JPH05502765A

JPH05502765A - 加入者回線用広帯域デジタル等化器

Info

Publication number: JPH05502765A
Application number: JP2512067A
Authority: JP
Inventors: クレスポ、ペドロ、ミゲル; ホニグ、マイケル、ラサム
Original assignee: ベル　コミュニケーションズ　リサーチ　インコーポレーテッド
Priority date: 1989-08-11
Filing date: 1990-08-07
Publication date: 1993-05-13
Also published as: WO1991002407A1; EP0494877A1; EP0494877A4; CA2023178C; US5031194A; CA2023178A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】ｎロ人者回線用広帯域デジタル等化器発明の分野不発明はデンタル信号伝送に関する。より詳細には電話加入者回線のような雑音ある狭帯域チャネルに伝送した後にデジタルパルス信号を回復する技術に関する。

発明の背景デンタルデータサーヒスが盛んになるにつれて、そうしたサーヒスを家■や職場に送るデータチャネルに対する需要が増大している。このような広帯域デシタルサーヒスか必要とされる場所では個別の広帯域伝送設備を装備することが普通になってを必要とし、高価な端末機も必要とする。そこで仮に、現在はとんと全国すべての家庭や職場に伸びているツイストペア電話線がこのような広帯域デジタルサービスを伝送することができるなら、かなりな経済的利益がある筈である。

限定された帯域の雑音ある伝送チャネルかチャネル等化器、すなわち伝送中に発生する信号悪化を補償する回路、を使用することによってかなりな忠実度をもって広帯域デジタル信号を送れることは前から知られている。ところてこうした信号の歪みは伝送チャネルのインパルス応答に起因するものと考えられる。サンプルにとられたインパルス応答は、好ましい信号サンプルである正の最大値を有するか、これはカーソルサンプルと呼ばれる。そこでインパルス応答は、全てのブリカーソルサンプルかその中に入り込むカーソルサンプルに先行する第１領域と、全てのポストカーソルサンプルかその中に入り込むカーソルサンプルに後続の第２頭域とに分割することかできる。ブリカーソルサンプルは受信された信号パス中のインラインフィルタによって補償することかできる。しかしポストカーソルサンプルは、そんなに簡単に補償することはできす、特にもしポストカーソルサンプルが著しく大きな数のパルス期間［ｐｕ１５ｅ　ｐｅｒｉｏｄｓ］にわたって引き伸ばされる［ｐｒｏｌｏｎｇ］ときは簡単ではない。

ポストカーソルサンプルを補償するデジタル等化器は、フィードバックパスにおける有限インパルス応答［ｆｉｎｉｔｅ　ｉｍｐｕｌｓｅｒｅｓｐｏｎｓｅ］　（ＦＴＲ）フィルタを用いる適用可能なデンタル決定フィードバック等化器（ＤＦＥ）　［ｄｅｃｉｓｉｏｎ　ｆｅｅｄｂａｃｋ　ｅｑｕａｌｉｚｅｒ］の形をしばしばとる。かかるＤＦＥは、−受信した信号を規則的なパルス間隔でサンプルし、各サンプルを遅延し、各遅延されたサンプルに補償サンプルを作り出すためにオペレートし、そしてその補償サンプルを、入ってくるポストカーソルのパルスサンプルから、かかるポストカーソルサンプルを大略除去するため、減算する。広帯域デジタル信号にとって、チャネルのインパルス応答は非常にたくさんのパルス間隔にわたって伸びており、その数だけのパルス間隔のポストカーソル補償を必要とする。

これはオツブト遅延ラインを用いて複数の補償サンプルを供給することによって普通に達成することかできる。きわめて広い帯域の信号にとっては、遅延ラインのタップ数かあまりに多数になるので等化器の構築は経済的に適当でない。例えば従来のツィステッド電話ペア上に伝送される８　００　Ｋｂｓのデンタル信号にとって、そのインパルス応答は１００以上のパルス間隔上を簡単に伸び得る。

このようなチャネルにおける歪みを補償するのに、フィートハックパスにおけるＦＩＲフィルタはきわめて多数の遅延ラインタップを持っているので実際に使用するには経済的に妥当でないであろう。

発明の概要本発明の具体例によれば、限定帯域チャネルのポストカーソルインパルス応答は、２つの部分に分けられる。第１の部分は伝送パルスのリーディングエツジに応答する初期の急速に変化する過渡応答で、発振器のようなものである。ポストカーソルインパルス応答の第２の部分は比較的ゆっくり変化する単調な尾域で、漸近的にセロに近づく。ポストカーソルインパルス応答の最初に急速に変化する部分はＦＩＲフィルタの帯域の広さとフレキシビリティとを必要とするのに対し、ポストカーソルインパルス応答の尾域は、そのゆっくり変化するきわめて予想可能性の高い値ゆえに比較的容易にシミュレートすることができる。したかってこの尾域は、無限インパルス応答（ＩＩＲ）とか極性ゼロフィルタのようなずっと簡単で廉価なフィルタデザインで製品化することかできる。本発明ではポストカーソルインパルス応答の２つの部分は、それぞれ別のフィルタで別々に補償されることになる。一方のフィルタは、インパルス応答における最初の予想可能性の非常に小さい急速な変化を補償するもので、他方のフィルタは、もっとすっと簡単なものでインパルス応答の漸近的履域におけるゆっくりした変化を完全に補償することかできるものである。ポストカーソルインパルス応答の最初の過渡的部分は比較的少ないパルス期間にわたって伸びるものなので、この最初の過渡部分を補償するため必要な線形適用ＦＩＲ型のフィルタのタップ数も同様に比較的少ないものとなる。さらにＦＩＲ型フィルタはインパルス応答の履域を補償する必要かないので、比較的簡単な極性上口のＩＩＲ型フィルタを用いることかでき、これもまた僅かなタップ数しか持っていない。

