NO300830B1 - Fremgangsmåte og innretning for utjevning av dispersive, lineære eller tilnærmet lineære kanaler for overföring av digitale signaler - Google Patents

Abstract

En fremgangsmåte for korreksjon av dispersive, lineære eller tilnærmet lineære kanaler for digital signalover-føring ved hjelp av et til hele over-føringskanalen tilpasset, adaptivt, tilpasset filter (1) som omformer mottakingssignalet til en tidsdiskret signalfølge og derved selv bestemmer de optimale samplingstidspunkter, og en etter filteret innkoplet korreksjons-, anordning (2) som korrigerer signalføl-gen avsnittsvis ved hjelp av en iterasjonsmetode med relaksasjon.

Description

Oppfinnelsen angår en fremgangsmåte og en innretning for utjevning av dispersive, lineære eller tilnærmet lineære kanaler, særlig radiokanaler, for overføring av digitale signaler ved hjelp av et tilpasset filter som kan tilpasses til hele overføringskanalen og som omformer et av en datafølge karakterisert mottakingssignal til en tidsdiskret signalfølge på det tilpassede filters utgang, og ved hjelp av en innstillbar utjevner som utjevner den tidsdiskrete signalfølge.

Fremgangsmåter hhv. innretninger av denne type anvendes generelt i systemer for informasjonsoverføring via dispersive, tidsvarierende kanaler, særlig radiokanaler, som f.eks. i digitale kringkastingssystemer (DAB) eller i cellulære eller celledelte mobilradiosystemer med dispersiv flerveisutbredelse. Hensikten med disse består i korreksjon eller utjevning på mottakersiden for undertrykkelse av nabotegnforstyrrelser, ved de ovennevnte celledelte mobilradiosystemer under utnyttelse av flerveismangfoldigheten (flerveis-diversiteten).

Kjente fremgangsmåter av denne type, som f.eks. de fremgangsmåter som er beskrevet i artiklene av P. Monsen "Feedback Equalization for Fading Dispersive Channels", IEEE Transactions on Information Theory, januar 1971, s. 56 - 64, og D. Godard "Channel Equalization Using a Kalman Filter for Fast Data Transmission", IBM Journal Res. Develop., mai 1974, s. 267 - 273, benytter avgjørelses-tilbakekoplede korreksjonsledd (DFE) foran hvilke det er innkoplet et tilpasset filter (MF = Matched Filter) som er tilpasset til senderen.

Ulempen med disse metoder består fremfor alt i at tilpasningen av mottakeren for flere anvendelser skjer altfor langsomt eller bare kan realiseres med store omkostninger.

Andre fremgangsmåter, som f.eks. den fremgangsmåte som er beskrevet i artiklene av J.G. Proakis og J.H. Miller "An Adaptive Receiver for Digital Signaling Through Channels With Intersymbol Interference", IEEE Transactions on Information Theory, Vol. IT-15, nr. 4, juli 1969, s. 484 - 497, benytter lineære korreksjonsledd. Ulempen ved disse metoder består fremfor alt i deres mangelfulle effektivitet, særlig ved overføring via raskt varierende kanaler med høy dispersjon (stor spredning).

Kjent er også Viterbi-metoden (G.D. Forney jr. "The Viterbi Algorithm", Proceedings of the IEEE, Vol. 61, nr. 4, mars 1973, s. 268 - 278), som riktignok ikke slik som de ovennevnte metoder er begrenset til lineære eller tilnærmet lineære kanaler, men ved hvilken imidlertid signalbearbeidelsesomkostningene vokser eksponentielt med voksende spredningsvarighet, slik at lønnsomheten ved denne metode generelt er sterkt begrenset.

Fra DE-A 3 246 525 er det kjent en innretning for utjevning av lineære kanaler, ved hvilken et mottakingssignal ved hjelp av et tilpasset filter som kan tilpasses til overførings-kanalen, omformes til en tidsdiskret signalfølge som utjevnes i en etterfølgende utjevner. Innstillingene av det tilpassede filter og utjevneren tilpasses fortløpende til overføringskana-lens tidsvarierende egenskaper.

I US-A 3 775 685 er det detaljert beskrevet en utjevnings innretning ved hvilken en korrelator styrer innstillingen av et transversalfilter.

Formålet med oppfinnelsen er å tilveiebringe en fremgangsmåte og en innretning av den innledningsvis angitte type som med minst mulig signalbearbeidelsesomkostning også ved lang dispersjon muliggjør en høyest mulig effektivitet og en raskest mulig tilpasning av mottakeren til overføringskanalen.

