NO163120B - Fremgangsmaate ved demodulasjon i digitale kommunikasjonssystemer med flerbane-propagasjon. - Google Patents

Description

Denne oppfinnelse angår digitale kommunikasjonssystemer hvor flerbane-propagasjon forekommer og hvor Viterbi- eller andre algoritmer som beregner idealmål benyttes, så som algoritmer av typen Fano eller Stack. Idealmål er referanseverdier som brukes til å beregne avviksmål (metric) i slike algoritmer som Viterbi-algoritmen og lignende.

Eksempler på oppfinnelsens anvendelsesområder er undervanns-kommunikasjon, troposcatter-kommunikasjon, kortbølgeradio, mobilkommunikasjon og kommunikasjon over transmisjonslinjer. Oppfinnelsen kan også benyttes i kommunikasjonssystemer hvor flerbane-propagasjon forårsakes av filtre i sender og mottaker foruten den som forårsakes av kanalen mellom sender og mottaker. Metoden er anvendbar i kombinasjon med digital fasemodulasjon (DPM), digital frekvensmodulasjon (DFM), "tamed frequency modulation" (TFM), gaussisk "minimum shift keying" (GMSK) og andre modulasjonsmetoder, hvor senderen benytter pulser med lengder større enn ett symbolintervall (partial response signalling), spesielt de som har et kompakt effektspektrum.

Mottakere for digital transmisjon gjennom kanaler med flerbane-propagasjon er kjent (se referanseliste til slutt i denne be-skrivelse). Disse baserer seg på bruk av DFE-utjevnere [1] og Viterbi-dekodere [2, 9] og metoder som kun gjennomsøker et begrenset antall mulige datasekvenser [3]. Kjent er også beregningen av idealmål som kun benytter en del av flerbane-responsen

[5] samt metoder for å beregne ytelsen av denne tilnærmelsen

[4]. Videre er det kjent [6] en metode for å redusere antall filtre (Average Matched Filter) som er nødvendig i en mottaker for enbane-propagasjon som et alternativ til Viterbi-dekoding. Som en generell bakgrunn kan det henvises til kapitel 6 i boken "Errof-Correction Coding for Digital Communications" [8].

I mange situasjoner er det ved digital kommunikasjon forventet at så store forskjeller mellom de enkelte flerbaneforsinkelser vil forekomme, at en praktisk mottaker ikke vil kunne håndtere disse situasjonene. Derfor er det viktig å gjøre best mulig bruk av det begrensede antall (v) etterfølgende datasymboler som kan behandles i mottakeren. Med andre ord kan det i en praktisk mottaker som ikke skal ha helt urimelig høy kompleksitet, bare tas hensyn til et begrenset antall datasymboler. Disse er i denne forbindelse betegnet "kjente" datasymboler.

Antall mulige sekvenser øker eksponensielt (M<v>) når antall kjente datasymboler med M mulige verdier øker. Ved flerbanetransmisjon vil differansen i forsinkelsen mellom flerbanene som skal håndteres av en mottaker være proporsjonal med antall datasymboler som må antas kjent, dvs. med v. Antall mulige sekvenser vil derfor øke eksponensielt med forskjellen i forsink-else mellom flerbanene, og det er derfor meget viktig å kunne håndtere så store flerbane-forsinkelses-forskjeller som mulig uten å øke antall datasymboler som antas kjent.

En mottaker som benytter tidligere kjente metoder vil ikke klare å håndtere større forskjeller mellom de enkelte flerbane-for-sinkelser i antall datasymboler enn differansen mellom antall datasymboler som antas kjent i mottakeren og det antall som påvirker det (kjente) utsendte signal når den delen av flerbane-profilen som er lengre enn denne differanse, innehar en betydelig del av profilens samlede effekt. Dette er en situasjon som ofte forekommer i praksis.

Oppfinnelsen har primært til formål å tilveiebringe en forbedret demodulasjon i digitale kommunikasjonssystemer, uten at kom-pleksiteten av mottakeren blir praktisk urealiserbar. Dette blir oppnådd med en fremgangsmåte som nærmere angitt i patentkravene.