その結果の二重のフィードバック、二重補償型の等什器は、インパルス応答全体を補償する単一のＦＩＲ型フィードバックフィルタを使う等什器よりもすっと簡単で製造費も安いものとなる。

本発明の１特徴として、インパルス応答のポストカーソル頭載は時間上のどの時点てても任意に分割可能である。したかってＦＩＲに必要なタンプ数やＦＩＲフィルタに必要なタップ数を最小限にすることによって等什器全体の設計を最小のものにすることかできる。

図面の簡単な説明本発明の完全な理解は添付の図面を参照して行われる以下の詳細な説明によって得ることかできよう。

図１はデータ信号を復元するデジタル等化を行なうデータ伝送システムの回路モデルを示す。

図２はフィードバックパスに有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを有する周知の決定フィードバック等什器（ＤＦＥ）を使った図１のデンタル伝送システムに用いる受信機の詳細な回路ダイヤグラムである。

図３は、図２の受信機回路に用いられる本発明の二重フィートバンク等什器の概略ブロックダイヤグラムである。

図４は本発明の等什器に有用な等什器を採用した等価エラ一方式の概略ブロックダイヤグラムである。

図５は、フィードバックパスにおける有限インパルス応答（ＦＩＲ）等什器部分と無限インパルス応答（ＩＩＲ）等什器部分との両者の使用を示し、かつ等イヒ器採用の等価エラ一方式を使用する図３の二重フィートバンク等化器の詳細な回路ダイヤグラム図６は図１に示す伝送システムのツィステッドワイヤペアタイプの伝送システムの典型的なインパルス応答のグラフである。

図７は、伝送ラインに呼び鈴を鳴らすブリッジタップのツィステッドワイヤペア加入者回線伝送ラインのインパルス応答のグラフである。

ここては理解を容易にするため、同一部分を示す場合は同一符号を用いている。

発明の詳細な説明不発明の具体例につき詳細に説明する前に、デジタル等価技術の背景につき多少説明することにする。例えば図１は従来のパルス振幅変調（ＰＡＭ）データ伝送システムのモデルである。

図１のデータ伝送システムは、送信機フィルタ１０、伝送パス１１、および受信機フィルタ１３からなるベースバント伝送チャネル１７を含む。ホワイトカラス雑音が加算器回路１２て信号に加えられる。伝送チャネルの受信端て、その信号はその信号のホーレートでサンプラ１４によりサンプルされる。等什器１５はヘースハント伝送チャネル１７中のシンホル相互間の妨害によって引き起こされた歪みを除去し、検知器１６はチャネル１７への入力信号の近似値を復元する。デジタル信号にとって検知器１６はデジタルパルス信号を再生するしきい値デバイス以上である必要はない。

シンポルＳ１は各時間ＩＴごとに伝送される、と仮定する。

ただし１／Ｔはシンポルのボーレートである。伝送パス１１への入力はしたがって次のＰＡＭデータ信号となる。

ただしｇ（ｔ）は送信機フィルタ１０のインパルス応答。

受信機フィルタ１３の出力は次の式で与えられる。

ただしｈ（Ｂはベースバント伝送チャネル１７、即ち送信機フィルタ１０、伝送パス１１および受信機フィルタ１３の連結されたインパルス応答である。ｎ（ｔ）はガウス統計を持つものとして典型的にモデルされており、したかってホワイトカラス雑音は加算器１２てその信号に加算されて示される。

受信機は受信した信号から時間情報を復元し、サンプリングスイッチ１４て時間ｉＴ、ｉ＝１．　２．　、　、　、　、における信号ｒ（ｔ）を同期的にサンプルするとすれば、時間ｉＴにおける対応するサンプルｒ、は次の式で示される。

たたしｈｌとｎ、は、時間ＩＴにおける対応する継続的時間の波形のサンプルである。図１に示されるようにこの信号は等什器１５に印加され、そこで補償された信号（ｘｌ）を復元し、次いて検知器１６に印加される。検知器１６はデジタル出力信号Ｉｓ　’　１１を再生するためのしきい値を設定するか、それは伝送された信号ｓ１の予測値［ｅｓｔｉｍａｔｅ］である。

決定フィードバック等化器（ＤＦＥ）を装備した従来型受信機のブロックダイヤグラムが図２に示されている。図２の受信機は、受信信号からインパルス応答のいわゆる「プリカーソル」サンプルを除去するように設計されている線形トランスバーサルフィルタ２０を有する。図１の検知器１６と同様の検知器２２は、出力パルスを作るしきい値デバイスである。検知器２２を経たフィードバックパスは周知アーキテクチャの有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ３０を有する。

複数の遅延線セグメント２３．２４．、、．２５はタップ付遅延線を形成する。

セグメント２３〜２５の各々は伝送されたパルス列のインターシンホル期間に等しい遅延を持っている。遅延線２３〜２５中の各タップには乗算器２６．２７．、、．２８か１つづつある。乗算器２６〜２８の各々は、遅延線２３〜２５の接続タップに現れる信号に対して異なる制御自在な乗算因子または乗算係数を与えるため個々に制御可能にされている。加算回路２９は乗算器２６〜２８の出力を加算し、その合計を減算回路２１に与える。