For oppnåelse av ovennevnte formål er det tilveiebrakt en fremgangsmåte og en innretning av den innledningsvis angitte type som ifølge oppfinnelsen er kjennetegnet ved de trekk som er angitt i de karakteriserende deler av henholdsvis krav 1 og krav 14. De uselvstendige krav angir fordelaktige utførelsesformer av fremgangsmåten og innretningen, og også foretrukne anvendelser av oppfinnelsen.

Den ifølge oppfinnelsen tilveiebrakte fremgangsmåte for korreksjon eller utjevning av dispersive, lineære eller tilnærmet lineære kanaler for overføring av digitale signaler ved hjelp av et tilpasset filter og en etterinnkoplet utjevner sørger for at det tilpassede filter tilpasses til hele overføringskanalen og at de overførte mottakingssignaler r(t), som er karakterisert ved en datafølge ak i form av en rekkefølge av symboler ai fra senderens alfabet, filtreres i det tilpassede filter. Som resultat av denne filtrering blir det på det tilpassede filters utgang utmatet en tidsdiskret signalfølge mfok ( "Matched-Filter— Output"), idet det tilpassede filter automatisk bestemmer de optimale samplingstidspunkter for den tidsdiskrete signalfølge mfok. Denne signalfølge mfok korrigeres deretter fullstendig eller fortrinnsvis avsnittsvis i den etterinnkoplede korreksjonsanordning ved hjelp av en iterasjonsmetode med relaksasjon, og kan deretter for ytterligere signalbehandling tilføres til ett eller flere avgjørelsesledd for harde og/eller myke avgjørelser, idet det etter avgjørelsesleddene med myk avgjørelse fortrinnsvis kan være innkoplet en respektiv, feilkorrigerende dekoderkopling.

Fordelene med fremgangsmåten består fremfor alt i at det med forholdsvis liten signalbehandlingsomkostning selv ved lang dispersjon oppnås en høy effektivitet og rask tilpasning av mottakeren til overføringskanalen.

Fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen egner seg generelt for anvendelse i systemer for informasjonsoverføring via dispersive, tidsvarierende kanaler, særlig radiokanaler. Ved siden av anvendelsen i digitale kringkastingssystemer kan fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen fremfor alt anvendes med fordel i celledelte mobilradiosystemer med dispersiv flerveisutbredelse, som f.eks. det fremtidige paneuropeiske mobilradiosystem.

En fordelaktig utførelsesform av en innretning for utførelse av fremgangsmåten består av et adaptivt, tilpasset filter, slik det eksempelvis er kjent fra DE 3 403 715A1, og en etterinnkoplet (og i det etterfølgende nærmere beskrevet) utjevner ifølge oppfinnelsen.

På grunn av sin høye effektivitet og raske tilpasning kan utjevnings- eller korreksjonssystemet ifølge oppfinnelsen uten vanskeligheter bearbeide særlig de ved det fremtidige paneuropeiske mobilradiosystem forventede minimumsdispersjons-varigheter på 16 um ifølge flerveisutbredelsen.

Systemets fordeler gjør seg særlig gjeldende ved overføring med TDMA (Time Division Multiple Access) via raskt varierende kanaler med høy dispersjon. Her henregnes særlig trekkene rask tilpasning og - særlig sammenliknet med Viterbi-metoden - lav regneomkostning, mens effektiviteten omtrent kan måle seg med sistnevnte. Slik som alle korreksjonssystemer er det nye korreksjonssystem strengt tatt bare anvendelig på lineære overføringsmetoder. Den i det paneuropeiske mobilradiosystem benyttede modulasjon GMSK ("Gaussian-Minimum-Shift-Keying") kan imidlertid betraktes som lineær uten merkbar forringelse, slik at det heller ikke der står noe i veien for anvendelse av korreksjonssystemet. Det nye konsept er dessuten uten videre også egnet for flertrinns, lineær modulasjon N-PSK ("N-Phase-Shift--Keying"), N-QAM ("N-Quadrature-Amplitude-Modulation"). En utvidelse av anvendelsen til kontinuerlig overføring er likeledes mulig.

Virkemåten av korreksjonssystemet skal i det følgende beskrives i tre trinn, idet det siste trinn samtidig byr på den største effektivitet og også det beste potensial for en enkel implementering. Oppstillingen utgår fra følgende relasjon eller forbindelse:

r(t) = mottakingssignal

x(t) = referanse som i mottakeren skal etterliknes på en slik måte at D går mot minimum.

Denne relasjon tilsvarer, som antydet, ved Gaussfordelt forstyrrelse prinsippet med sekvensberegning med maksimal sannsynlighet (MLSE = Maximum-Likelihood-Sequence-Estimation) og minimerer generelt ved optimal utvelgelse av referansen x(t) den midlere kvadratiske feil (MMSE = Minimum-Mean-Squared-Error).

