JPH02502777A - 拡散性、直線的又は近似的に直線的チヤネル、例えば無線チヤネルの等化を行なう方法及びこの方法を実施する装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 拡散性、直線的又は近似的に直線的チャネル、例えば無線チャネルの等化を行な う方法及びこの方法を実施する装置 本発明は請求範囲１の上位概念による拡散性（分散性〕、直線的又は近似的に直 線的チャネル、例えば無線チャネルの等化を行なう方法及びこの方法を実施する 装置に関する。

その種方法及び装ｇＩＬは一般に拡散性、時間離散的チャネル例えば無縁チャネ ルを介しての清報伝送系において使用される（例えはデジタル放送系（ＤＡＢ　 ）又は拡散性マルチパス伝播付細胞状移動通信系におけるように）。それら系な いしシステムの目的は叩ルテパスダイバーシティを利用しての上記の細胞状移動 無線系において隣接チャネル（信号）干渉の抑圧のための受信機側等化を行なわ せ得ることにろる。

この種の公知方法、例えばＰ、　Ｍｏｎ５ｅｎ　”　ＦｅｅｄｂａｃｋＥｑｕａ ｌｉｚａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　Ｆａｄｉｎｇ　Ｄｉｓｐｅｒｓｉｖｅ　Ｃｈａｎｎ ｅｌｇ　−。

ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｔｈｅ ｏｒｙ　＋　１９７１年１月、第５６−６４頁、及びり、　Ｇｏｄａｒｄ　”　 ＣｈａｎｎｅｌＥｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　Ｕｓｉｎｇ　ａ　Ｋａｌｍａｎ　Ｆ ｉｌｔｅｒ　ｆｏｒ　ＦａｓｔＤａｔａ　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　”　、よ りＭ　Ｊｏｕｒｎａｌ　Ｒｅｓ、　Ｄｅｖｅｌｏｐ、。

１９７４年５月、第２６７−２７３頁の論文に記載されている方法では判定−帰 還結合等化量（ＤＦＥ　）が用いられ、この等化量には送信機に整合されたマツ チドフィルタ（ＭＥ）が前＊接続されて−る。

上述の方法の欠点となるのは就中、多くの適用例にとって受信機の適応制御が過 度に緩慢に行なわれるへ又は大きなコストをかけなければ笑現され得ないことで おる。

他の方法、例えは、Ｊ、Ｇ、　Ｐｒｏａｋｉｓ及びＪ、Ｈ，Ｍｉｌｌｅｒ＠Ａｎ 　Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｒｅｃｅｉｖｅｒ　ｆｏｒ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａ ｌｉｎｇＴｈｒｏｕｇｈ　Ｃｈａｎｎｅｌｓ　Ｗｉｔｈ　Ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏ ｌ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ’。

１１１ＪＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｔｈ ｅｏｒｙ、　Ｖｏｌ。

ＩＴ−１５，４４、１９６９年７月、第４８４−４９７頁、に記載されている方 法ではｌ耐的等化器が用いられる。この方法の欠点となるのは就中、高い拡散性 を有する迅速に変化するチャネルを介しての伝送の際の作用ないし動作上の不備 、欠陥である。

ビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ　）方式も公知で６’）、（Ｇ、Ｄ。

Ｆｏｒｎｅｙ　　ｊｒ、　　−Ｔｈｅ　　Ｖｉｔｅｒｂｉ　　八Ｉｇｏｒｉｔｈ ｍ　　”　　、　　Ｐｒｏｅｅｅｄ−１ｎｇＳ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＩＥＥＦ；　、 　Ｖｏｌ、　６１　ｔ　Ｊｌｉ　４　ｍ　１９７５年３月、第２６８−２７８頁 ）、この方式は前述の方法のような直線的又は近似的にＭ融的なチャネルに限ら れるものではないが、拡散持続時間の増大と共に信号処理コストが指数関数的に 増大し、それにより、上記方式の経済性が一般的に著しく制約される。

本発明の課題とするところに長時間の拡散の際にも可及的にわずかな信号処理コ ストで、可及的に高い効率、及び伝送チャネルへの受信機の迅速な適応制御を可 能にするＷ頭に述べた形式の方法を提供することにある。

本発明の課題解決の手段は請求範囲１に記載されている。他の請求範囲は本発明 の方法の有利な実施例及び発展形態並びに本発明の方法ｔ−実施する装置の有利 な実施形態の詳細及び本発明の有利な適用例を示す。