乗算器２６〜２８の乗算係数は勿論、伝送チャネル１７のインパルス応答により引き起こされる人力信号のインターシンボル妨害（ＩＳＩ）　［１ｎｔｅｒｓｙｌｏｂｏｌ　１ｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ］５′ｉ、分を正確にキャンセルする減算器２１に信号を供給するため、選択される。典型的には乗算器２６〜２８の係数値は検知器２２て発生するエラー信号によって制御される。この係数値は、周知の等什器適用技術に従いエラー信号をセロにするように調整される。　概説するとフィードバンクフィルタ３−０の目的は、伝送チャネルに起因する歪みをシミュレートし、この歪みを、入ってくる信号から減算するためのもので、それによって最初に伝送された信号を復元するためである。タップ付遅延線２６〜２８はインパルス応答期間ｒ中に発生する各パルス期間のための出力を供給する。乗算器２６〜２８の乗算係数は、インパルス応答により引き起こぎれるパルス時間における歪みを正確に補償する各パルス期間において補償信号を供給するように調整される。周知のようにかかるトランスバーサルフィルタアーキテクチャは、全体のインパルス応答をスパンするのに十分なタンプか存在し、また乗算係倣値かエラーファンクションによって正しく採用されている限り、とんなインパルス応答ファンクションもシミュレートすることかできる。普通、かかる係数値は、等什器か既知のデジタルパルスストリームによって動かされるトレイニングセッションの間に採択される。さらに受信された信号は通常、全ての計算工程（加算、減算、乗算）をデンタル回路で行うことかできるようにデンタルにコート化した値に変換される。図２の回路素子の全ては等什器に関し周知の技術であるから、これ以上記述しない。

もし図２の受信機への時間ｉＴにおけるサンプル入力か図１に関して述へたようにｒｌなら、ＤＦＥの出力は予測された伝送シンボル（Ｓ“１）である。ここでＤＦＥは、フィードバックループか後から来る変換関数Ｅ（ｚ）を有する標準のインライン線形トランスバーサルフィルタ２０またはタップ付遅延線で構成される。

フィードバックパスは、変換関数Ｂ（ｚ）を持つ有限長さくＦＩＲ）のトランスバーサルフィルタ３０て構成され、フィートフォーワードパスはしきい値検知器２２である。予測された伝送シンボル（ｓ　’　、１はトランスバーサルフィルタ３０への入力であり、トランスバーサルフィルタ３０の出力ｙ１は、トランスバーサルフィルタ２０の出力から減算される。上記したようにＦＩＲトランスバーサルフィルタ３０はタップ付遅延線を形成する遅延線セクション２３．２４．、、、．２５を構成する。各タップて乗算器（２６，２７，、、、，２８）はそのタップにおける遅延信号に対する制御ケインＶ１を提供する。その結果の補償信号は加算回路２９中に合計され、その合計値ｙ、は減算器２１中の入力信号から減算される。らしタンプの正しい数か与えられ、増幅器２６〜２８のケイン力・正しく調整されたら、システム入力信号の近似値を歪んで受信した信号から復元することかできる。本発明は、非常に多数のパルス時間に亙って存在するハイレヘルのインターシンボル妨害かある中でデンタル信号を復元することかできるように、図２に示したタイプの決定フィードバック等什器を改良した設計のものを含む。

本発明につきよりよく理解するには、ｒ、を次の成分に分解するのか有益である。すなわちたたしｓ　：ｈ、は所望の成分、右辺中、中央の２つの項はインターシンボル妨害（ＩＳＪ）　、右辺の最後の項はノイズ信号である。右辺の第２項は、所望の信号サンプリング時間に先行する妨害成分を表すものであるから「ブリカーソルｌ５ＩＪと呼ばれる。右辺の第３項は、所望の信号サンプル時間に続く妨害成分を表すから［ポストカーソルｌ５ＩＪと呼ばれる。「カーソル」（ｊ＝ｏ）は勿論、所望のデジタル信号Ｓ１を検知する最適サンブリンク時間スロットである。

ブリカーソルＩＳＩはｊ＜Ｑにつきインパルス応答サンプルｈ１により引き起こされ、ポストカーソルＩＳＩはｊ＞０につきり、に引き起こされることに圧意せよ。ブリカーソルＩＳＩはインパルス応答の最初の有限ライズ時間［ｔｈｅ　１ｎｉｔｉａｌ　ｆｉｎｉｔｅ　ｒｉｓｅ　ｔｉＩｏｅ］によって引き起こされる。

したかってインターシンボル妨害のこの部分は最適サンプリンク時間（ブリカーソル）に先行し、別の部分が最適サンブリンク時間（ポストカーソル）に続くことになる。分析の目的からして、ＭとＮは有限なこと、すなわちインパルス応答（ｈｌ）は伝送信号のリカバーを可能にするため、ある有限な期間を持つ、と仮定される。もしタップＭとＮの数が有意義なマグニチュードのインパルス応答全部をカバーするに十分なほと大きいのであれば、これは合理的な仮定である。図２の等什器の目的は勿論、ＩＳＩ全部を除去すること、そしてそれによって伝送されたシンボルをｒ、から引くことである。

最初にＭ＝Ｏと仮定する、すなわちブリカーソルＩＳＩはないものと仮定し、またフィルタ２０の変換関数は単なる定数ケイン１　／’　ｈ　ｏであると仮定する。すると等式（４）からのフィルタ２０の出力は次の式で与えられる。

したかって、ヘースハントチャネル１７、サンプラ１４および乗算器２０　（１／ｈ３）のサンプルされたインパルス応答はｆＶｉｌ、ｊ−Ｏ，１，、、、、Ｎ　ただしｖｏ＝１図２の受信機はシンボルｓ１を検知しようと試みているものとする。ｊ＝１１，４．Ｎにつきシンボル５８−１か正しく検知されたと仮定すると、１≦ｊ≦Ｎにつき（ｓ　’　、、ｌ　＝　ｓ　ニー、、フィルタ３０の乗算器２６〜２８の係数はＶ（、、、、、ＶＮとなる。そこで時間ｔ＝ｉＴにおけるトランスバーサルフィルタ３０の出力は次の式で与えられ、した力・って検知器２２の入力は次の式で与えられる。