For lineære, tidsinvariante kanaler gjelder:

hvor ai = symboler fra senderens alfabet

p = kanalimpulssvar (inkludert filtrering)

T = symbolvarighet

n = forstyrrelse

Tilsvarende kan referansen beskrives på følgende måte:

hvor b± = søkt symbol,

bt = aA i det feilfrie tilfelle

p = taksering (anslått verdi) av p

1. trinn

1 stedet for de diskrete, eventuelt komplekse symboler bi inntrer kontinuerlige størrelser p±.

For minimering av Dp deriveres uttrykket med hensyn på Bk og settes lik null. Herav følger:

hvor p<*> = p konjugert kompleks

Rp(m) = autokorrelasjonsfunksjon av kanalpulsresponsen ved tidspunktet m • T

mfok = resultatet av den tilpassede filtrering (utgangssignal fra det tilpassede filter)

Denne relasjon fremstiller et lineært likningssystem for bestemmelse av B^ Dennes betydning blir tydelig ved anvendelse av z-transformasjonen:

Dette minner om den kjente "zero-forcing"-korrigeringsanordning, her med inngangssignalet MFO(z) og overførings funksjonen <j)"<1>(z). Forskjellen i forhold til den kjente fremstilling består for det første i anvendelsen av det til den momentane kanal (og ikke bare til filtreringen i senderen og mottakeren) tilpassede (matchede) filter hvis koeffisienter skal bestemmes ved aktuell måling av kanalpulsresponsen. Dessuten blir for det andre den inverse verdi

<j>_<1>(z) bare bestemt indirekte ved løsning av det lineære likningssystem .

For dette formål er en iterasjonsmetode med relaksasjon egnet. Ved meget lang symbolfølge og med tiden langsomt forander-lig kanalpulsrespons tilbyr det seg en oppspalting i kortere, innbyrdes overlappende avsnitt, idet den i hvert tilfelle aktuelle kanalpulsrespons ligger til grunn for hvert nytt avsnitt. Man velger hensiktsmessig følgende omformulering: Ifølge den her benyttede Gauss-Seidel-iterasjonsmetode lyder dermed iterasjonsforskriften i iterasjonstrinn 1, symbol k, som følger:

hvor « = relaksasjonsfaktor for styring av konvergensen

<* > 1 : overrelaksasjon

« < 1 : underrelaksasjon

« = 1 : ingen relaksasjon

Observasjon av konvergensen:

Avgjørelse dersom myk-avgjørelse ikke ønskes:

Avbildning av Bk(<lm>) på det nærmestliggende element av alfabetet:

Denne metode tillater en forholdsvis enkel implementering ved hvilken det i hvert iterasjonstrinn benyttes et korreksjonsfilter med tilbakekoplet utgang og som i oppbygning likner på et FIR-filter (Finite-Impulse-Response-filter).

På liknende måte som ved "zero-forcing"-korreksjonsan-ordningen kan det i dette trinn opptre en økning av støyen og dårlig eller ingen konvergens, dersom <j)(z) ikke er inverterbar. Det nedenfor beskrevne Trinn 2 tilbyr en første forbedring.

2. trinn

Her foretas avgjørelsen allerede under iterasjonen:

Forøvrig finnes ingen avvikelser i forhold til Trinn 1.

Utmatet blir:

Ytelseskjennetegnene for Trinn 2 likner nå på kjenne-tegnene for den ikke-lineære, tilbakekoplede korreksjonsanordning eller utjevner (DFE = Decision Feedback Equalizer). Ved siden av god konvergens fremkommer en effektiv støyundertrykkelse ved ikke altfor sterke forstyrrelser. Riktignok eksisterer en tendens til å falle inn i feilmønstre. Det innstiller seg iblant grense-sykluser slik som ved amplitude- og tidsdiskrete reguleringskret-ser. Trinn 3 medfører en merkbar forbedring.

s 3. trinn

En hard avgjørelse inntreffer enten i prinsipp alltid (fig. 4) eller fortrinnsvis under iterasjonen bare når en verdi Bk(<1>) ligger innenfor et visst avgjørelsesområde rundt de diskrete

alfabetelementer. De på fig. 5 og 6 viste eksempler anskueliggjør s alternativer for et binært alfabet<*>.