本発明によればマツチドフィルタ及び後！１接続の等化器を用いてデジタル信号 の伝送上行なうため拡散性、直線的又は近似的に直線的チャネル、例えば無線チ ャネルの等化を行なう方法においてマツチドフィルタを伝送チャネル全体に適合 させ、それにひきつづいて、送信器の記号アルファベットのうちからのシンボル ６４０列の形のデータ列ａｋによって表わされている受信信号ｒ（ｔ）１にマツ チドフィルタ１においてフィルタリ散 ングする。上記フィルタリングの結果として！Ｍ時間的信号奇列ｆ□ｋ（＠マツ チドフィルタ出力′）ｔマツチドフィルタの出力側から出力し、その際上記マツ チドフィルタ１により自動的に離散時間的信号列ｍｆ０ｋに対する最適サンプリ ング時点を定める。

−それにひきつづいて上記離散時間的信号列ｍｆ（、は、先金に又は有利に部分 的にないしセクションごとくに後を接続の等化器にて緩和何反復法を用いて等化 さへそれにひきつづいて、後続の信号処理のため硬および／又は軟判定用の１つ 又は複数の判定素子に供給され得る。その際軟判定は判定するには有利にそのり ど１つの誤り補正デコーディング回路が後＆接続され得る。

本発明の方法の利点とするところは就中、比較的わずかな信号処理コストで、長 い拡散のもとでも、高い効率と、伝送チャネルへの受信機の迅速な適応制御とげ 無線チャネルを介しての情報伝送系として使用するのに適する。デジタル放送シ ステムにおいて有利に使用できるほかに、不発明の方法は就中、拡散性ｉルテバ ス伝播付細胞性移動無線系、例えば将来の汎ヨーロッパ移動通信系に有利に使用 され得る。

本発明の方法を実施する装置の有利な実施例はアダから公知のようなものでおる ）、また、後置接続の発明性のおる等化器（これについてに以下詳細を後述する ）を具備する。

本発明の等仕儀系ないしシステム（当該方法及びこの方法ｔ−笑実施る装置）に その高い効率と迅速な適応制御性の故に、殊に、将来の汎ヨーロッパ移動無融系 上記系ないしシステムの利点は殊に高い拡散性を有する迅速に可変のチャネルを 介してのＴＤＭＡ　（ＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅ ｓｓ　）による伝送の際に発揮される。それらの利点としては迅速の適応制御及 び−殊にビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ　）方式に比して−低い計算コストが挙けられ 、一方、効率は上記ビタビ万式とけぼ同等である。すべての等化量システムのよ うに新規な等仕儀ンステムは厳密にはたんに直朦的伝送万式に適用可能である。

汎ヨーロッパ移動通信系において使用ｉｎる変調方式ＧＭＳＫ　（−Ｇａｕｇｇ ｉａｎ　−Ｍｉｎｉｍｕｍ　−５ｈｆｆｔ　−Ｋｅｙｉｎｇ　”　）　ｎザブ２ デイーシヨ差ｌ１ＩＩｋりはない。支に新規な技術思想は容易に多段の直線豹変 ｇｌＮ　−ＰＳＫ　（−Ｎ−Ｐｈａｓｅ−８ｈｉｆｔ−Ｋｅｙｉｎｇ　”　）　 。

Ｎ　−ＱＡＭ　（”　Ｎ−Ｑｕａｄｒａｔｕｒ−Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ−Ｍｏｄｕ ｌａｔｉｏｎ　’）に適する。連続的伝送への適用の拡大も同様に可能である。

次に等化量システムの作用を３段階に分けて説明する。その際、衆終段階によっ ては同時に最大の能工と、簡単な装置化ないし実行用の最良の可能性、ポテンシ ャルとが与えられる。

数式化表現ないし定式化は下記の関係式を基にしてｒ（ｔ）　：受信信号 ｘ（ｔ）　：基準：Ｄ２８最小になるように受信機においてシミュレートされる 。

上記関係式は示されているようにガラス分布の際は最大−尤度−シーケンスー推 定Ｍａｘｉｍｕｍ−Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ−８ｅｑｕｅｎｃｅ−Ｅｓｔｉｍａｔ ｉｏｎ　（ＭＬＳｇ）の方式に相応し、一般的な場合は基準Ｘ（、ｔ）の最適の 選択のもとて平均２乗誤差（Ｍｉｎｉｍｕｍ−Ｍｅａｎ−８ｑｕａｒｅｄ−Ｅｒ ｒｏｒ　、　ＭｈｔＳＥ）　−を最小にする。