正しい係数を有するフィートハックフィルタ３０はした力・ってポストカーソルＩＳＩを除去することかできる。実際にはインパルス応答係数Ｖ１．．．．．ＶＮは最初は不知で、乗算器２６〜２８のフィードバックフィルタ３０のタップにおける係数は、５Ｅａｙｋｉｎ、　Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ、　Ｎｅｗ　Ｙｏｒｋ　Ｃ１ｔｙ、　１９８６の適応可能フィルタ理論：Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｆｉｌｔｅｒ　Ｔｈｅｏｒｙ：、２１６〜２１７頁に記載の最小二乗平均（ＬＭＳ）アルゴリズムのようなエラー駆除適応メカニズムて典型的にダイナミックに変えられ（適応され）る。

ブリカーソルＩＳＩと関係付けられているデータシンボル５１−１はまだ時間ＩＴで検知されていないので、フィードバックフィルタ３０はブリカーソルＩＳＩを消去するためには使用できない。

しかしブリカーソルＩＳＩはフィルタ２０によって消去できる（入力ノイズｎ、を増幅することによって〕。この場合にはフィルタ２０の変換関数Ｅ（ｚ）は、送信機フィルタ１０、チャネル１１、受信機フィルタ１３およびフィルタ２０の結合されたサンプルインパルス応答か次に与えられるように選択される。

ただし最初のセロの数は出て来た群の遅延をスパンする。すなわちプリカーソルサンプルは各々セロに縮小される。サンプル配列（８）中の「１」はカーソル、すなわち所望のデジタル信号サンプル（ｊ＝０）に対応する。このようなブリカーソルを補償するトランスバーサルフィルタの設計や構造については周知なのでこれ以上説明しない。こうしたブリカーソル補償か与えられれば、全て周知の従来技術によってフィートハックフィルタ３０はＶｌ、、、、、ＶＮに基つく剰余のポストカーソルＩＳＩを消去するのに使用することかできる。通常の電話加入者回線チャネルおよび例えば８００　ｋｂｐｓのような相当高速な伝送速度にとって、ブリカーソル補償工は遅延線タップか５以下のトランスバーサルフィルタ２０を使用することによって適当に縮小することかできる。

図２の決定フィートバンク等化器アーキテクチャを用いることによる主たる利点は、従来のインライン線形等化器と比較した場合、ノイズの増大を減少することかできることである。特にポストカーソルＩＳＩは、検知器２２への入力時にノイズ変化を及ぼすことなく決定フィードバック等化器によって完全にキャンセル（理論上）し得る。図２のＤＦＥの考え得る１欠点は、いわゆる「誤り伝播」である。つまりシンボルＳ１検知時にあるエラーをした場合、この誤ったシンボルｆｓ’、ｌはフィルタ３０の入力にフィードバックされ、エラーは将来的なタップ係数調整中に「伝播」するので、エラーバーストを引き起こすおそれかある。

しかし、低い誤り率、例えば１０−５オーダーくらいてあれば、このような誤り伝播は図２のＤＦＥ動作において僅かな品質低下にしかならない。したかつて図２に示したタイプの決定フィードバックフィルタは、電話ツィステッドペアのような厳しいＩＳＩかあるチャネルに使用すればよいとされている。

図６には電話ツィステッドペアのような伝送チャネルにおける典型的なインパルス応答か示されている。図６にみるようにインパルス応答は、最初の高い振幅の過渡域７０、続く上口以下にまでなる急激な減少域７１、さらに続く漸近的にセロに近づく長く緩やかに減少する履域７２、から成る。サンプリンク間隔数、ひいては線形ＦＩＩｌｉ等化器に必要とされるタップ数は、図６のＸ座標に示される。全てのポストカーソルＩＳＩをキャンセルするのに必要とされるトランスバーサルフィルタ３０におけるタップ数はＮてあって、所望の信号サンプリング時間７０に続いて関連インパルス応答数をサンプルする（「ポストカーソル」と呼ばれる）。したかってタップ数はそのシンボルレートで直線的に増加する。特にポストカーソルは、時間ｔ＝ｉＴ、＋＝１．　２．、、、、Ｎのときの図６の継続的インパルス応答ｈ（ｔ）のサンプルである。ただし１／Ｔはシンボルレートて、ｔ＞Ｎ丁の吉きｈ（ｔ）＝０とする。シンボルレートか２／Ｔと２倍になったら、ＴはＴ／２で置き換えられ、ポストカーソルは、時間ｔ＝ｉＴ／２．ｉ＝１．２．．．、．２Ｎのときｈ（ｔ）のサンプルとなる。これらを−膜化すると、ｔ＞ｒのときインパルス応答ｈ（ｔ）＝０とすれば、情報速度はＲビット／秒、そしてＬレヘル／シンホルを有するあのパルス振幅変ｍ　（ＰＡＭ）か使用される。この場合のシンボルレートはＲ／　（Ｌｏｇｚ　Ｌ　）、ポストカー例えば２進信号か８００　ｋｂｐｓて２４ケージのツィステッドペア線１２キロフイートを伝送されたとすれば、インパルス応答時間は通常１５０μ秒で、完全にポストカーソルＩＳＩをキャンセルするために必要な図２のＤＦＥ中のタップ数は、約１２０である。図６はこのインパルス応答のグラフである。このようなタップ数をもつ決定フィードバックＦＩＲフィルタを装備するのは経費か比較的高価になる。このような大きなタップ数を必要とせず、したかって比較的廉価な構造の決定フィードバック等化器を提供することか本発明の目的である。