Med Trinn 3 oppnås både meget god konvergens og god korreksjon. Spesielt for GSM-systemet ("Group-Special-Mobile"— system) kan det i denne forbindelse fremsettes følgende utsagn: Til demodulasjonen slutter det seg en fortrinnsvis » feilkorrigerende foldingsdekoding. For optimal effektivitet krever denne en myk-avgjørelse av demodulatoren. I dette tilfelle trengs blant annet ikke mer enn tre iterasjoner for å oppnå en kvalitet som nesten kan måle seg med kvaliteten av Viterbi-algoritmen for demodulasjon. Ved hjelp av anvendelse av

> alternativ 2 (fig. 6) kan FIR-filtreringen ("Finite-Impulse—

Response"-filtrering) reduseres til addisjon/subtraksjon. For å oppfylle kravet til utjevning av kanaler opp til en dispersjon på 16 us, er det med det nye utjevningskonsept nødvendig med

mindre enn en firedel av signalbehandlingsomkostningene ved en tilsvarende Viterbi-demodulator i Ungerbockschen-formuleringen.

Sammenliknet med DFE skal det bemerkes at iterasjonene for løsning av likningssystemet ved den nye utjevner står overfor tilpasningsfasen for DFE. Mens DFE generelt består av FIR-filtre

med komplekse verdier, opptrer komplekse koeffisienter ved den nye utjevner bare i den tilpassede filtrering som er innkoplet foran den egentlige utjevning. Som en vesentlig fordel ved den nye utjevner i forhold til DFE kan imidlertid nevnes bortfallet av følsomheten overfor valget av samplingstidspunktet. Dette oppnås ved hjelp av den foretrukne, av den aktuelle kanalopp-måling avhengige og i og for seg kjente, adaptive, matchede filtrering som tilpasses til hele overføringskanalen.

Oppfinnelsen skal beskrives nærmere i det følgende under henvisning til tegningene, der fig. 1 viser et blokkskjerna av en fordelaktig utførelsesform av en innretning for utførelse av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen, fig. 2 viser et blokkskjerna av en ytterligere, fordelaktig utførelsesform av en innretning for utførelse av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen, fig. 3 viser et blokkskjema av en fordelaktig utførelsesform av utjevneren i innretningen for utførelse av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen, fig. 4 viser en billedlig fremstilling av utgangssignalene fra et avgjørelsesledd for harde avgjørelser i avhengighet av inngangssignalene for et binært alfabet, og fig. 5-6 viser billedlige fremstillinger av utgangssignalene fra forskjellige avgjørelsesledd for myke avgjørelser i avhengighet av inngangssignalene for et binært alfabet.

Den på fig. 1 viste innretning for utførelse av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen består av et adaptivt, matchet eller tilpasset filter 1 hvis inngangsside for det første tilføres de mottakingssignaler r(t) som skal utjevnes, og for det andre tilføres den ved hjelp av en (ikke vist) andre kopling tilveiebrakte taksering eller beregning p av kanalpulsresponsen p. Det adaptive, tilpassede filter 1 er på utgangssiden via en forbindelsesledning 7 forbundet med inngangen til en korreksjonsanordning eller utjevner 2 og avgir den ut fra filtreringen tilveiebrakte, tidsdiskrete signalfølge mfok. I utjevneren 2 utjevnes denne signalfølge fullstendig eller avsnittsvis ved hjelp av en iterasjonsmetode med relaksasjon. De ved hjelp av iterasjonsprosessen tilveiebrakte takseringsverdier Bk avgis på utjevnerens 2 utgang og kan viderebehandles i en ytterligere kopling 3 som via en forbindelsesledning 8 er forbundet med utjevnerens 2 utgang. En forløpsstyreenhet 4 med styreledninger 5 overvåker utjevningsprosessen. Over en ledning 9 mottar derved forløpsstyreenheten 4 fra utjevneren 2 informasjon om når de enkelte iterasjonsprosesser i utjevneren 2 skal avbrytes.

Koplingen 3 kan her eksempelvis være et avgjørelsesledd 31 for harde avgjørelser eller et avgjørelsesledd 32 eller 33 for myke avgjørelser, eller, slik som vist på fig. 2, en kombinasjon av sådanne avgjørelsesledd, idet avgjørelsesleddene 31, 32 og 33 er forskjellige med hensyn til typen av sin avgjørelse, slik det eksempelvis er vist for et binært alfabet på fig. 4 (hard avgjørelse: entydig avbildning av inngangsverdien Bk på det nærmestliggende element bk av alfabetet for alle Bk), fig. 5 (myk avgjørelse I: ingen avbildning av inngangsverdien Bk på det nærmestliggende element bk av alfabetet for inngangsverdier pk innenfor et mellomområde ZB, entydig avbildning - hard avgjørelse - i de øvrige områder), og fig. 6 (myk avgjørelse II: anvisning av middelverdien for to tilgrensende elementer bk av alfabetet for inngangsverdier Bk innenfor et mellomområde ZB, entydig avbildning - hard avgjørelse - i de øvrige områder). Etter et avgjørelsesledd 32 eller 33 for myke avgjørelser kan det med fordel også innkoples en feilkorrigerende dekoderkopling.