直線的、時変性チャネルには下記式が成立つ。

ｒ（リーΣａ１　ｐ（ｔ　−ｉＴ）　＋　ｎ（ｔ）　　　　　　　（２）但し、 ａｌ：送信機の記号アルファベットからのシンボル：チャネルパルス応答（フィ ルタリング含む）Ｔニシンポル持続時間 ｎ：ノイズ 同様にして基準は次のように表わされ得る。

Ｘ（ｔ）−Σｂｉｐ（ｔ　−ｉＴ）　　　　　　　　　　　　（３１ｂｉ＝所期 のシンボル ｂｌ　＝　ａｌ誤りのない場合 ｐ：ｐの推定値 第１段階 離散的な、場合により複素のシンボルｂｌＯ代わシに連続音β１が用いられる。

β１−ｂ１＋δｂ１　　　　　　　　　　　　　　　（４１Ｉβ−Σβｉ　６（ ｔ　−ｉＴ）　　　　　　　　　　　　　（５１Ｄβ−５ｌｒ（ｔ）　−ｘβ（ ｔ）＋２　ａｔ　　　　　　　　（６１Ｄβの最小化のためβ１についての関係 式が微分され零にセットされる。このことによシ下式が成立つ又はΣβＩ　Ｒｐ （ｋ　−１）　−ｍｆｏｋ（８）但しｐ＊：共役複素 Ｒｐ（ｍ）　：時点ｍ−Ｔでのチャネルパルス応答の自己＠関関数 ｚｆｏｋ：マツチドフィルタリングの結果（ｍａｔｃｈｅｄ　ｆｉｌｔｅｒ　ｏ ｕｔｐｕｔ　）上記関係式はβｉｋ求めるためＯＮ＠的な等式系會取す。この等 式系の意味は２変換の適用によって明瞭になる。

Ｂ（ｚ）−Σβ１　ｚ””　　　　　　　　　　　　　　　β９）φ（Ｚ）−Σ Ｒｆｉ（１）　Ｚ−Ｉ　　　　　　　　　　　　　ＯＩＭＦＯ（ｚ　）−Σｍｆ ｏｋｚ−ｋＱｌｌＢ（ｚ）−φ（ｚ）　−ＭＦＯ（ｚ） 又は　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　α２Ｂ（ｚ）　−ＭＦＯ（ｚ） 　・　φ−１（ｚ）このことは、この場合灯火力信号ＭＦＯ（ｚ）及び伝達関数 φ−１（りを有する、公知の＠ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ”（ゼロフォーシング ）等化量を想起させる。公知実現手段との相違点は一方では（送信器及び受信器 におけるフィルタリングに適合されるのみならず）瞬時チャネルにも適合される マツチドフィルタの適用に存する；さらに他方では逆−関係（式）φ″″１（Ｚ ）がたんに間接的に直線的等式系の分解によシ求められる。

このことを行なうにＦｉ緩和付きの反復方式が適する。

著しく長いシンボル列及び時間的に緩慢に変化するチャネルパルス応答の際、相 互に重なシ合う比較的に緩い部分セクションへの分解が好ｌしく、その除名々の 新たな部分、セクションにはそのつど冥際のチャネルパルス応答が基礎となる。

有利には下記の薔き換えられた定式化が選択される。

Ｘ　　ｆｉ　　ｊ　　Ｉｋ十ｊ　−ｍｆｏＱ　　　　　　　　　　　　　　　　 　　　　　　　　　　　　Ｑ３ρｊ−Ｒβ＊（ｊ）／Ｒｐ（０） ｍｆｏＱ　−ｍｆｏｋ／那（す。

もって、ここで適用されるがクスーずイデル（Ｇａｕｓｓ−Ｓｅｉｄｅｌ　）繰 返方式に従って、繰返ステップ１における繰返規定１．シンボルには次のように なる。

但し■：収束性の制御用の緩和係数 ＱＣ＞ｌ：過度緩和 ａｃ＜ｚ：不足緩和 ａ：　ｗｍ　）　：緩和なし 収束性の考察によれは、下記ｔｔｅの関係が成立つαの減少二下記αＤの関係が 成立つ場合初期条件：β（０）−ｍｆｏ；Ｌ（ＬＩ？に 軟判定が不都合である場合の判定下記の通シ：記号アルファベットの次の（最も 近い）エレメントへのβ（１°）の４像ないしシミュレーションは下記の通に シ　： 上記方法により可能な比較的簡単な装置化では各繰返ステップにおいて帰還結合 された出力側を有する等化量フィルタが動作し、この等化量フィルタは構成上Ｆ ＩＲフィルタ（Ｆｔｎｉｔｅ−Ｉｍｐｕｌｓｅ−Ｒｅｓｐｏｎｓｅ−Ｆｉｌｔｅ ｒ　）に類似する。