本発明の原理によれば、時間ｔ。て始まるインパルス応答の履域は、両方の極性とゼロをもち、比較的少ないタップ数をもつ簡単なフィルタのインパルス応答としては正確なものが得られる。したかって、従来の有限インパルス応答（ＦＩＲ）　トランスバーサルフィルタに代えて無限インパルス応答（ＩＩＲ）　トランスバーサルフィルタを用いることかでき、このためインパルス応答の履域をキャンセルするのに必要なタップ数を極端に減少させることかできる。図６のインパルス応答の履域は、１゜に続く部分てあり、すなわちｔ＞ｔｏのときのｈ（ｔ）である。

この履域は１極または２極のＩＩＲフィルタのインパルス応答として正確に合成することかできる。したがって本発明によれば、図３に示されたような二重決定フィードバック等化器か全インパルス応答を合成しキャンセルするのに使用することかできる。

より具体的には、図３に示されるように、１＜１０のときｈ（ｔ）のサンプルを合成する１＜１゜でサンプルされたインパルス応答に等しいタップ値の２極フイルタのＦＩＲフィルタをカスケードすることはポストカーソル全部のインパルス応答を合成することを可能にする。

本発明によれば、加入者回線のインパルス応答は、適応２極ＩＩＲフイルタと適応ＦＩＲフィルタとを結合することによって正確にモデルすることかできる。これはかかるイノパルス応答の漸近的動作（ｔか大きくなるにつれての）かチャネルに伝送された信号の変圧器カップリングにより決定される低周波数のチャネル応答によって普通決まる。この低周波数動作は十分に理解されているもので全てのライステント線チャネルにきわめて類似し、したかってまた容易に予想できる形状をしている。部分的にはブリッジタップのようなものに起因するある種の加入者回線チャネルの複雑な高周波数動作は、予想性かずっと小さく、通常ただポストカーソルインパルス応答の最初の部分たけに影響する。本発明によればさらに、この最初の高周波数動作は、短期間インパルス応答のずっと大きな帯域をモデルするＦＩＲフノルタによって好都合にモデルされる。

変換関数α／（１−ｂ、ｚ−１−ｂ２ｚ−’）をもつ２極ＩＩＲフＩルタは、たった３つのタンプしか必要吉しない。したかってチャネルインパルス応答のポストカーソル全部を合成するのに必要とされるタップ数はＦＩＲフィルタのタップ数プラス３である。ＦＩＲフィルタによってスパンされるインパルス応答の関数はｆ＝ｔｏ／ｒである。ただしｒはインパルス応答の全時間。したかってポストカーソルＩＳＩをキャンセルするためＤＦＥに必要なタップ数は、図２の従来ＤＦＥアーキテクチャと比較した場合、Ｎか太きな値のときの関数（ｆＮ＋３）／Ｎ＝　ｆによって減少させることかできる。

図３は、上記した構成の二重フィートバンク決定フィートバンク等化器の一般的なブロックダイヤグラムである。図３において、プリカーソルをチャンセルする線形トランスバーサルフィルタ３８は、２つの加入者回線３１．３２のカスケード、そしてしきい値検知器３３に接続されている。検知器３３を経た二重フィートバンクパスとして、出力が加入者回線３１に印加される適用性線形有限インパルス応答フィルタ３７からなる第１フイードバツクパスかある。第２フイードバツクパスとしては、出力か加入者回線３２に印加される適用性無限インパルス応答フィルタ３６かある。遅延回路３５は、ＦＩＲフィルタ３７上のタップ数より１だけ多いパルス時間数フィルタ３６に検知器３３の出力を印加することを遅らせる。加入者回線３４はしきい値検知器３３の入力と出力を比較することによってエラー信号を引き出す。このエラー信号はフィルタ３６と３７のタップで、係数値をドライブするのに使用される。

図３において、Ａ（ｚ）はＦ［フィルタ３７の変換関数、Ｃ（ｚ）−α／Ｅ１． −Ｂ（ｚ）ｌは２極フイルタ３６の変換関数である。実際にはチャネルのインパルス応答は最初知られていないので、ポストカーソルＩＳＩをキャンセルするＡ（ｘ）とＣ（ｚ）の係数を適用するため適用できるアルボ＋）ズムか必要である。これは、平均二乗誤差（ＭＳＥ）　Ｅ　（ｅ　＊’）を最小にするフィルタの係数を選択することによって普通に達成される。ここてＥは期待値、ｅ、は図３に示されたニラ−信号である。Ｅ（ｅ、”）の最小値は、結合されたフィードバックフィルタ３６と３７（この場合はＡ（２）とＣ（ｚ　））のインパルス応答かチャネルポストカーソルインパルス応答に正確に合致したときに生ずることがわ乃・る。

一般に平均二乗誤差はたくさんのローカルな最適条件を含んでいる。したがって標準的な適用可能のアルゴリズムをそのまま適用するときは、ポストカーソルのＩＳＩが完全にキャンセルされない次善の解決法となる。さらにもしＩＩＲフィルタ３６か直接的形で装備されているとすれば、適用できるアルゴリズムはフィルタ３６の変換関数Ｃ（ｚ）か安定するように適用されなければならない。この後者の問題はフィルタ３６中のＢ（ｚ）という２つのタップ値に、その極性がユニットサークル内に存在することを保証するよう単に条件を強制することによって簡単に解決することかできる。別の解決法は、フィルタ３６にとって代わる少し複雑なフィルタ構造だか安定性は容易に維持てきるフィルタを使用することである。ローカルな最適条件問題はＩＩＲ適用の「方程式エラー」方式と呼ばれる。