Den på fig. 3 viste, fordelaktige utførelsesform av utjevneren 2 i innretningen for utførelse av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen inneholder et første lager 22 og et andre lager 23.

Det første lager 22 er på inngangssiden via en inn/ut-kopler 20 og forbindelsesledningen 7 forbundet med utgangen fra det (ikke viste) adaptive, tilpassede filter, og er på utgangen tilkoplet til inngangen til et summasjonsledd 253.

Det andre lager 23 er på inngangssiden via en første omkopler 21 enten via forbindelsesledningen 7 forbundet med utgangen fra det (ikke viste) adaptive, tilpassede filter, eller med utgangen fra et med et første skif tregister 251 og et addisjonsledd 255 seriekoplet, andre skiftregister 252. På utgangssiden er dette andre lager 23 via en andre omkopler 24 enten forbundet med inngangen til det første skiftregister 251 eller med korreksjonsanordningens 2 utgang 8.

De enkelte registerplasser 2511 - 2514 hhv. 2521 - 2524 i det første hhv. andre register 251, 252 er på utgangssiden enten direkte (for det første trinn) eller, med unntak av registerplassen 2514 på utgangen av det første skiftregister 251, via avgjørelsesledd 2561 - 2566 i et avgjørelsestrinn 256 (for det andre eller tredje trinn) forbundet med enkelte, styrbare aweiningsledd 2541 - 2547 i et aweiningstrinn 254.

Aweiningsleddene 2541 - 2547 er på sin side på utgangssiden tilkoplet til et summasjonsledd 253. Skiftregistrene 251, 252, addisjonsleddet 255, aweiningstrinnet 254, summasjonsleddet 253 og eventuelt avgjørelsestrinnet 256 danner her til sammen et korreksjonsfilter 25 som i oppbygning likner på et FIR-filter.

Summasjonsleddets 253 utgang er på den ene side via en tidsforsinkelse 26 og et etterinnkoplet, styrbart aweiningsledd 27 med en innstillbar aweiningsfaktor « forbundet med korreksjonsfilterets 25 addisjonsledd 255, og på den annen side via en første kopling 28 for beløpskvadratdannelse, et etterinnkoplet, ytterligere summasjonsledd 29 og en forbindelsesledning 9 forbundet med forløpsstyreenheten 4, 5.

Ved begynnelsen av en iterasjonsprosess forbindes de to lagre 22 og 23 via omkoplerne eller bryterne 20 og 21 med utgangen fra det adaptive, tilpassede filter, og et (med andre avsnitt overlappende) avsnitt av den tidsdiskrete signalfølge mf ok (eller den fullstendige signalfølge dersom den er tilstrek-kelig kort) innleses i de to lagre 22 og 23. Utgangen fra det andre lager 23 er derved via den andre omkopler 24 forbundet med inngangen til det første skiftregister 251.

Deretter åpnes bryteren 20, dvs. det første lagers 22 inngang frakoples fra det adaptive, tilpassede filters utgang, og dessuten blir det andre lagers 23 inngang via den første omkopler 21 forbundet med det andre skiftregisters 252 utgang.

I takten eller rytmen til forløpsstyreenheten 4, 5 overføres nå de i lagrene 22 og 23 lagrede data fortløpende til skiftregistrene 251, 252 og summasjonsleddet. De på skiftre-gisterplassene 2511 - 2514 hhv. 2521 - 2524 tilstedeværende verdier avveies da (ved det andre eller tredje trinn etter gjennomløpning av avgjørelsestrinnet 256) i aweiningstrinnet 254, og de avveide data oppsummeres deretter i summasjonsleddet 253.

De summerte data 6Bk blir deretter, tidsforsinket via tidsforsinkelsen 26 og avveid med den innstilte relaksasjonsfaktor « i aweiningsleddet 27, tilført til det andre skiftregisters 252 inngang via addisjonsleddet 255.

Av de oppsummerte data 6Bk dannes samtidig beløpskvadra-tene i den første kopling 28, hvilke beløpskvadrater deretter summeres i det ytterligere summasjonsledd 29. Summasjonssignalet s tilføres via forbindelsesledningen 9 til forløpsstyreenheten 4, 5 og tjener for det første til innstilling av relaksasjonsfaktoren « og for det andre til utledning av et kriterium for avbrytelse av den aktuelle, løpende iterasjonsprosess.