１ゼロフオーシング（Ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ　）　’−等化器の場合におけ ると類似して、この段階においてノイズの上昇、及び収束性欠除または悪化が起 こシ得る（φの第２段階によシ行なわれる。

第２段階 この場合、判定は繰返しの際に既に行なわれる。

その他の点では第１段階との差異はない。

出力さｆるのは次のものである。

、；（１ｍ）硬判定の際 に 第２段階の性能、機能は非直細的に帰還結合される等化量のそれに類似する（　 ＤＦＥ　、　Ｄｅｃｉｓｉｏｎ　Ｆｅｅｄ　ｂａｃｋＥｑｕｄｌｉｚｅｒ　）。

良好な収束性のほかに、過度に大きくないノイズの場合、有効なノイズ抑圧が行 なわれ得る。

勿論、誤りパターンにてロックインする傾向が存在する。場合によシ、岨散振鳴 −及び駆散時間−制御回路第３段階 （記号）アルファベットエレメントのまわシの所定の判定領域内にある場、Ｒ， 第５図及び第６図に示す例は２進（記号）アルファベットに対する選択的判定例 でちる。

第３段階によっては著しく良好な収束性と良好な等５ｐｅｃｔａｌ　−Ｍｏｂｉ ｌｅ　”　−ｓ７５ｔｅｍ　）　専１１ｒｌｉｔ上記に関して以下説明する。

復調にひきつづいて有利に扛誤シ補正の畳込みデコリズムにほぼ相応する品質を 得るには３度より多くの繰返しは必要とされない。選択例２（８６図）の使用に より、ＦＸＲ−フィルタリング（”　Ｆｉｎｉｔｅ（ｍｐｕｌｇｅ−Ｒｅｓｐｏ ｎｓａ　’　−Ｆｉｌｔｅｒｕｎｇ　）　ｆ加算／減算に帰せしめらｆ′Ｌ得る 。１６μｓの分散、拡散までのチャネルの等化の簀Ｘ度を充足するため新規な等 仕儀技術思想によれば、クングルポック（Ｔ７ｎｇｅｒｂｏｃｋ　）の設計仕様 による相応のビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ　）−復調器の信号処理のコツニーズには 新規な等化量における等成果の解決のための繰返手段が対比される。上記ＤＦＥ に一般に複素僅のＦＸＲ−フィルタから成るのに対して、新規な等化量における 複素係数はたんに、本来の等化機１ｒ５部に前置接続されたマツチド−フィルタ リング部においてのみ生起する。上記ＤＦＨに比しての新規等化量の１喪な利点 として挙けられるのはサンプリング時点の選定、選択に対して影響の受は難いこ とである。このことハ笑際のナヤネル測定に基くそれ自体公知の適応的な所定の マツチド−フィルタリング（これは伝送チャネル全体に通合される〕によシ行な われ得る。

次に不発ＨＡを１七用いて詳述する。

第１図に本発明の方法を実施するための装置の有利な実施形態のブロック接続図 、 第２図は本発明の方法を実施するための装置の別の有利な実施形態のブロック接 続図、 第３図は本発明の方法を実施するだめの装置ｌｋ構成の等化量の有利な実施例の ブロック接続図、第４囚は２進（記号）アルファベット用の入力信号に依存して の硬判定用の判定系子の出力信号の波形（８）、第５−及び第６図は２進アルフ アベツト用の入力信号に依存してのＶ、判定用の判定菓子の出力信号の波形図 でおる。

第１図に示す本発明の方法を実見する装置は適応形（アダプティブ）マツチド− フィルタ１を有し、このフィルタには一方でに等化さるべき受傷信号ｒ（ｔ）と 、他方で＃−ｉ（図示されてない）別の回路によシ得られる、チャネルパルス応 答ｐの推定値５とが加わる。アダプティブマツチドフィルタ１は出力ｌｌが接続 線路７を介して等化量２０入力側に接続されておシ、フィルタリングにより得ら れる時間離散的な信号列ｍｆｏ　　を送出する。等化量２に２いて上記信号列＃ ′ｉ完全に又は部分的にないしセクションごとに、緩和付きの繰返方式を用いて 等化さｎる。繰返方式によシ得られる推定値βには等化量２の出力働毅・ら出力 され、別の回路３（これは接続Ｍ路りｋ介して等化量２の出力側と接続されてい る）にて後総処理され得る。制御線路５を有するンーケンス制御部４は等化プロ セス金監視する。