図４は、Ｌ、Ｌｊｕｎｇ、　Ｔ、５ｏｄｅｒｓｔｒｏｎ、　ＭＩＴ　Ｐｒｅｓｓ、　Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ、　Ｍａｓｓａｃｈｕｓｅｔｔｓ、の１９８３年のＴｈｅｏｒｙ　ａｎｄ　Ｐｒａｃｔｉｃｅ　ｏｆ　ＲｅｃｕｒｓｉｖｅＩｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎｉ１２〜１４頁に記載の「方程式エラー」方式に基づく係数適用技術を示す。この方程式エラ一方式をエコー取消；こ適用した・ものか、Ｒ，Ｄ、Ｇｉｔｌｉｎ、　Ｊ、Ｓ、Ｔｂｏｍｐｓｏｎの１９７６年６月のＰｒｏｃａｅｄｉｎｇ　ｏｆ　ｔｈｅＩＣＣ第１４８２〜１４８６頁にｒＡ　Ｎｅｗ　５ｔｒｕｃｔｕｒｅ　ｆｏｒ　Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｅｃｈｏ　Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ」として、またＧ、　Ｌｏｎｇ、Ｄ、Ｓｂｗｅｄ、Ｄ、　Ｆａｌｃｏｎｅｒの１９８７年７月のＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎＣｉｒｃｕｉｔｓ　ａｎｄ　Ｓｙｓｔｅｍｓ第３４巻第７号にｒＳｔｕｄｙ　ｏｆ　ａ　Ｐｏ１ｅ−ＺｅｒｃＡｄａｐｔｉｖｅ　Ｅｃｈｏ　Ｃａｎｃｅｌｅｒｊとして示されている□図４において、ンミュレートされるシステムは未知のシステム４０として設定されている。エラー信号ｅｋは減算回路４２て引き出される２つのトランスバーサルフィルタ４１と４３とのヨ刀の差で、一方（４３）は未知のシステム４０の入力に接続され、他方（４１）は未知のシステム４０の出力に接続されている。フィルタ４３は変換関数Ａ　（ｚ）を持ち、フィルタ４１は変換関数（１−Ｂ（ｚ））を持っている。とすればエラーｅｋのＺ変形は次の式で表される。

ただしＨ（ｚ）は未知システム４０のＺ変形、５（ｚ）は人力信号Ｓ、のＺ変形てあり、Ａ（ｚ）（フィルタ４３）およびＢ　（ｚ　）（フィルタ４１）は有限長さのトランスバーサルフィルタに対応する有理多項式と仮定される。Ｈ（ｚ）がＺの有理関数とすると、ただしθ（ｚ）とＷ（ｚ　）は有理多項式。そして式（９）から、ちしＡ　（ｚ）　＝　ｅＫｚ）　ａｎｄ　Ｂ　（ｚ）　＝９（Ｚ＞　（１１）なら、エラーｅ５はセロである。Ｈ（ｚ）を同定するためにＨ（ｚ）は最初未知であると仮定すると、フィルタ４３と４１の係数はθ（２）と’！ｒ（ｚ）の係数に各々収束するように適用されなければならない。フィルタ４３のオーダー（係数の数、ひいては夕。

プの数）は少なくともθ（２）のオーダーと同し大きさで、フィルタ４１のオーダーは少なくともＷ（ｚ）のオーダーと同じ大きさであると仮定する。するとノイズかないときて入力配列Ｓ５上のある僅かな制約があるときは、もしフィルタ４１と４３の夕ｙブか「方程式エラー」ｅ１′を最小にするグランエンドアルゴリスムを適用するならＡ　（ｚ　）　−ＥＢ　（ｚ　）］はθ（ｚ　）　−ＥＷ　（ｚ　）ｌ：に収束する。この場合Ｃ，′はローカル多項式かないようにＡ（ｚ）とＢ（ｚ）の係数の二次関数である。

本発明はさらに、図５で係数適用の方程式エラ一方式を用いた二重フィートバック決定フィートハック等化器を示している。

この決定フィードバック等化器はブリカーソルインライン適用可能なトランスバーサルフィルタ６０と、それに続（２つの減算器６１．６２のカスケードとを有する。減算器６２の出刃は、出力か線形ＦＩＲフィルタ部８３に印加されるしきい値検知器６３の入力側に印加される。次にフノルタ部８３の出力は減算器６１に印加される。フィルタ部８３は、乗算器７７．７８１．７９をタップに持つタップ付遅延線７１〜７３からなる。加算器８１は乗算器７７〜７９の出力を合計し、その和を減算器６１に印加する。

ＩＩＲフィルタ部９０は遅延部７４を介して遅延線７１〜７４の出力に接続されている。ＩＩＲフィルタ部９０は乗算因子αを有する乗算器７５と、遅延部８５．８６Ｄ・らなる２部の遅延線とを有する。タップ乗算器８７．８８は、出力が減算回路７６に印加されている８口算器８９も補償信号を供給する。減算回路７６へのもう一つの入力は乗算器７５の出力である。減算回路７６の出力の交換式はα／（１−Ｂ（ｚ乃で、これは次に減算器６２に印加される。

フィルタ部内の乗算器をドライブするのにエラー信号ｙ１（図３）を使うのではなく、ニラ−信号ｙ、は、遅延線６５．６６、乗算器６７．６８．６９、および加算回路７０を有するタンプ付遅延線からなるトランスバーサルフィルタ部８０に印加される。加算回路７０の出力は、減算回路８２の１人力に印加され、もう一つの入力は乗算器７５の出力からくるようにされる。減算器８２の出力はトランスバーサルフィルタ８０．８３のタップ係数を動かす実際のエラー信号である。フィルタ９０内の乗算器８７．８８の係数はフィルタ８０内の乗算器６７．６８の係数と間−であるから、これらの値は一度だけ計算されれば足り、両方のフィルタ部８０．９０に適用される点に注意されたい。