I en fordelaktig utførelsesform avbrytes derved iterasjonsprosessen når summasjonssignalet s underskrider en bestemt første verdi.

I en ytterligere, fordelaktig utførelsesform blir relaksasjonsfaktoren « for de tilbakeførte, summerte data 6pk i den påfølgende iterasjonssyklus ikke fast angitt på forhånd, men i hvert tilfelle slik innstilt at den økes (reduseres) når differansen mellom summasjonssignalene s for de to forangående iterasjonssykluser underskrider (overskrider) en bestemt andre verdi, idet størrelsen av den andre verdi fortrinnsvis velges i avhengighet av størrelsen av det aktuelle, siste summasjonssignal s.

De på utgangen av det andre skiftregister 252 fremkom-mende, nye takseringsverdier pk blir i løpet av iterasjonsprosessen fortløpende innlest i det andre lager 23 og overskriver derved de hittil lagrede data (etter den første iterasjonssyklus altså de lagrede data av signal følgen mfok, og i de påfølgende iteras jonssykluser de i den aktuelle forangående iteras jonssyklus frembrakte takseringsverdier pk).

Ved slutten av iterasjonsprosessen blir lagerinnholdene av det andre lager 23, dvs. de sist lagrede takseringsverdier pk, via omkopleren 24 tilført til utjevnerens 2 utgang 8 og derfra videreledet til de etterfølgende, signalbehandlende koplinger, som f.eks. avgjørelsesledd og/eller feilkorrigerende dekoderkoplinger. Deretter bearbeides den neste signalfølge mfok hhv. det neste avsnitt av signalfølgen mfok i utjevneren 2, idet inngangene til de to lagre 22 og 23 via bryterne 20, 21 igjen forbindes med utgangen fra det adaptive, tilpassede filter, og det andre lagers 23 utgang via den andre omkopler 24 igjen forbindes med inngangen til det første skiftregister 251 og den da tilsluttende iterasjonsprosess gjentas slik som ovenfor beskrevet.

Det vil være klart at fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen hhv. innretningen ifølge oppfinnelsen for utførelse av fremgangsmåten med en fagmanns kunnskap kan utformes hhv. modifiseres hhv. tilpasses til de forskjellige anvendelser uten at dette må beskrives nærmere her. I utførelseseksemplet på utjevneren 2 ifølge fig. 3 er det således eksempelvis mulig i stedet for de to som eksempel med fire hhv. tre registerplasser forsynte skiftregistre i korreksjonsanordningens korreksjonsfilter, å benytte lengre (eller kortere) skiftregistre (med et tilsvarende større - eller mindre - antall aweiningsledd i aweiningstrinnet og - ved det andre eller tredje trinn - avgjørelsesledd i korreksjonsfilterets avgjørelsestrinn).

I stedet for den i utførelseseksemplet på utjevneren 2 ifølge fig. 3 som eksempel antatte, reelle datafølge ak er det videre også mulig å bearbeide datafølger ak med komplekse verdier i utjevneren 2, idet i dette tilfelle det adaptive, tilpassede filter hhv. de to lagre såvel som skiftregistrene, addisjonsleddet og aweiningsleddene i utjevnerens korreksjonsf ilter må utføres komplekse.

Endelig kan man tenke seg å gjennomføre takseringen p av kanalpulsresponsen p i selve det adaptive, tilpassede filter, slik at bare mottakingssignalet r(t) må innmates i det adaptive, tilpassede filter.

Claims (20)

1. Fremgangsmåte for utjevning av dispersive, lineære eller tilnærmet lineære kanaler, særlig radiokanaler, for overføring av digitale signaler ved hjelp av et tilpasset filter (1) som kan tilpasses til hele overføringskanalen og som omformer et av en datafølge ak karakterisert mottakingssignal r(t) til en tidsdiskret signalfølge mfok på det tilpassede filters utgang, og ved hjelp av en innstillbar utjevner som utjevner den tidsdiskrete signalfølge mfok, KARAKTERISERT VED