そのｉ合ンーケンス劇碑部４は蔵路９を介して等化量２から、例時上記等化器２ における個々の繰返プロセスが中断さるべきかの情報上受取る。

又扛軟判定用の判定菓子３２又は３３又は第２図に示すようにそのような判定素 子のｍ合せであってよい。

その際判定菓子３１，３２．３３はその判定の形式の点で異なる、例えは、１つ の２追記号アルファベットに対して次のよりに示されている即′Ｃ）第４図では （硬判定：すべてのβＢに対してアルファベットの最も近くに位置するエレメン トｂｋへの入力値βにの一義的な写像ないしシミュレーション第５図では（軟判 定ｌ：中間領域ＺＢ内でに入力値βＲに対して当記号アルファベットの最も近く に位置するエレメントｂｋへの当該入力値βにの写像シミュレーション不実行、 不成立、その他の、領域では一義的写像−硬判定）、第６図は（軟判定Ｂ：中間 領域ＺＢ円では入力値βｋに対するアルファベットの２つの＠接するエレメント ｂｋの平均値の割当て、その他の領域では一義的な写像−硬判定−）が２進アル フアベツトに対して示されている。

軟判定用の判定菓子３２又は３３に龜有利に支に誤シ訂正、補正デコーディング 回路が後直接続され得る。

第６図における本発明の方法を実施する装置構成の等化量２の有利な実施形態は 第１のメモリ２２と、第２メモリ２３奮有する。

第１メモリ２２社入力側にてオン／オフスイッチ−’　　　　２０ｍ−介して（ 図 示してない）アダプティブマツチド−フィルタの出力側と接続されており、かつ 出力側にて加算素子２５３０入力側と接続されている。

第２メモリ２３ｉｌｔ入力肯にて第１切換スイツチ２１を介して、接続線路７を 介して（図示してない］アダプティブマツチドフィルタの出力側に接続されるか 、又は第１シフトレジスタ２５１と加Ｘ索子２５５とに直列に接続された第２シ フトレジスタ２５２に接続される。上記ｍ２メモリ２３は出力側にて切換スイッ チ２４ｔ−介して第１シフトレジスク２５１の入力側に接続されるか又は等化量 ２の出力側８に接続される。

第１ないし第２レジスタ２５１．２５２の個々のしシスタロケ−７ヨン２５１１ 〜２５１４ないし２５２１〜２５２．４は直接的に（第１段階に対して）、又は 第１シフトレジスタ２５１の出力側に２けるレジスタロケーション２５１４を除 いて、判定段２５６の判定素子２５５１〜２５６６に介して（第２又は第３段階 に対して）重み付は段２５４０個々の制御可能な重み付は素子２５４１〜２５４ ７に接続されている。

上記重み付は素子２５４１〜２５４７は出力側にて加算回路２５３に！続されて いる。その際シフトレジスタ２５１，２５２、加算素子２５５．！み付は段２５ ４、加算菓子２５３．場合によシ判定段２５６は合さって１の等化フィルタ２５ を構成し、この等化フィルタは構成上ＦＩＲフィルタに類似する。

加算素子２５３の出力ｇａは一方でＦｉ時間遅延累子２６と後１を接続の可調整 重み付は係数α付きの可制御の１み付は菓子２７’に介して等化フィルタ２５の 加算素子２５５と接続され、他方でに絶対値２乗形成用第１回路２８と、後に接 続の別の回路２９と會介し接続？＃Ａ路９を経てンーケンス制御部４，５と接続 されている。

繰返しプロセスの始めに、両メモＩＪ２２，２３ｆｉスイッチ２０．２１を介し てアダプティブマツチド−フィルタの出力側と接続され、ＢＦＦ間龍散的信号列 ｍｆｏｋの、（他の複数部分と重なり合う）部分が両メモリ２２．２３中に読込 まれる。その場合第２メモリ２３の出力側は第２切換スイツチ２４を介して第１ シフトレゾスタ２５１の入力側と接続されている。

それにひきつづいてスイッチ２ｏが開かれる、即ち第１メモリ２２の入力側が、 ｉツテドーアダプティプフィルタの出力側から結合解啜され、第２メモリ２３の 入力９／４が、第１切換スイツチ２１を介して第２シフメモリ２２．２３中に記 憶されたデータが、シフトレジスタ２５１．２５２及び加算素子内に移し入れら れる。その場せシフトレゾスタ２５１１〜２５１４゜２５２１〜２５２４中に入 っている値は（判定段２５６を通過後熟２、第３段階において）重み付は段２５ ４にて重み付けされ、重み付けされたデータはそれにひきつづいて加算素子２５ ３にて加算される。

