
とができ、高速で精度が高く、かつコストが低い自動等
化器を実現することができる効果がある。
プリカーサ成分については送信信号系列を用いて推定受
信信号を生成して減算器および判定器により自動等化が
行われ、歪みのポストカーサ成分については判定器の判
定出力信号により一意に決定されるものとし、これを用
いてトランスバーサルフィルタにより演算が行われるよ
うに構成することにより少ない演算量及び小さな回路規
模でのプリカーサ成分を含めた歪みの自動等化を行うこ
とができ、高速で精度が高く、かつコストが低い自動等
化器を実現することができる効果がある。
【図１】本発明による自動等化器の第１の実施例の構成
を示す図である。
を示す図である。
【図２】本発明による自動等化器の第２の実施例の構成
を示す図である。
を示す図である。
【図３】本発明による自動等化器の第３の実施例の構成
を示す図である。
を示す図である。
【図４】従来の自動等化器の構成を示す図である。
【図５】従来の自動等化器の構成を示す図である。
１０１ 減算器 １０２ タップ係数発生回路 １０３ カウンタ １０４ 推定受信信号発生器 １０５ 判定器 １０６ トランスバーサルフィルタ ２０１ 系列選択回路 ２０２ 重み係数発生回路 ２０３ 選択系列記憶式判定器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03H 15/00 - 21/00 H04B 1/76 - 3/44 H04B 3/50 - 3/60 H04B 7/005 - 7/015
Claims (7)
- 【請求項１】 Ｎ個の推定受信信号のそれぞれについ
て、受信信号との差をとることによりＮ個の推定誤差信
号を出力する減算器と、 前記Ｎ個の推定誤差信号のうち絶対値が最小となるもの
に対応する送信信号系列の一部を判定出力信号として外
部へ出力する判定器と、 前記受信信号のインパルス応答を求めて該インパルス応
答のポストカーサ成分に相当する第１のタップ係数群及
び該インパルス応答のプリカーサ成分に相当する第２の
タップ係数群とを出力するタップ係数発生回路と、 前記判定出力信号と、前記第１のタップ係数群を入力と
してポストカーサ推定信号を出力するトランスバーサル
フィルタと、 前記ポストカーサ推定信号と第２のタップ係数群とを入
力として考えられるＮ個の送信信号系列に対応する前記
Ｎ個の推定受信信号を出力する推定受信信号発生器とか
ら構成されることを特徴とする自動等化器。 - 【請求項２】 受信信号とＮ個の推定受信信号との差を
とりＮ個の推定誤差信号を出力する減算器と、 前記Ｎ個の推定誤差信号のうち絶対値が最小となるもの
に対応する送信信号系列を選択系列信号として出力する
系列選択器と、 前記受信信号を入力としてインパルス応答を求めて該イ
ンパルス応答のポストカーサ成分に相当する第１のタッ
プ係数群及び該インパルス応答のプリカーサ成分に相当
する第２のタップ係数群として出力するタップ係数発生
回路と、 前記判定出力信号及び前記第１のタップ係数群を入力と
してポストカーサ推定信号を出力するトランスバーサル
フィルタと、 前記ポストカーサ推定信号と第２のタップ係数群とを入
力して考えられるＮ個の送信信号系列に対応する前記Ｎ
個の推定受信信号を出力する推定受信信号発生器と、 Ｍ個（Ｍはｌｏｇ2Ｎ以下の整数）の重み係数を出力す
る重み係数発生回路と、 前記Ｍ個の重み係数と前記選択系列信号を入力として、
Ｍ回の選択系列信号を記憶し、Ｍ回それぞれの前記選択
系列信号の送信側の同一ビットに対する判定値に対応す
る前記重み係数を基に判定して前記判定出力信号を出力
する選択系列記憶式判定器とを有することを特徴とする
自動等化器。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２記載の自動等化
器において、 推定受信信号発生器は、 Ｎ個の送信信号系列を２進数で出力するカウンタと、前
記カウンタから出力される前記Ｎ個の送信信号系列と前
記第２のタップ係数群と、前記ポストカーサ推定信号を
入力として前記Ｎ個の推定受信信号を出力することを特
徴とする自動等化器。 - 【請求項４】 請求項２記載の自動等化器において、 前記重み係数発生回路が、前記受信信号を入力として、
該受信信号の入力レベルに基づいてＭ個の前記重み係数
を決定し出力することを特徴とする自動等化器。 - 【請求項５】 請求項２記載の自動等化器において、 前記重み係数発生回路が、前記推定誤差信号を入力とし
て、該推定誤差信号の絶対値に基づいてＭ個の前記重み
係数を決定し出力することを特徴とする自動等化器。 - 【請求項６】 請求項２記載の自動等化器において、 前記重み係数発生回路が、前記第２のタップ係数を入力
として、該第２のタップ係数群の絶対値に基づいてＭ個
の前記重み係数を決定し出力することを特徴とする自動
等化器。 - 【請求項７】 請求項１乃至請求項６のいずれかに記載
の自動等化器において、 前記タップ係数発生回路が受信信号と前記推定誤差信号
を入力として、次前記第１及び第２のタップ係数群を出
力することを特徴とする自動等化器。
Priority Applications (2)
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|---|---|---|---|
| JP08213779A JP3099745B2 (ja) | 1996-08-13 | 1996-08-13 | 自動等化器 |
| US08/909,980 US5923226A (en) | 1996-08-13 | 1997-08-12 | Automatic equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08213779A JP3099745B2 (ja) | 1996-08-13 | 1996-08-13 | 自動等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1065580A JPH1065580A (ja) | 1998-03-06 |
| JP3099745B2 true JP3099745B2 (ja) | 2000-10-16 |