- at signalfølgen mfok inndeles i kortere, innbyrdes overlappende avsnitt og avsnittene lagres enkeltvis i et første og et andre lager (22 hhv. 23) i utjevneren (2), - at den aktuelle, lagrede signalfølge mfok deretter utjevnes i et utjevningsfilter (25) i utjevneren (2), idet de i det andre lager (23) lagrede data tilføres til inngangen til et med et andre skiftregister (252) seriekoplet, første skiftregister (251), idet de på de enkelte registerplasser (2511 - 2514; 2521 - 2523) i de to skiftregistre (251; 252) lagrede data via aweiningsledd (2541 - 2547) av et aweiningstrinn (254) i hver takt av en iterasjonssyklus tilføres til et summasjonsledd (253) og summeres der, og idet de summerte data 6Bk på summasjonsleddets (253) utgang deretter tidsforsinket og dessuten aweid (relaksert) tilbakeføres til det andre skiftregisters (252) inngang, - at det i utjevningsfilteret (25) under hver iterasjonssyklus frembringes nye takseringsverdier pk av den søkte datafølge ak, hvilke verdier utmates på det andre skiftregisters (252) utgang og deretter lagres i det andre lager (23) og derved overskriver de hittil lagrede data, - at beløpskvadratet av de bearbeidede data 6pk i hver iterasjonssyklus dannes på summasjonsleddets (253) utgang og de enkelte beløpskvadrater summeres og sumsignalet s bestemmer relasjonsfaktoren a for de tilbakeførte, bearbeidede data 6pk, og dessuten tjener som kriterium for avbrytelse av iterasjonsprosessen, og - at de i det andre lager (23) til slutt avlagte takseringsverdier pk av den søkte datafølge ak etter avbrytelse av iterasjonsprosessen utmates på utjevnerens (2) utgang (8), og det neste avsnitt av det tilpassede filters (1) utgangs signalfølge mfok deretter innleses i de to lagre (22,23).

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, KARAKTERISERT VED at aweinings f aktorene for aweiningstrinnets (254) enkelte aweiningsledd (2541 - 2547) tilsvarer realdelen av autokorrela-sjonsfunksjonen til impulsresponsen for hele overføringskanalens overføringfsunksjon for det respektive avsnitt.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 2, KARAKTERISERT VED at lengden av et avsnitt velges slik at kanalimpulsresponsen under avsnittet tilnærmet kan anses som stasjonær.

4. Fremgangsmåte ifølge ett av kravene 1-3, KARAKTERISERT VED at iterasjonsprosessen avbrytes når sumsignalet s underskrider en bestemt første verdi.

5. Fremgangsmåte ifølge ett av kravene 1-3, KARAKTERISERT VED at relaksasjonf aktoren a for de tilbakeførte, bearbeidede data 6Bk økes (reduseres) i den etterfølgende iterasjonssyklus når differansen mellom sumsignalene s for<e>de to forangående iterasjonssykluser underskrider (overskrider) en bestemt andre verdi.

6. Fremgangsmåte ifølge krav 5, KARAKTERISERT VED at størrelsen av den bestemte andre verdi avhenger av størrelsen av det aktuelle, siste sumsignal s.

7. Fremgangsmåte ifølge ett av kravene 1-6, KARAKTERISERT VED at de etter avbrytelse av iterasjonsprosessen fra det andre lager (23) utleste takseringsverdier Bk av den søkte datafølge ak tilføres til et avgjørelsesledd (31)

8. Fremgangsmåte ifølge ett av kravene 1-6, KARAKTERISERT VED at de etter avbrytelse av iterasjonsprosessen fra det andre lager (23) utleste takseringsverdier Bk av den søkte datafølge ak tilføres til en feilkorrigerende dekodingskopling (32 eller 33).

9. Fremgangsmåte ifølge ett av kravene 1-8, KARAKTERISERT VED at de data som er lagret på de enkelte registerplasser (2511 - 2514; 2521 -2523) i de to skiftregistre(251, 252), via det ytterligere avgjørelsestrinns (256) avgjørelsesledd (2561 2566) tilføres til aweiningstrinnets (254) tilhørende aweiningsledd (2541 - 2543; 2545 - 2547).

10. Fremgangsmåte ifølge krav 8, KARAKTERISERT VED at de data som er lagret på den siste registerplass (2514) på utgangen av det første skiftregister (251), tilføres direkte til det tilhørende aweiningsledd (2544), og de data som er lagret på de øvrige registerplasser (2511 - 2513; 2521 - 2523) i de to skiftregistre (251, 252), via det ytterligere avgjørelsestrinns (256) avgjørelsesledd (2561 - 2566) tilføres til aweiningstrinnets (254) tilhørende aweiningsledd (2541 - 2543; 2545 - 2547).

11. Fremgangsmåte ifølge krav 9 eller 10, KARAKTERISERT VED at en hard avgjørelse treffes hver gang i avgjørelsestrinnets (256) avgjørelsesledd.

12. Fremgangsmåte ifølge krav 9 eller 10 KARAKTERISERT VED at en myk avgjørelse treffes hver gang i avgjørelsestrinnets (256) avgjørelsesledd for data på de registerplasser i de to skiftregistre (251, 252) som ligger innenfor et på forhånd gitt område, og en hard avgjørelse treffes i andre tilfeller.

