JPH07504311A - 相関同期フィルタ処理を用いた適応型最尤シーケンス推定方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 相関同期フィルタ処理を用いた 適応型最尤シーケンス推定方法および装置発明の分野 本発明の分野は、無線信号のデコーディング、特に最尤シーケンスの推定（ｍａ ｘｉｍｕｍ　１ｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　ｓｅｑｕｅｎｃｅｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ） に関するものである。

発明の背景 ある無線チャンネル上で送信される無線信号に対する、当該無線チャンネルの影 響はよく知られている。よく知られている影響には、低い信号対ノイズ比（ＳＮ Ｒ）による信号品質の劣化、隣接および共通チャンネル（（ｏ−ｃｈａｎｎｅｌ ）の干渉、ならびにマルチパス伝搬が含まれる。過度な距離が要因である場合、 低いＳＮＲは熱雑音に起因する可能性がある。距離が短い場合、低いＳＮＲは同 一または隣接するチャンネル上での信号の競合に起因する可能性がある。

一方、マルチパス伝搬は、多数の信号のコピーがわずかに異なる時間に、しかも わずかに異なる位相で受信機に現れる、という影響を信号にもたらす。極端な場 合には、１つの信号の多数のコピーが、シンボルの送信速度に匹敵する時間間隔 にわたってずれた状態で、受信機に到達することがある。

マルチパス伝搬の問題は、元の送信信号とは殆ど似ていない信号の和が受信機に は供給されるという結果に至る。

送信機または受信機が移動している場合（例えば、自動車車両内の無Ｉｍ電話） 、マルチパス伝搬の問題は、信号への影響が物理的な位置によっても変化すると いう点において、より重大となる。

ＳＮＲが低下した信号のデコーディングやマルチパス伝搬の影響を改善するため の過去の手法には、情報フレーム内のデータ送信の始めにトレーニング（同期） シーケンスを加え、受信信号を既知のトレーニング・シーケンスと相互に相関付 けることが含まれていた。そして、相互相関（ｃｒｏｓｓ　ｃｏｒｒｅｌａｔｉ ｏｎ）の結果を用いて、送信チャンネルの影響の特徴付けを行うと共にこれを補 償していた。

送信チャンネルの特徴付けが短時間であれば有効であるが、このような特徴付け は、数ミリ秒の期間を有するフレームには効果的ではないこともある。より長い 期間のフレームの間に、送信機および受信機は物理的位置を変化させることもあ り、その場合送信チャンネルを交換するので、送信特性も変化する。

このような条件の下で性能を改善する過去の手法には、ＩＥＩＥＥ　Ｔｒａｎｓ ａｃｔｉｏｎｓ　Ｏｎ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｔｈｅｏｒｙ。

Ｊａｎｕａｒｙ　１９７３，１２０−１２４頁、　Ｆ、　Ｒ，Ｍａｇｅｅ　Ｊｒ 、　ａｎｄＪ、Ｏ，Ｐｒｏａｋｉｓｑ　ｒＡｄａｐｔｉｖｅ　Ｍａｘｉｍｕｍ　 ＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄＳｅｑｕｅｎｃｅ　Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　Ｄｉ ｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌｉｎｇ　１ｎｔｈｅ　Ｐｒｅｓｅｎｃｅ　ｏｆ　Ｉｎ ｔｅｒｓｙｍｂｏｌ　ＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅＪにおいて論じられたシステム が含まれている。Ｍ　ａ　ｇ　ｅ　ｅ　とＰｒｏａｋｉｓの論文は、ビタビ・デ コーダ（ｖｉｔｃｒｂｉ　ｄｅｃｏｄｅｒ）と共に用いられる適応フィルタを有 するシステムを教示する。適応フィルタの値は、トレーニング・シーケンスの検 出時に決定され、その後ビタビ・デコーダがら出力される新たなシンボルの各々 に基づいて変更される。

Ｍａｇｅｅ　とＰｒｏａｋｉｓのシステムは効果的であったが、適応フィルタの 有効性は、トレーニング・シーケンスの検出およびタイミングに左右される。ト レーニング・シーケンスがその原型から変化したり、当該トレーニング・シーケ ンスの多数のコピーと重複した場合、同期不良や信号エネルギの散逸のために、 適応フィルタの有効性が低下する。