これまでのＦＡ造に、関する記述から、Ｆ［トランスバーサルフィルタ８３の変換関数はオーダーｎの、Ａ（ｚ）て、再帰ＩＩ［フィルタ９Ｏｆ７）変換関数はＣ（ｚ）−α／「ｌ　Ｂ（ｚ）Ｊであることか分かるっブリカーソルフィルタ６０（Ｅ（ｚ））はプリカーソルＩＳＩを完全に削除し、残ったポストカーソルインパルス応答は、図３で述へたようにＶ（、、、、、ＶＮであると仮定する。普通、フィルタ８３内の係数Ａ（ｚ）は図５に示されたエラー信号ｙ１を最小にするように適用される。しかし図５では、エラー信号ｅ。

か代わりに用いられる。これはｙｌか、適用可能なアルゴリズム中に追加されたノイズ成分として作用する残りのポストカーソルＩＳＩを含んでいるためである。このノイズ源は図５のアーキテクチャでは除去されている。

ｎ　＜　Ｎのとき時間１におけるフィルタ８３内の係数Ａ　（ｚ）かａ、（ｉ）、、、、、ａ、（ｉ）で、最小平均二乗アルゴリズムが使われるなら、ａｋ（ｉ　＋１）　＝　ａｋ（ｉ）　＋　ｐｓ６−ｋｅ７　（１２）ただしβは適用ステップサイズである。もしエラーｅ１か適用可能なアルゴリズムによってゼロにされるなら、ａ　、−Ｖ　ｂ、ｋ−１，、、、、ｎである、ということは明白である。それなら図５から、４“””　（１３）である。もし９、かノイズ配列ｎ１に応答したプリカーソルフィルタ６０の出力のノイズ量であるなら、残りのポストカーソルＩＳＩプラスノイズは右辺の第１項で与えられた残りのポストカーソルＩＳＩは２極フイルタ９０てキャンセルされる。

２極フイルタ９０のタップは方程式エラ一方式で、チャネルインパルス応答の履域により残りのポストカーソルＩＳＩをキャンセルするのに適用することかできる。ノイズｎ１＝０とし、チャネルインパルス応答の履域は全極とし、そしてフィルタ部８０は十分に大きい（つまりチャネル変換関数のオーダーと等しいか、それより大きい）とすると、図５のエラー信号ｅ、はα値およびフィルタ部８０の係数値を適用することによってセロにされる。特にもし最小二乗平均アルゴリズムが用いられるときは、 ’；’（’　＋１）　＝　”（’）　”　ｌ”；−ｎ−１ｅｉ　（１５ａ　）と、ｂｋ（１＋１）＝ｂｈ（１）”脚１−ｋｅｉ　’　（１５ｂ）ただし１はタイムインデックス、βはステップサイズ、ｂｋはフィルタ部８０のに＠目の係数である。勿論ノイズかあるときは、エラー０１はβに依存する残余変数と入力・ノイズ特性をもつことになろう。

したかって式１３における残りのポストカーソルＩＳＩは、変換関数ｚ−”−’ α／［１−Ｂ（ｚ）］と人力配列（Ｓ、）てｘｌからフィルタの出力を減算することによってキャンセルすることかてきる。ここてαは適用される方程式（１５ａ）　、Ｂ（ｚ）の係数はフィルタ８０の係数のコピーである。これは図５に示された構成そのものであって、エラー信号ｅ、は、式（１２）および（１５）に従いフィルタ８３の係数およびフィルタ９０の係数双方を適用するのに使われている。ｅ、−０のとき、フィルタ８３と９０の結合したインパルス応答はチャネルポストカーソルインパルス応答に正確に一致する。フィルタ８３と９０の変数部分は同一なので、１個の物理上のフィルタへの入力およびそれからの対応する出力をマルチプレツクスすることによって双方とも実現することかできる点に留意されたい。

図５のフィルタ６０をコンスタントケインで置き換え得るように、もしプリカーソルＩＳＩを無視できるなら、フィルタ８３の係数はサンプルされたチャネルインパルス応答の第１のｎ係数に一致する。この場合、図５のＤＦＥ構造はＰ、　Ｍ、　Ｃｒｅｓｐｏによる本願と同日付提出の本願出願人に譲渡された同時係属の特許出願（特許出願番号　未定〕中に記載のタイミングリカバリースキームと容易に組み合わせることかできる。このタイミングリカバリースキームは受信した信号の最適サンプリング相を決定するためチャネルインパルス応答に関する見積りに依存するものである。例えば現在性われている１　６０ｋｂｐｓというｌ５ＤＮ標準のようなツィステッドペアに中級のデータ転送速度で伝送するには、ブリカーソルＩＳＩは通常無視することかできるのであって、上記の組合せか可能である。

ノイズや有限精度効果かないときは、図５の構造は全てのポストカーソルＩＳＩを完全にキャンセルすることかできる。勿論ノイズか一旦チャネルに追加されたら、ニラ−伝播か潜在的な問題となる。しかし図５のｌｌｌ１ｉフイードバツクフイルタ９０のインパルス応答かポストカーソルインパルス応答全部をキャンセルする従来のＦＩＲフィルタのそれと大体同しであるなら、ノイズ存在下における面構造の動作はおおよそ同じである（有限精度効果を無視）。