I korthet er den her angitte løsning basert på at kjennskapet til signalet der flere enn v datasymboler inngår ikke opphører momentant, men gradvis etterhvert som flere og flere "ukjente" datasymboler påvirker signalet ved på et bestemt tidspunkt å beregne den midlere verdi som signalet ville ha (hvor midlingen foretas over de ukjent datasymbolene), og denne midlere verdi brukes som idealmål. På dette vis blir det tatt hensyn til flerbane-propagasjonskanaler med responser som er av varighet lenger enn antall kjente datasymboler i mottakeren skulle tilsi. Senderen inneholder blant annet en koder, modulator og filtre. Utformingen av disse bestemmer på en entydig måte sammenhengen mellom data og det utsendte signal. Denne sammenhengen er kjent av mottakeren. Det er utnyttelsen av denne sammenhengen som ligger til grunn for oppfinnelsen. Denne sammenheng kan skyldes flere senderkomponenter og hvilke komponenter som bestemmer denne sammenheng er ikke vesentlig for oppfinnelsens nytteverdi. Oppfinnelsen er en generell teknikk og således ikke knyttet til en bestemt modulasjons- eller kodingsmetode.

Å beregne idealmål ved hjelp av denne metode kan gjøres ved å beregne alle signalverdier som trengs for å utføre disse beregningene og å lagre disse i mottakeren på en slik måte at idealmål på en enkel måte kan beregnes fra disse ved folding med kanalens estimerte flerbane-impulsrespons.

Fordelen med å beregne og organisere alle verdier (signaler) på forhånd, er innsparing av antall regneoperasjoner som må utføres for å beregne idealmål når kanalens flerbane-respons er kjent.

Eksempler på resultater oppnådd ved hjelp av oppfinnelsen er gitt i [2] for DPM. Her er det forutsatt binære datasymboler (M=2) og v=5, dvs. 2<5-1>=16 tilstander i en Viterbi-algoritme illustrert. Selv om pulser av lengde L=2, 3 og 5 datasymboler blir sendt, kan kanaler med flerbaneprofiler med lengde over 3, 2 og 0 symboler håndteres respektivt. Eksempel gitt i det følgende er for DPM signaler, men kan for eksempel ved å introdusere differensiell koding tilpasses til GMSK, TFM og DFM signaler.

Oppfinnelsen skal i det følgende forklares nærmere under henvisning til tegningen, hvor: Fig. 1 er et blokkskjerna som forenklet viser et eksempel på en modulator (DPM) på sendersiden i et digitalt kommunika-sjonssystem, Fig. 2 viser som eksempel et blokkskjema for en tilsvarende mottaker egnet for utførelse av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen, og Fig. 3 viser noe mer detaljert virkemåten i en mottaker i henhold til prinsippene for blokkskjemaet på fig. 2.

Den modulator for DPM som er vist på fig. 1 er av vanlig kjent konstruksjon for fagfolk på området og trenger derfor ikke noen detaljert omtale.

Binære DPM-signaler [7] lages ved å fasemodulere en bipolar datastrøm ai=±l filtrert gjennom et digitalt FIR-filter 10. Hvert forsinkelseselement i filteret 10 har varighet D, mens det er nn forsinkelseselement pr. datasymbol-intervall T, idet n er oversamplingsraten.

Filteret eksiteres med r\- l etterfølgende 0-ere mellom hvert datasymbol. Filterkoeffisientene {b^}=0 for i<0 og i>K, der K er antall filterkoeffisienter.

Eksempel på filter med 3RC-puls, n=4, dvs. K=12:

Konstanten p justeres for å gi ønsket modulasjonsindeks.

Fig. 2 viser i blokkskjemaform et eksempel på en mottaker for adaptiv DPM, beregnet for samvirke med en sender som har en modulator som illustrert på fig. 1. mottakeren består først av en krets 21 som omformer det mottatte signal til samplet basis-båndrepresentasjon 20. Andre viktige enheter på fig. 2 er en vanlig Viterbi-dekoder 22, evnt. et filter med impulsrespons lik kanalestimatorens flertydighetsfunksjon Q(t) 27, en kanalrespons-estimator 23 og en blokk 24 som representerer folding samt et lager 25 for forhåndsberegnede signalverdier S. Som et alternativ til lageret 25 kan det (vist med strekede linjer) være anordnet en beregningsenhét 26 for beregning av S etter hvert som det er nødvendig. De viste blokker og enheter kan ha form av en eller flere VLSI-kretser, som besørger signal-behandlingen slik det vil innses, av fagfolk p<=> området.

Det er ikke nødvendig å fjerne all mottatt bærefrekvéns ved konvertering til basisbånd 20, idet denne kan bli kompensert for ved hyppig oppdatering av kanalresponsen hvor N punkter av kanalresponsen h. beregnes, i=0,l ...,N-1. N velges større enn vn, for eksempel lik 3 vn .