加算されたデータδβにはそれにひきつづいて時間遅延回路２６ないし重み付は 菓子２７に介してないし調整さｎｆｃ緩和係数αで１み付けされ加算素子２５５ を介して集２シフトレジスタ２５２０入力偶に供給される。

七九と同時に、加算されたデータδβｋから第１回路２８にて絶対値２乗値が形 成され、これはそｎにひきつづいて別の加算回路２９にて加算さｎる。加算信号 ８は接続級路９ｔ−介してンーケンス制御部４，５に供給され、−万では緩和係 数αのｇ整のために、他方ではそのつど進行中の繰返プロセスの中断に対する基 準の導出のために用いらする。

その場合不発明の実施例においては、加算信号Ｓが所定の第１の値を下回ると、 繰返プロセスが中断される。

本発明の別の実施例によれば帰還される加算されるデータδβ］（Ｋ対する緩和 係数αは後続する繰返サイクルにおいて固定的に設定されず、次のよシに？Ａ整 される、ｊ２ｉｌち、２つの先行する繰返しブイクルの和信号Ｓの差が所定の篤 ２の１’ｉ’に下回る（上回る）と上記緩和係数が増大（減少〕されるように調 整される。その際有利には第２値の大きさが、そのつどの最後の和信号Ｓの大き さに依存して選定される。

第２シフトレジスタ２５２の出力側に現われる新たる（纂１の反復サイクルの後 信号列ｍｆｏｋの記憶されたデータ２よび後続する反復サイクルに２いてそのつ ど先行する反復サイクルに２いて得ら几る推定値βに％繰返シプロセスの終９に おいて第２メモリ２３の記憶内容、すなわち最後に記憶されｆｃ推定値βｋが、 切換スイッチ２４を介して等化量２の出力ｇ！＃８へ送出され、そこから後続の 信号処理回路、例えば判別素子および／又は誤！ｌｌ禰正デコーディング回路に 伝送される。

それにつづいて、次の信号列ｍｆｏｋないし信号列ｍｆｏｋの次の部分、セクシ ョンが処理される、すなわち両メモＩＪ　２２　、２３の入力側かやハシアダプ ティブマツチド−フィルタの出力側に接続され、第２メモリ２３の出力側が、第 ２切換スイツチ２４を弁してやはり第１シフトレジスタ２５１の入力側と接続さ れ、それにつづく反復プロセスが上述のように繰返されるようにするのである。

本発明の方法ないしこの方法を実施する装置構成は当業者の手法によ夕ｍ成ない し発展されまた、種々の適用事例に適合され得、それについてはここで詳述する 必要はない。

例えは第６医の等化量２の実施例にて、例えば４りないし３つのレジスタロケー ションを備えた２つのレジスタの代わりに、比較的に長い（又は比較的に短い） シフトレジスタを使用する（夏み付は段にて相応して比較的に多又り少数の１み 付は素子及び−第２又は第３段階にて１等化フィルタの判定段における判定素子 ）ことが可能でるる。

Ｉた、第６１の等化量２の実施例において例として挙けらｎｆｃ実のデータ列ａ ｋＯ代わりに、等化量２にて複素値データ列ａｋを使用することも可能であり、 その際自該例において７ダグテイブマツチドーフイルタないし等化量において両 メモリ及びシフトレジスタ、加算素子、等化フィルタ中の１み付は素子は複素に 構成されねばならない。

更に、アダプティブマツチド−フィルタ自体にてチャネルパルス応答ｐの推定（ 値）ｐを行なって、それによシ、りんに受信信号ｒ（ｔ）　ｔアダプティブマツ チド−フィルタ中に入力しさえすればよいようにすることも可能である。