Family
ID=16644906
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08213779A Expired - Fee Related JP3099745B2 (ja) | 1996-08-13 | 1996-08-13 | 自動等化器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5923226A (ja) |
| JP (1) | JP3099745B2 (ja) |
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| US6912250B1 (en) * | 1999-11-12 | 2005-06-28 | Cornell Research Foundation Inc. | System and methods for precursor cancellation of intersymbol interference in a receiver |
| US7173551B2 (en) * | 2000-12-21 | 2007-02-06 | Quellan, Inc. | Increasing data throughput in optical fiber transmission systems |
| KR100416265B1 (ko) * | 2001-12-11 | 2004-01-24 | 삼성전자주식회사 | 출력신호의 부호와 절대값을 이용하여 그 동작을 제어하는적응형 등화기 |
| AU2003217947A1 (en) * | 2002-03-08 | 2003-09-22 | Quellan, Inc. | High speed analog-to-digital converter using a unique gray code having minimal bit transitions |
| AU2003256569A1 (en) | 2002-07-15 | 2004-02-02 | Quellan, Inc. | Adaptive noise filtering and equalization |
| AU2003287628A1 (en) | 2002-11-12 | 2004-06-03 | Quellan, Inc. | High-speed analog-to-digital conversion with improved robustness to timing uncertainty |
| DE112004001455B4 (de) | 2003-08-07 | 2020-04-23 | Intersil Americas LLC | Verfahren und System zum Löschen von Übersprechen |
| US7804760B2 (en) | 2003-08-07 | 2010-09-28 | Quellan, Inc. | Method and system for signal emulation |
| US7123676B2 (en) | 2003-11-17 | 2006-10-17 | Quellan, Inc. | Method and system for antenna interference cancellation |
| US7616700B2 (en) | 2003-12-22 | 2009-11-10 | Quellan, Inc. | Method and system for slicing a communication signal |
| US7725079B2 (en) | 2004-12-14 | 2010-05-25 | Quellan, Inc. | Method and system for automatic control in an interference cancellation device |
| US7522883B2 (en) | 2004-12-14 | 2009-04-21 | Quellan, Inc. | Method and system for reducing signal interference |
| KR101372361B1 (ko) | 2006-04-26 | 2014-03-12 | 인터실 아메리카스 엘엘씨 | 통신 채널로부터 복사성 방출을 감소시키기 위한 방법 및 시스템 |
| US8194728B2 (en) * | 2009-03-09 | 2012-06-05 | Himax Media Solutions, Inc. | Tap/group-revivable decision feedback equalizing method and equalizer using the same |
Family Cites Families (2)
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|---|---|---|---|---|
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| EP0426026B1 (en) * | 1989-10-31 | 1996-08-28 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Equalizer |
-
1996
- 1996-08-13 JP JP08213779A patent/JP3099745B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-08-12 US US08/909,980 patent/US5923226A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1065580A (ja) | 1998-03-06 |
| US5923226A (en) | 1999-07-13 |
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