を尤シーケンス推定器の重要性のため、トレーニング・シーケンスの同期、およ びその中の信号エネルギの最適化方法の改善が必要性とされている。

発明の概要 最尤シーケンス推定を可能とする方法および手段が提供好適実施例の詳細な説明 される。この方法および手段は、フラット・フェーディング用の第１最尤シーケ ンス推定信号経路と、フラット・フェーディング以外のための少なくとも第２最 尤シーケンス推定信号経路とを含む。前記方法および手段は、更に二乗平均誤差 の相対的な大きさが最少の信号経路を選択することも含む。

図面の簡単な説明 第１図は、本発明による通信システムを含む。

第２図は、ＴＤＭチャンネル上のＴＤＭ信号を示す。

第３図は、本発明による適応型最尤シーケンス推定器のブロック図を含む。

第４図は、本発明による同期語相関器のブロック図を含む。

第５図は、本発明による並列路最尤シーケンス推定器のブロック図を含む。

第６図は、本発明の一実施例による最大ピーク相関器のブロック図である。

第７図は、制限されたウィンドウを用いた同期語相関器のブロック図を含む。

第８図は、本発明の一実施例による方法のフローチャートである。

つ場合、このシーケンスａ（ｍ）を最も近いものとして選択す最尤シーケンス推 定器の同期についての問題に対する解法は、概念的には、相関同期をフィルタ処 理して使用することにある。フィルタ処理された相関同期によって、種々の時間 遅れ信号条件に対して、チャンネルのデコーディング・タイミングを最適化する 方法が得られる。

全体的な通信チャンネルは、１組の時間変化するチャンネル係数（ｈｌ）を用い て情報データの畳み込みを行う、畳み込みエンコーダとしてみなすことができる 。したがって、チャンネルは、固定パターンな（短い期間に）送信データに強要 するものと、みなすことができる。結果的に得られる信号パターンは、更に加わ るホワイト・ガウシアン・ノイズによって原型から離れてしまう。デコーダは、 チャンネル係数と畳み込みを行う時、どのデータ・シーケンスが、受信パターン に最も近いパターンを生成するかを判定しなければならない。送信データがＮ個 のシンボルから成る場合、ＭＮ個の可能なデータ・シーケンスがあり、各々が同 等の可能性があると考えられる（Ｍは、シンボル配置（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉ ｏｎ）における可能なシンボル数である）。

可能なデータ・シーケンス（ａ（ｉ））がｉｘｌ、　、　、　、、　Ｋ＝ＭＮと いう値を含むとすると、最尤シーケンス推定器（ＭＬＳＥ）は、他の全ての可能 なシーケンスの内あるシーケンスａ（ｍ）に対して数式Ｐ（ｒ　ｌ　ａ（ｍ）） ＞Ｐ（ｒ　ｌ　ａ（ｋ））が成り立る。このような判定は、他の全てのシーケン スから選択されたシーケンスの最小総誤差（ｍｉｎｉｍａｌ　ｚｏｔａｌ　ｅｒ ｒｏｒ）に基づくものである（ビタビ・トレリス（Ｖｉｔｅｒｔｂｉ　ｔｒｅｌ ｌｉｓ）による最少ユークリッド距離）。

第１図は、無線送信システムく１０）のブロック図である。送信機（１１）は、 デジタル・データからデジタル・シンボル５（ｎ）を発生し、このようなシンボ ルを受信機（１２）のために送信する。受信機く１２）で受信された信号は、濾 波されサンプリングされて、受信デジタル信１号ｙ（ｊ）を生成し、これをチャ ンネル等化器（１３）に送出する。

等化器（１３）は、ある時間遅れを伴って、推定信号５（ｊ−Ｌ）を送出する。

これは送信信号５（ｎ）の推定となる。

（参照記号（ｊ）は、サンプリング時点を示し、（ｊ−Ｌ）は推定シンボルがＬ サンプリング間隔だけ遅れることを示す。） 第１図に示す二重信号路は、送信８！（１１）と受信機との間のチャンネルが、 時間分散（ｔｉｍｅ　ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）を、受信機（１２）において受信 される信号に持ち込んでしまうことを示す。第１図に示されているのは、送信機 （１１）と受信機（１２）との間で用いられるのと同一チャンネル上での妨害信 号を示す信号［ＡＪである。フェーディングやノイズも伝送を妨害するものであ る。