På forhånd er en vektfunksjon w^beregnet [2], som brukes for å plukke ut et utsnitt etterfølgende sampler fra h^ som maksimaliserer ytelsen av Viterbi-dekoderen.

Med antall tilstander i Viterbi-dekoderen gitt til 2<V_1 >beregnes

og man plukker ut segmentet av h^ bestående av (b-a) sampler som maksimaliserer summen

For et signal med modulasjonsindeks >1 vil et passende valg være a=0 og b=vn, mens for mindre modulasjonsindekser eller for frekvensmodulerte signaler (eks. GMSK) vil større utsnitt av h^ kunne utnyttes (dvs. a < 0 og b > vi)).

Fordi effektspekteret til det utsendte signalet har meget små sidelober, opphører kjennskapet til signalet som påvirkes av "ukjente" datasymboler ikke momentant. Derfor kan mottakeren ta hensyn til reflekser forårsaket av flerbanetransmisjon hvor signaler som påvirkes av flere datasymboler enn de v kjente inngår. Dette kan gjøres ved å midle det utsendte signalet over alle datasymboler som er "ukjente", mens de "kjente" betraktes som gitte verdier. Resultatet er matrisen S (som kan beregnes på forhånd) som foldet med h^ brukes som idealmål for beregning av avvikmål. Matrisen S er definert ved dens elementer (tilsvarer (8) og (9) i patentkrav 4).

hvor

samplingsindeksen er k = a-n+1, an+2,...,b og datasymbolsekvensindeksen er j = 1, 2,...2V.

Fig. 3 viser en mottaker for DPM-signaler som mottas gjennom en kanal med flerbanetransmisjon. Inngangssignalet (30) konverteres til basisbånd. Siden transmisjon kun skjer i korte tidsluker (TDMA), blir signalet lagret (32) etter digitalisering (31). Kanalresponsen h± blir estimert (33) og foldet (34) med matrisen S som er lagret (35) og klar for bruk til beregning av det reelle (xRj) °9 den komplekse (xjj) idealmål som benyttes av Viterbi dekoderen (36) for beregning av awik-mål (grenmetrikk) ved tilstandsovergang nr. j(j=1,2,...2<V>).

Beregning av (4) resulterer i

hvor a..er enten +1 eller -1 tilsvarende til bit nr. i til datasekvens nr. j tilsvarende til tilstandsovergang nr. j i Viterbi-dekoderens gitter (trellis).

Idealmål Xj(t^) for tilstandsovergang j(j=1,2,...2V ) ved samplingstidspunkt nr. i (i=0,1,2,...(n-1)) kan nå beregnes ved folding med h^ som er kanalresponsen foldet med flertydig-hetsfunksjonen Q(t).

((6) tilsvarer (10) i patentkrav 4). Disse idealmål kan nå benyttes til å beregne avvik-mål (grenmetrikker) for hver datatransisjon i Viterbi gitteret (trellis). hvor

og X(t) = X„(t) + T<r>T|XT(t) er det mottatte signalet foldet med kanalestimatorens flertydighetsfunksjon.

Viterbi-dekoderen i fig. 2 og 3 har så til hensikt å finne den datasymbol-sekvensen som gir minst akkumulert avvik-mål ved å benytte (7). Virkemåten til en Viterbi-dekoder er beskrevet i kapitel 6 i [8].

REFERANSER

[1] J.E. Stjernvall, K. Raith and B. Hedberg: "Performance of an Experimental FD/TDMA Digital Radio System", Paper No. 27, Second Nordic Seminar on Digital Land Mobile Radio Communication, Stockholm, 14-16 October 1986.

[2] T. Maseng and 0. Trandem: "Adaptive Digital Phase Modulation", Paper No. 19, Second Nordic Seminar on Digital Land Mobile Radio Communication, Stockholm, 14-16 October 1986.

[3] T. Aulin: "A new Trellis Decoding Algorithm", Chalmers University of Technology, Division of Information Theory, Gøteborg, Techn. Report, No. 2, Dec. 1985.

[4] A. Svensson, CE. Sundberg and T. Aulin: "Distance measure for simplified receivers", Electronic Letters, 10 November 1983, Vol. 19, No. 23, pp. 23-24.