Ｆｌ（３，２ 国際調査報告 国際調査報告 ＥＰ　８８０１００２

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．マツチドフィルタ及び後置接続の等化器を用いて、デジタル信号の伝送を行 なうため拡散性、直線的又は近似的に直線的チヤネル、例えば無線チヤネルの等 化を行衣う方法にかいて、 一マツチドフイルタ（１）を伝送チヤネル全体に適合させ、それにひきつづいて 、データ列ａｋにより表わされる受信信号ｒ（ｔ）をマツチドフイルタ（１）に おいてフィルタリングし 一上記フイルタリングの結果として離散時間的信号列ｍｆｏｋをマツチドフイル タ（１）の出力側から出力し、その際上記マツチドフイルタ（１）により自動的 に離散時間的信号列ｍｆｏｋに対する最適サンプリング時点を定め 一それにひきつづいて上記時間離散的信号列ｍｆｏを、完全に又は部分的にない しセクションごとに等化器（２）にて緩和付反復法を用いて等化することを特徴 とする拡散性直線的又は近似的に直線的チヤネル、例えば無線チヤネルの等化を 行なう方法。 ２．一上記信号列ｍｆｏｋを、相互に重なり合う比較的に短い部分、ないしセク ションに分け、上記部分、ないしセクッヨンを、等化器（２）の第１、第２メモ リ（２２，２３）中に記憶し、一それにひきつづいて、そのつど記憶された信号 列ｍｆｏｋを等化器（２）の等化フィルタ（２５）にて等化し、 その際その等化のため、 第２メモリ（２３）中に記憶されたデータを、第２シフトレジスタ（２５２）と 直列に接続されたシフトレジスタ（２５１）の入力側に供給し、 また、反復サイクルの各タイミングにおいて両シフトレジスタ（２５１；２５２ ）の個々のレジスタロケーション（２５１１〜２５１４；２５２１〜２５２３） 中に記憶されたデータを、重み付け段（２５４）の重み付け素子（２５４１〜２ ５４７）を介して加算素子（２５３）に供給して加算し、更に、それにひきつづ いて加算素子（２５３）の出力側における加算されたデータ■βｋを、時間遅延 してかつ付加的に重み付けして（緩和して）第２シフトレジスタ（２５２）の入 力側に帰還させ、 一等化フイルタ（２５）にて各反復サイクル中所期データ列ａｋの新たな推定値 βｋを生成し、この推定値を、それぞれ第２シフトレジスタ（２５２）の出力側 から出力し、それにひきつづいて第２メモリ（２３）中に記憶し、その際それま で記憶されたデータを書替え；一各反復サイクルにおいて、加算素子（２５３） の出力側における処理されたデータ■βｋから（絶対）値の２乗値を形成し、個 々の（絶対）値の２乗値を加算し、当該和信号Ｓにより、帰還される処理された データ■βｋに対する緩和係数αを決定し、更に上記和信号を反復プロセスの中 断に対する基準として用い、上記反復プロセスの中断後 一上記の所期のデータ列ａｋの、第２メモリ（２３）中に最後にフアイルされた 推定値を、等化器（２）の出力側（８）から出力し、それにひきつづいて、マツ チドーフイルタ（１）の出力信号列ｍｆｏｋの次の部分、セクッヨンを、両メモ リ（２２，２３）中に入力記憶する請求項１記載の方法。 ３．上記重み付け段（２５４）の個々の重み付け素子（２５４１〜２５４７）の 重み付け係数が、それぞれの部分、セクッヨンに対する伝送チヤネル全体の伝達 関数のパルス応答の目己相関関数の実部に相応するようにした請求項２記載の方 法。 ４．１つの部分、セクションの長さを、当該部分、セクションの期間中のチヤネ ルパルス応答が近似的に定常的と見做され得るように選定する請求項３記載の方 法。 ５．当該和信号Ｓが所定の第１の値を下回ると、上記反復プロセスを中断させる 請求項２から４までのうちのいずれかに記載の方法。 ６．上記の両方の先行する反復サイクルの和信号Ｓ所定の値を下回る（上回る） と、帰遠される処理されたデータ■βｋに対する緩和係数αを、後続の反復サイ クルにおいて増大（減少）させる請求項２から４までのいずれか１項記載の方法 。 ７．上記の所定の第２の値の大きさがそのつどの量後の和信号Ｓの大きさに依存 するようにした請求項６記載の方法。 ８．上記反復プロセスの中断後第２メモリ（２３）から読出された、所期データ 列ａｋの推定値βｋを判定素子（３１）に供給する請求項２から７までのいずれ か１項記載の方法。 ９．当該反復プロセスの中断後第２メモリ（２３）から読出された、所期データ 列ａｋの推定値βｋを、誤り補正デコーデイング回路（３２又は３３）に供給す る請求項２から７までのいずれか１項記載の方法。 １０．上記両シフトレジスタ（２５１，２５２）の個々のレジスタロケーション （２５１１〜２５１４；２５２１〜２５２３）中に記憶されたデータを、付加的 判定段（２５６）の判定素子を介して重み付け段（２５４）の重み付け素子（２ ５４１〜２５４７）に供給する請求項２から９までのいずれか１項記載の方法。 １１．第１シフトレジスタ（２５１）の出力側における量後のレジスタロケーシ ヨン（２５１４）中に記憶されたデータを、直接所属の重み付け素子（２５４４ ）に供給し、両シフトレジスタ（２５１，２５２）のその他のレジスタ（２５１ １〜２５１３；２５２１〜２５２３）中に記憶されたデータを、上記の付加的判 定段（２５６）の判定素子（２５６１〜２５６６）を介して、重み付け段（２５ ４）の所属の重み付け素子（２５４１〜２５４３；２５４５〜２５４７）に供給 する請求項９記載の方法。 ｌ２．上記判定段（２５６）の判定素子中に夫々１つの硬判定を行なう請求項１ ０又は１１記載の方法。 １３．上記判定段（２５６）の判定素子中にて、所定領域内にある両シフトレジ スタ（２５１，２５２）のレジスタロケーションのデータに対して、夫々１つの 軟判定を行ない、そうでない場合には硬判定を行なう請求項１０から１１までの いずれか１項記載の方法。 １４．上記判定段（２５６）の判定素子中にて、所定の領域円にある、両シフト レジスタ（２５１，２５２）のレジスタロケーンヨンのデータに対して、それぞ れ隣接する硬判定値の平均値を割当て、そうデない場合には１つの硬判定を行な う請求項１０又は１１記載の方法。 １５．一上記マツチドーフイルタ（１）は、アダプテイプマツチドフィルタとし て構成され、一上記等化器（２）の第１メモリ（２２）はその入力例が可制御オ ン／オフスイツチ（２０）を介して等化器（２）の入力画（７）と接続可能であ り、かつその出力側が、等化器（２）の等化フィルタ（２５）の加算素子（２５ ３）の入力側と接続可能であり、一等化器（２）の第２メモリ（２３）はその入 力側が第１の可制御切換スイツチ（２１）を介して等化器（２）の入力側（７） と接続されるか又は等化器（２）の等化フィルタ（２５）の第２のシフトレジス タ（２５２）の出力側と接続可能であり、また、その出力側が第２切換スイツチ （２４）を介して、等化フイルタ（２５）の第１のシフトレジスタ（２５１）の 入力側に接続可能又は等化器（２）の出力側（８）に接続可能であり、 一等化器（２）の等化フィルタ（２５）の加算素子（２５３）の出力側が、時限 素子（２６）及び可制御重み付け素子（２７）を介して、等化フィルタ（２５） の両シフトレジスタ（２５１，２５２）間に挿入接続された加算素子（２５５） と接続され、かつ、（絶対）値２乗値形成用の第１回路（２８）と、後置接続の 第２加算素子（２９）とを介して、シーケンス制御部（４，５）に接続されてい る請求項１から１４までのいずれか１項記載の方法を実施する装置。 １６．等化器（２）の等化フィルタ（２５）の両シフトレジスタ（２５１，２５ ２）の個々のレジスタロケーション（２５１１−２５１４；２５２１−２５２３ ）の各々が出力側にて、等化器（２５）の重み付け段（２５４）の、上記各ロヶ ーシヨンに配属された重み付け素子（２５４１−２５４４；２５４５−２５４７ ）の入力側に接続され、かつ、上記重み付け素子（２５４１−２５４７）の出力 側（２５４１−２５４７）は加算素子（２５３）に接続されている請求項１５記 載の装置。 １７．等化器（２）の等化フィルタ（２５）の重み付け段（２５４）の重み付け 素子（２５４１〜２５４７）は可制御である請求項１６記載の装置。 １８．等化器（２）の等化フイルタ（２５）の両シフトレジスタ（２５１，２５ ２）のレジスタロケーション（２５１１−２５１４；２５２１−２５２３）の各 々、又は、第１シフトレジスタ（２５１）の出力側に位置する最後のレジスタロ ケーションを除いた各レジスタロケーションが、出力側にて、夫々、付加的判定 段（２５６）の１つの判定素子（２５６１−２５６３；２５６４−２５６６）を 介して、重み付け段（２５４）の、当該ロケーションに所属の重み付け素子（２ ５４１−２５４３；２５４５−２５４７）の入力側と接続されている請求項１５ から１７までのいずれか１項記載の装置。 １９．複素のデータ列ａｋの場合アダプテイプマツチドーフイルタ（１）及びメ モリ（２２，２３）、シフトレジスタ（２５１，２５２）、等化器（２）の等化 フイルタ（２５）の加算素子（２５６）並びに等化フイルタ（２５）の重み付け 段（２５４）の重みけ素子（２５４１−２５４７）は複素的に構成されている請 求項１５から１８までのいずれか１項記載の装置。 ２０．拡散性マルチパス伝播付き細胞状移動通信系用に用いられる請求項１から １９までのいずれか１項記載の等化システム。 ２１．デジタル搬送システム（ＤＡＢ）に用いられる請求項１から１９までのい ずれか１項記載の等化システム。