無線送信システム（１０）は、第２図に示すように、時間約に個別のタイム・ス ロット１−ｊに分割する（Ｔは時間的に示す）。信号シーケンス（ＳＳ）は、同 期シーケンス（ＳＯ）とデータ・シーケンス（ＤＯ）とを、各タイムスロットｒ ｆＪ内に含む。信号シーケンス（ＳＳ）は、例えば、直交位相シフト・キーイン グ（ＱＰＳＫ）の下でエンコードされた二進信号を含む。

第３図は、本発明の一実施例による適応型最尤シーケンｌ−摩器（ＡＭＬＳＥ＞ （１３）のブロック図である。

ＡＭＬＳＥ　（１３）内では、受信信号の同期（トレーニング）シーケンス（Ｓ ｏフィールドと、このフィールドのいずれかの側にタイミングの不確定性による いくつかのシンボルとを含む）が、同期語相関器（２１）内に記憶されている同 期語のコピーとの相関をとる。これを行って、相関付けられた出力シーケンス、 初期チャンネル推定値ｈ０、および検出された同期点を得る。検出された同期点 をデシメータ（２０）内で用いて、オーバサンプルされた受信信号ｙ（ｊ）を、 送信信号と一致した情報帯域に減縮（ｄｅｃｉｍａ＋ｅ）する。

ビタビ・デコーダ（２２）は減縮された信号を処理するものであるが、Ｆ　、　 Ｒ，、Ｍ　ａ　ｇ　ｅ　ｅ　、　Ｊ　ｒ　、およびＪ、　Ｇ。

Ｐｒｏａｋｉｓによる前記論文に記載された、ビタビ等化器と機械的に同等なも のとすることができる。ビタビ・デコーダ（２２）は減縮された信号を受信し、 推定シンボルｙＨＤ（ｊ−Ｄ）を送出する。この推定シンボルは公知の方法で、 Ｄ回のサンプリング・ステップの遅れを伴って推定され、ＬＭＳチャンネル推定 器（２５）に送られる。ＬＭＳチャンネル推定器（２５）は、推定信号ｙＨＤ（ ｊ−Ｄ）を受信し、チャンネル・インパルス応答の現在の推定値を表わすフィル タでそれらをフィルタ処理し、チャンネル障害信号（ｃｈａｎｎｅｌ　ｉｍｐａ ｉｒｅｄ　ｓｉｇｎａｌ）　（ｙ（ｊ−Ｄ））を再発生する◇誤差信号が、減縮 された信号（ｙ（ｊ−Ｄ））と推定された受信信号（ｙ（ｊ−Ｄ））との間の差 （２４）に基づいて発生される。

この差によって発生された誤差信号（ｅ（ｊ−Ｄ））はＬＭＳチャンネル推定器 （２５）に戻され（破線２７）、そして現在のチャンネル・インパルス応答推定 値（チャンネル推定）を更新するために用いられる。

現在のチャンネル推定値（ｈ（ｊ−Ｄ））の決定（初期チャンネル推定値（ｈｏ ）またはフィードバック誤差（ｅ（ｊ−Ｄ））の使用による更新に基づいて）時 に、チャンネル予測推定値（ｈ（ｊ））を、チャンネル予測器（２６）内で決定 する。チャンネル予測推定値（ｈ（ｊ））は、以前の値に対する現在のチャンネ ル推定値の変化および現在のチャンネル予測値の傾向に基づいて、決定される。

ＡＭＬＳＥ　（１３）の性能が最適化されるは、信号データｙ（ｊ）の減縮され た信号がその最大信号対ノイズ比（ＳＮＲ）付近でサンプリングされた時、およ び現在のチャンネル推定値が実際に近いチャンネル状態を反映する時である。