13. Fremgangsmåte ifølge krav 9 eller 10, KARAKTERISERT VED at middelverdien av de i hvert tilfelle tilgrensende, harde avgjørelsesverdier tildeles i avgjørelsestrinnets (256) avgjørel-sesledd for data på de registerplasser i de to skiftregistre (251, 252) som ligger innenfor et på forhånd gitt område, og en hard avgjørelse treffes i andre tilfeller.

14. Innretning for utjevning av dispersive, lineære eller tilnærmet lineære kanaler, særlig radiokanaler, for overføring av digitale signaler ved hjelp av et tilpasset filter (1) som kan tilpasses til hele overføringskanalen og som omformer et av en datafølge ak karakterisert mottakingssignal r(t) til en tidsdiskret signalfølge mfok på det tilpassede filters utgang, og ved hjelp av en innstillbar utjevner (2) som utjevner den tidsdiskrete signalfølge mfok, KARAKTERISERT VED - at utjevneren (2) inneholder et første (22) og et andre (23) lager og et ut jevnings f ilter (25) med et summasjonsledd (253) og et første (251) og et andre (252) skiftregister, - at utjevnerens (2) første lager (22) med sin inngang via en styrbar inn/utkopler (20) kan forbindes med utjevnerens (2) inngang (7), og med sin utgang er forbundet med inngangen til summasjonsleddet (253) i utjevnerens (2) utjevningsfilter (25), - at utjevnerens (2) andre lager (23) med sin inngang via en første styrbar omkopler (21) kan forbindes enten med utjevnerens (2) inngang (7) eller med utgangen fra det andre skiftregister (252) i utjevnerens (2) utjevningsfilter (25), og med sin utgang via en andre styrbar omkopler (24) kan forbindes enten med inngangen til ut jevningsf ilterets (25) første skiftregister (251) eller med utjevnerens (2) utgang (8), og - at utgangen fra summasjonsleddet (253) i utjevnerens (2) utjevningsf ilter (25) via et tidsledd (26) og et styrbart aweiningsledd (27) er forbundet med et mellomrom utjevningsfilterets (25) to skiftregistre (251, 252) innkoplet addisjonsledd (255), og via en første kopling (28) for beløpskvadratdannelse og et etterinnkoplet, andre summasjonsledd (29) er forbundet med en forløpsstyreenhet (4, 5).

15. Innretning ifølge krav 14, KARAKTERISERT VED at hver av de enkelte registerplasser (2511 -2514; 2521 - 2523) i de to skiftregistre (251, 252) i utjevnerens (2) utjevningsfilter (25) på utgangssiden er forbundet med inngangen til det til denne tilordnede aweiningsledd (2541 - 2544; 2545 - 23547) i utjevningsf ilterets (25) aweiningstrinn (254), og aweiningsleddenes (2541 - 2547) utganger er forbundet med summasjonsleddet (253).

16. Innretning ifølge krav 15, KARAKTERISERT VED at aweiningstrinnets (254) aweiningsledd (2541 - 2547) i utjevnerens (2) utjevningsfilter (25) er styrbare.

17. Innretning ifølge ett av kravene 14-16, KARAKTERISERT VED at hver av registerplassene (2511 - 2514; 2521 - 2523) i de to skiftregistre (251, 252) i utjevnerens (2) utjevningsf ilter (25) eller hver av registerplassene bortsett fra den på utgangen av det første skiftregister (251) beliggende, siste registerplass (2514) på utgangssiden via et respektivt avgjørelsesledd (2561 - 2563; 2564 - 2566) i et ytterligere avgjørelsestrinn (256) er forbundet med inngangen til det til denne tilordnede aweiningsledd (2541 - 2543; 2545 - 2547) i aweiningstrinnet (254).

18. Innretning ifølge ett av kravene, 14-17, KARAKTERISERT VED at både det adaptive, tilpassede filter (1) og lagrene (22, 23), skiftregistrene (251, 252) og addisjonsleddet (256) i utjevnerens (2) ut jevningsf ilter (25) såvel som aweiningsleddene (2541 - 2547) i utjevningsfilterets (25) aweiningstrinn (254) for datafølger ak med komplekse verdier er utformet på kompleks måte.

19. Anvendelse av et utjevningssystem ifølge ett av kravene 1-18 i et celledelt mobilradiosystem med dispersiv flerveisutbredelse.

20. Anvendelse av et utjevningssystem ifølge ett av kravene 1-18 i et digitalt kringkastingssystem (DAB).