図３および図５に示された二重フィードバック等化器構造の収束はアナログＦＩＲ構造の収束より遅いかもしれない。しかしもしチャネルか典型的な加入者回線チャネルのように時間的に不変あるいはきわめて遅くしか変化しないものなら、この比較的遅い収束は殆と影響ない。もし収束速度か問題となるなら、最小二乗のようなこれに代わって適用可能なアルゴリズム、または前述Ｂａｙｋｉｎの書類に記載のラティスアルゴリズムかＩＩＲフィルタ９０の収束をスピードアップするのに使用できる。特に通常の加入者回線のインパルス応答の履域は単に２極で正確にモデルされるので、比較的少ししか複雑にしな（てもＬＭＳアルゴリズムに対する高速の最小二乗アルゴリズムを使用してフィルタ８０を適用することができる。さらにフィルタ８０のために二段ラティス構造を使用すれば（直接的装備に比較してわずかながら複雑になるか）　、Ｈａｙｋｉｎ書類中に記書類上うにフィルタ安定性に関する非常に簡単な測定を行うことになる。　５０のタップのもので、従来の決定フィードバック等化器か１極の図５の等化器より約１５ｄＢ悪いことが分かった。図６のインパルス応答にとって、２極のフィードバックフィルタの動作は１極のものより改良されてはいない。しかし発振器的動作をする加入者回線インパルス応答の場合にはそうではない。図７はそのようなインパルス応答について示している。もしＦＩＲフィルタ８３か図７の時間ｔ。まてインパルス応答の最初の２半サイクルをスパンするに十分なタップ数を持っているなら、インパルス応答における１゜の右側に消滅してゆくシヌソイトか２極の ■ＩＲフィルタでンミュレートすることかできる。もちろんｔ。の位！は、タップ全体の数を最小に下るように、ひいては決定フィードバック等化器の全体的複雑さを最小にするように選択することができる。

なお、当業者か本発明につき上記のほか種々の実施例を考え出すことかできるであろうことは言うまでもない。

ＦＩＧ、　１データ伝送システム決定フィートバンク等価器（ＤＦＥ）ＦＩＧ、　３二重フィードバック等伝器等偏エラ一方式％式％等価エラー二重フッ−トノ・ツク等価基０　２０　４０　６０　！１０　１００　１２０　１４０　１６０国際調査報告

Claims

【特許請求の範囲】

１．所望のパルス信号に先行するインターシンボル妨害を補償するプリカーソル補償回路と、上記所望のパルス信号の後からくるインターシンボル妨害を補償するポストカーソル補償回路と、高い帯域に適応性のフィルタ手段および実質的に低い帯域に適応性のフィルタ手段とを有する決定フィードバック等化器からなるポストカーソル補償回路と、を特徴とするパルス伝送システム用適応性等化器。
２．プリカーソル補償回路が、線形トランスバーサルフィルタである請求項１の適応性等化器。
３．高い帯域適応性のフィルタが、線形トランスバーサルフィルタである請求項１の適応性等化器。
４．実質的に低い帯域適応性のフィルタが、極性ゼロのトランスバーサルフィルタである請求項１の適応性等化器。
５．上記線形トランスバーサルフィルタが、有限のインパルス応答フィルタである請求項３の適応性等化器。
６．極性ゼロのトランスバーサルフィルタが、減算器と直列に接続された乗算器からなる請求項４の適応性等化器であって、上記減算器の出力が［１−Ｂ（ｚ）］により与えられた変換関数を持つ回路を介して同減算器の別の入力に印加されている請求項４の適応性等化器。
７．方程式エラーアルゴリズムを使う決定フィードバック等化器を制御する適応性回路をさらに有する請求項６の適応性等化器。
８．適応性回路が、上記線形トランスバーサルフィルタと同じタップ係数を有する第２有限インパルス応答を有する請求項７の適応性等化器。
９．有限インパルス応答フィルタを有する第１フィードバックパスと、無限インパルス応答フィルタを有する第２フィードバックパスと、からなる決定フィードバック回路を有する適応性等化器。
１０．フィルタのタップを調整する方程式エラー調整回路を備えた請求項９の適応性等化器。
１１．有限のインパルス応答フィルタが、オーダ−ｎ（ｎは接続された伝送のインパルス応答中の好ましいサンプリング時間と、このインパルス応答の漸近曲線尾部の開始点との間のパルス期間数）のタップ線形トランスバーサルフィルタである請求項９の適応性等化器。
１２．上記無限のインパルス応答フィルタが、３極以下の極性ゼロトランスバーサルフィルタである請求項９の適応性エコライザ。
１３．直列に接続された、プリカーソル等化回路、１対の信号減算器、およびしきい値検知器と、有限インパルス応答トランスバーサルフィルタをなす上記しきい値検知器の出力から上記減算器の第１番目のものへとつながる第１フィードバックパスと、無限インパルス応答トランスバーサルフィルタをなす上記しきい値検知器の出力から上記減算器の第２番目のものへとつながる第２フィードバックパスと、を有するツイステッドペア加入者回線伝送システム用デジタル受信機。
１４．トランスバーサルフィルタ上のタップを調整するためにエラー信号を作り出す方程式エラー判断回路をさらに有する請求項１３のデジタル受信機。
１５．有限インパルス応答トランスバーサルフィルタが、伝送システムのためのインパルス応答の最大値時間と該伝送システムの遅延時間との間のパルス期間数にほぼ等しいタッブ数を有するタップ線形全ゼロトランスバーサルフィルタである請求項１３のデジタル受信機。
１６．無限インパルス応答トランスバーサルフィルタが、４つ以上のタップを持たないタップ付極性ゼロのトランスバーサルフィルタである請求項１３のデジタル受信機。