現在のチャンネル推定値の精度は、選択された同期点に密接に関連する。

一方、同期点の選択は、サンプル信号（ｙ（ｊ））の遅延拡散（ｄｅｌａｙ　５ ｐｒｅａｄ）によって複雑となる。本発明の一実施例の下では、遅延拡散に対す る処置は、多数の遅延拡散感応フィルタ　（例えば、遅延拡散検出（ＤＳＤ）フ ィルり）の使用、および最大フィルタ・ピークを与える遅延拡散感応フィルタ（ ｄｅｌａｙ　５ｐｒｅａｄ　５ｅｎｓｉｔｉｖｅ　ｆｉｎｅｒ）の選択しこよっ て行われる。１組の同期点位置（ＳＰＬ）フィルり係数力τ、選択されたフィル タの識別に基づし）で選択される。ＳＰＬフィルタ係数を相関付けられた出力に 適用することにより、予測点と、サンプル信号（ｙ（ｊ））によって与えられる 変イヒする遅延拡散の環境内でＡＭＬＳＥ性能を最適化する初期チャンネル予測 値とが得られる。

一例として、第４図は、２つのＤＳＤフイルりを用ν１、サンプリング・レート （Ｔｓ）をシンボル間隔（Ｔ）当たり８サンプルと仮定した場合の、本発明の一 実施例しこよる、シンボル語相関器（２１）のブロック図である。２つのＤＳＤ フィルタの内、第１　ＤＳＤフィルタ’３１）ｉよ、中程度ないし大きな遅延拡 散に対して、指示されたフィルタ処理（１゜０、Ｏ，０，０，０，０，０，１） ／２）を有する。第２ＤＳＤフイルタ（３２）は、小なｙｚ　Ｌ中程度の遅延拡 散検出対して、指示されたフィルタ値（２，０，０，Ｏ，ｌ、０゜ｏ、０．２） １５）を有する。上述のようシこ、第１ＤＳＤフイルタ　（３１）が最も大きな りＳＤ検検出フィルタ・ヒ−りを与える場合、この第１ＤＳＤフイルタ（３１） が選択され、第２ＤＳＤフイルタ（３２）が最も大きなりＳＤＤ出フィルタ・ピ ークを与える場合、第２ＤＳＤフイルタ（３２）が選択される。第１ＤＳＤフイ ルタ（３１）が選択された場合のＳＰＬフィルタ（３３）に対する係数は、次の ように選択される。

（１，Ｏ，Ｏ，０，０，０，０，０，１）第２ＤＳＤフイルタが選択された場合 のＳＰＬフィルタ（３３）に対する係数は、以下のように選択される。

（３２，１６，４，０，０，０，４，１６，３２）同期語相関器（２１）内部で は、サンプリングされたデータ同期フィールド（Ｓｏフィールドと、このフィー ルドのいずれかの側にタイミングの不確定性によるいくつかのシンボルとを含む ）が、記憶されている同期語と相関付けられ、相関出力（Ｃ（ｎ））を発生する 。この相関出力（Ｃ（ｎ））に、中−大ＤＳＤフィルタ（３１）および小−中Ｄ ＳＤ　（３２）フィルタを用いて、フィルタ処理を行う。次に、各フィルタの出 力の大きさく遅延拡散相関ピーク）を比較する。最大の遅延拡散相関ピークの識 別に基づいて、ＳＰＦフィルタ（３３）に対する１組の係数を選択する。次に、 選択された係数を相関出力（Ｃ（ｎ））に適用し、同期点および初期チャンネル 応答を得る。

第５図は、本発明の他の実施例による、２本の並列処理経路を用いたＡＭＬＳＥ の一例である。第１処理経路（４１．４３．４５）は、上述のＡＭＬＳＥ（１３ 、第３図および第４図）と機能的に同等であり、ブロック４１がブロック２１に 相当し、ブロック４３がブロック２０に相当し、そしてブロック４５がブロック ２２，２３，２４，２５゜２６に相当する。第２処理経路（４８，４２，４４） 内では、ブロック４２が機能的にブロック２０と同等であり、ブロック４４がブ ロック２２，２３，２４，２５．２６に相当する。

第２処理経路（４ｇ、４２．４４）においては、同期語相関器（２１）が最大ピ ーク相関器（４８）と置き換えられている。最大ピーク相関器（４８）内に含ま れているのは、同期語相関器（５０）と、別の種類の遅延拡散感応フィルタ（Ｓ ＰＬフィルタ（５１））である。ＳＰＬフィルタ（４８）のフィルタ係数を（タ ップ値（１，０，０，０゜０、Ｏ，Ｏ，Ｏ，Ｏ）によって）選択し、均一な遅れ （ｆｌａｔｄｅｌａｙ）の状態における最大出力を発生する。