[5] P.D. Falconer and F.R. Magee Jr.: "Adaptive Channel Memory Truncation for Maximum Likeli-hood Sequence Estimation", BSTJ, Nov. 1973, pp. 15462.

[6] A. Svensson and CE. Sundberg: "Performance of generalized AMF receivers for continous phase modulation", IEE Proceedings, Vol. 132, Pt.F, No. 7, Dec. 1985, pp. 541-547.

[7] T. Maseng: "Digitally Phase Modulated (DPM) Signals", IEEE Trans, on Com. Sept. 1985, Vol. C0M-33, No. 9, pp. 911-918.

[8] Clark and Cain: "Error-Correcting Coding for Digital Communications", Plenum Press, New York, 1981.

[9] J.L. Dornstetter: "The Digital Cellular SFH900 system", Paper No. 30, Second Nordic Seminar on Digital Land Mobile Radio Communication, Stockholm, 14-16 October 1986.

Claims (7)

1. Fremgangsmåte ved demodulasjon i digitale kommunikasjonssystemer med flerbane-propagasjon, basert på bruk av algoritmer av typen Viterbi, Fano, Stack o.l. med dekoding av typen "myk beslutning" (soft decision), hvor det inngår beregning av idealmål i mottakeren, og mottakeren baserer sitt valg av mottatt sekvens på beregning av avviksmål (metric) mellom mulige sendte sekvenser og det mottatte signal, og hvor mottakeren av hensyn til kompleksitet eller strømforbruk kun behandler sekvenser hver med et begrenset (v) antall påfølgende datasymboler som heretter kalles "kjente", og øyeblikk-verdien av det mottatte signal er påvirket av et antall datasymboler som er større enn dette antall "kjente" symboler, idet disse øvrige datasymboler heretter kalles for "ukjente" datasymboler, samt basert på at mottakeren benytter et estimat av flerbane-propagasjons-kanalens impulsrespons (h(t)) (eventuelt foldet med kanalestimatorens flertydighets-funksjon Q(t)), karakterisert ved at i beregningen av idealmål for en bestemt sekvens av "kjente" datasymboler omfatter beregning av det sendte signal for en sekvens med lengde lik summen av de "kjente" og ett eller flere "ukjente" datasymboler og at mottakeren midler dette signalet over alle mulige verdier av de "ukjente" data-symboler og folder dette midlede signalet med estimatet av kanalens impulsrespons for dermed å beregne idealmål for øyeblikk-verdien av det mottatte signal, og disse idealmål brukes for å beregne et avviks-mål mellom mottatt signal og i det minste et begrenset antall mulige sekvenser bestående av "kjente" datasymboler, og igjen bruke disse avviksmål i bestemmelsen av virkelig sendt sekvens av datasymboler.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at når det utsendte signal S ved tidspunkt t påvirkes av L foregående datasymboler av varighet T med verdier <a>^, ' • • • • ak-L+l' Dere9nes idealmål i det minste tilnærmet i henhold til følgende uttrykk: hvor E{A |B} betyr det å finne middelverdi av A over de ukjente datasymbolene i A, mens datasymbolene i B er kjente slik at deres nøyaktige verdi skal benyttes ved utregning av A.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 1 eller 2, karakterisert ved beregning av alle de signaler (S) som er bestemt ut fra det utsendte signal og antall kjente datasymboler i mottakeren, og disse signaler (S) benyttes til beregning av idealmål ved folding med kanalens impuls-respons (h (t)).

4. Fremgangsmåte ifølge krav 3, karakterisert ved at beregningen av de nevnte signaler (S) foretas i det minste tilnærmet i henhold til følgende uttrykk: idet denne beregning av de nevnte signaler (S) benyttes til å beregne idealmål i det vesentlige i henhold til følgende uttrykk

5. Fremgangsmåte ifølge krav 3 eller 4, karakterisert ved at de nevnte signaler (S) forhåndsberegnes og lagres i mottakeren slik at de kan benyttes til beregning av idealmål ved folding med kanalens impuls-respons (h(t)).

6. Fremgangsmåte ifølge et av kravene 1-4, basert på en kanal-respons som er gitt på forhånd, karakterisert ved at de beregnede idealmål lagres i mottakeren.

7. Fremgangsmåte ifølge et av kravene 1-4, basert på en kanal-respons som er gitt på forhånd bortsett fra dens komplekse fase, karakterisert ved at det benyttes koherent demodulasjon og at de beregnede idealmål lagres i mottakeren.