動作中、最大ピーク相関器（４８）は、サンプルされたデータ同期フィールドを 記憶されている同期語と相関付け、相関出力を発生する。次に、この相関出力を 、ＳＰＬフィルタ　（５１）を用いて畳み込みを行い、同期点および初期チャン ネル応答を得る。次に、上述のように同期点を用いて、データ同期フィールドを 減縮する。そして上述のように、初期チャンネル応答を用いて、減縮されたデー タ同期フィールドに、最尤デコーディングを行う。

フラット・フェーディングの条件下において、同期語相関器（５０）と共に用い たＳＰＬフィルタ（５１）が最上の結果を与えることが判定された。ＳＰＬフィ ルタ（５１）を、上述のＡＭＬＳＥ　（１３）と共に、第２処理経路の形式で用 いた場合、この組み合わせは通信システム内で全体の誤差率（ＢＥＲ）を更に改 善することができる。

２本の信号処理経路（第５図）の出力を、ビット・デコーダ（４６）とＡＭＬＳ Ｅ切り替え制御部（４７）とに供給する。ＡＭＬＳＥ切り替え制御部（４７）は 、各信号路の平均二乗誤差推定値を比較し、誤差が少ない方の経路を選択する。

信号路の選択時に、ＡＭＬＳＥ切り替え制御部（４７）は、ビット・デコーダ（ ４６）を作動させ、誤差が少ない方の経路から信号をデコードする。

本発明の他の実施例では、制限された検索ウィンドウ（ｃｏｎｓｔｒａｉｎｅｄ 　５ｅａｒｃｈ　ｗｉｎｄｏｗ）　（６３）を、同期語相関器（４１）内で用い 、ＡＭＬＳＥ　（４０）の性能を更に改善する。このような実施例では、繰り返 しフィルタ処理と、同期点前後の範囲によって規定された制限ウィンドウとによ って、遅延拡散相関ピークが選択される。初期同期点前の範囲は、整数のサンプ ル間隔（例えばｌサンプル間隔）を有するように選択される。初期同期点後の範 囲は、予想される最悪の場合の遅延拡散によるチャンネル・インパルス応答の期 間にあわせると共に、初期同期点に関連する時間値を有するものとして選択され る。（ＥＩＡ／ＴＩＡＴＲ４５，３ｃｏｍｍｉ目ｅｅ　ｆｏｒ　ｔｈｅ　Ｕ、Ｓ 、　ＴＤＭＡ　ｄｉｇｉｔａｌｃｅｌｌｕｌａｒ　ｓｙｓｔｅｍによって規定さ れた遅延拡散モデルが与えられた場合、範囲は初期同期点から、Ｔ／２秒後に発 生する点までとなる。ここでＴは米国のＴＤＭＡシンボル間隔である）。

遅延拡散相関ピークの判定は、指定されたＤＳＤフィルタ値（１，１，ｌ、１． ｌ、ｌ、ｌ、１．ｌ）を用いて、同期語相関器（６０）の相関出力シーケンスに ＤＳＤフィルタ処理（６１）を行い、同期点の一般的な位置を得ることによって 行われる。より正確な同期点の判定のための無限インパルス応答（Ｉ　Ｉ　Ｒ） フィルタ（６２）を用いて、ＤＳＤフィルタ（６１）のピーク出力によって示さ れる位置即ち初期同期点を、以前のタイム・スロットに対応する、これまでの初 期同期点と共に平均化する。

制限ウィンドウ（６３）の決定に続いて、この制限ウィンドウ内の信号に同期点 位置選定フィルタ処理（例えば、タップ値（３２，１６，４，０，Ｏ，０，４， １６，３２）を用いて））を行い、同期点と第２信号路を経由した初期チャンネ ル応答とを定義する。次に、上述のように、計算された同期点および初期チャン ネル応答値を用いて、最尤シーケンス推定の推定値（ｈｙｐｏｔｈｅｓｉｓ）を 判定する。最低ＢＥＲによる推定値の判定は、上述のようなものであり、ＡＭＬ ＳＥ切り替え制御部（４７）が、最も低いレベルの二乗平均誤差を有する推定値 を選択する。

本発明の他の実施例では、制限検索ウィンドウとより正確に決定された同期点と を、先の実施例におけるＤＳＤフィルタ（３１，３２）への入力、および第２最 尤シーケンス推定信号の処理経路内のＳＰＬフィルタ（３３）として用いる。こ のような実施例の下では、第１最尤シーケンス推定信号の処理経路（最大ピーク 相関器（４８）を用いることによる）が、フラット・フェーディングに対して、 ＢＥＲ性能の改善をもたらす。第２最尤シーケンス推定信号処理経路は、フラッ ト・フェーディング以外に対してＢＥＲ性能を改善する。

この詳細な明細書から、本発明の多くの特徴および利点が明らかであるので、添 付の特許請求の範囲は本発明の真の精神および範囲に該当するこれら全てのシス テムの特徴および利点を含むことを意図する。更に、多くの変更や変化が当業者 には容易に思いつくので、先に示しかつ述べた正確な構造および動作に本発明を 限定することは望んでいない。したがって、全ての適正な変更物および同等物は 本発明の範囲に該当することを主張する。

勿論、本発明は図面に具体的に示した図には限定されず、添付の特許請求の範囲 内のいかなる変更をも含むことは理解されよう。

フロントページの続き （５１）　Ｉｎｔ、　Ｃ１，６識別記号　庁内整理番号Ｈ０４Ｂ　７１００５　 ７７４１−５ＫＨＯ４Ｌ　１１００　Ｂ　９３７１−５に７１００　Ｆ　７７４ １−５Ｋ Ｉ

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. １．最尤シーケンス推定装置であって：フラット・フェーディングのための第１ 最尤シーケンス推定信号路； フラット・フェーディング以外のための第２最尤シーケンス推定信号路； 二乗平均誤差の大きさが最も小さい前記信号路を選択する手段； から成ることを特徴とする最尤シーケンス推定装置。
2. ２．請求項１において、前記第１信号路は、更に、フラット・フェーディング用 フィルタ係数を有する同期点位置選定フィルタを含むことを特徴とする装置。
3. ３．請求項１において、少なくとも第２信号路は、更に遅れ拡散検出フィルタを 含むことを特徴とする装置。
4. ４．請求項３において、少なくとも第２信号路は、更に、同期点位置選定フィル タを含むことを特徴とする装置。
5. ５．請求項４において、前記同期点位置選定フィルタの前記係数は、前記遅れ拡 散検出フィルタの出力に基づいて決定されることを特徴とする装置。
6. ６．請求項１において、前記第１および第２最尤シーケンス推定信号路は、ビタ ビ・デコーダから成ることを特徴とする装置。
7. ７．最尤シーケンス推定装置に同期および初期チャンネル推定を与える方法であ って： 入来するサンプル信号のサンプル・データ同期フィールドと、記憶されている同 期語との相関をとり、相関出力を生成するステップ； 複数の遅れ拡散感応フィルタを用いて、前記相関出力にフィルタ処理を行い、そ れぞれから複数の出力を生成するステップ； 前記複数の遅れ拡散感応フィルタの前記出力の相対強度に少なくとも部分的に基 づいて、同期点位置選定フィルタを選択するステップ；および 前記同期点位置選定フィルタを用いて前記相関出力のフィルタ処理に少なくとも 部分的に基づいて、同期点を決定するステップ； から成ることを特徴とする方法。
8. ８．請求項７において、前記遅れ拡散感応フィルタは、遅れ拡散検出フィルタで あることを特徴とする方法。
9. ９．請求項８において、前記遅れ拡散感応フィルタは、更に同期点位置選定フィ ルタを含むことを特徴とする方法。
10. １０．請求項８において、前記複数の遅れ拡散感応フィルタの前記出力の相対強 度に少なくとも部分的に基づいて、同期点位置選定フィルタを選択する前記ステ ップは、更に、最大の相対強度を有する前記複数の遅れ拡散感応フィルタの出力 を判定するステップを含むことを特徴とする方法。