JP5542179B2

JP5542179B2 - 連続時間判定帰還型等化器

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Publication number: JP5542179B2
Application number: JP2012160172A
Authority: JP
Inventors: ジェンキンス・フィリップ; リュー・キャシー・イエ; マーレット・マーク・ジェイ．; クエン・ジェフ
Original assignee: LSI Logic Corp
Current assignee: LSI Corp
Priority date: 2012-07-19
Filing date: 2012-07-19
Publication date: 2014-07-09
Anticipated expiration: 2027-10-03
Also published as: JP2012231528A

Description

本発明は、一般に、判定帰還型等化器の分野に関し、特に、伝送中に歪んだ電気信号を再構築するための連続時間判定帰還型等化器に関する。

判定帰還型等化器（ＤＦＥ）は、通信路での伝送中に歪んだ電気信号を再構築するために用いられる。イコライザの極および振幅（swing）の設定は、歪みの影響を打ち消して元々伝送された信号をレシーバで再現するように、（プログラマブルレジスタ設定または連続的なアナログ設定によって）調節される。

ＤＦＥの設定は、手動で設定されるか、または、極設定を固定して設定され、振幅の設定は、周知のアルゴリズムを用いて経時的に最適に適応される。ＤＦＥの振幅設定には、２００５年４月２１日出願の米国特許出願公開第２００６／０２３９３４１号に開示されたような、より最近の方法が用いられている。この文書は、引用により全体が本明細書に組み込まれる。他の方法は、１）設定のすべての可能な組み合わせを調べる工程と、２）ビットエラー率など、性能の指標値を測定する工程と、３）性能の指標値を最適化するように振幅および極を設定する工程と、を備えてよい。これらの工程は、起動時に一回実行されてもよいし、経時的な変化を追跡するために定期的に繰り返されてもよい。

本開示は、信号歪みを低減するための装置および方法に関する。

その装置は、フィルタリング済フィードバック信号を入力から減算するよう適合された加算器と、前記加算器からの出力を受信するよう適合されたシンボル判定装置と、前記シンボル判定装置からの出力をフィルタリングし、前記フィルタリング済フィードバック信号を前記加算器に送信するよう適合され、振幅を調整可能な増幅器および極を調整可能なフィルタを備えるフィードバックフィルタと、最小平均二乗誤差基準に基づいて、極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムと、を備える。前記加算器、前記シンボル判定装置、および、前記フィードバックフィルタは、伝送中に歪んだ電気信号を再構築するために用いられるフィードバック回路を形成する。

信号歪みを低減するための方法は、フィードバック信号判定を送信する工程と、最小平均二乗誤差基準に基づいて極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムを用いて、前記フィードバック信号判定をフィルタリングし、フィルタリング済フィードバック信号を生成する工程と、入力信号から前記フィルタリング済フィードバック信号を減算して、より歪みの少ない正味の信号を生成する工程とを備える。

上記の概要および以下の詳細な説明は共に例示に過ぎないことを理解されたい。本明細書に組み込まれその一部を構成する添付の図面は、例を図示するものであり、概要と共に本開示の原理を説明する。

連続時間判定帰還型等化器（ＣＴ−ＤＦＥ）を示すブロック図。別個の極および振幅の設定をそれぞれ有する第１のフィードバックフィルタおよび第２のフィードバックフィルタを利用するＣＴ−ＤＦＥを示すブロック図。パルス応答における代表的なポストカーソル・シンボル間干渉（ＩＳＩ）の振幅を示すグラフ。ＣＴ−ＤＦＥおよびデジタル（離散時間）ＤＦＥ応答を図３Ａに示たポストカーソルのテールと比較したグラフ。 Δｄ１、Δｄ２と、Δ振幅設定、Δ極設定との間の１：１マッピンの表を示す説明図。図４Ａの表に示したように、タップｄ１およびｄ２における信号に対応する時間の理想的なＣＴ−ＤＦＥ応答に向かって適応するケースを示すグラフ。中央に基づく等化を示すブロック図。エッジに基づく等化を示すブロック図。

図１および図２に、連続時間判定帰還型等化器（ＣＴ−ＤＦＥ）１００のブロック図を示す。

ＣＴ−ＤＦＥ１００は、振幅および極の両方の設定を同時に適応させるアルゴリズムを用いて、原信号を最適に再現する。ＣＴ−ＤＦＥ１００は、振幅設定および／または極設定の手動設定を必要としない。さらに、ＣＴ−ＤＦＥ１００は、設定がすべてのアプリケーション動作コーナー（application operating corner）で正確に機能することを保証するために、各アプリケーションを大幅に特性化する必要がない。ＣＴ−ＤＦＥ１００は、従来の手動による方法よりも、安価で時間がかからない。さらに、ＣＴ−ＤＦＥ１００は、１）チャネル特性、２）オンチップ処理（送信（ＴＸ）および受信（ＲＸ）の両方）、３）オンチップ電圧（ＴＸおよびＲＸの両方）、４）オンチップ温度（ＴＸおよびＲＸの両方）、５）オンチップ／オフチップノイズ、および、６）オンチップ／オフチップ長期ドリフト（ＴＸ、ＲＸ、および、チャネル）の変動によって引き起こされる誤った判定（エラー）の率を低減する。

ＣＴ−ＤＦＥ１００は、図１および図２に示すように、加算器１０２と、シンボル判定装置１０４と、フィードバックフィルタ１０６とを備える。

加算器１０２は、入力信号からの入力と、フィードバックフィルタ１０６の出力とを受信する。加算器１０２は、フィードバックフィルタ１０６の出力を、入力および／または入力信号から減算して、より歪みの少ない正味の信号を生成し、原信号を再構築しようとする。

加算器１０２からの出力は、シンボル判定装置１０４によって受信される。シンボル判定装置１０４は、量子化され検出されたシンボルを、フィードバック回路のフィードバックフィルタ１０６に送信する。シンボル判定装置１０４は、検出されたシンボルを、回路を通してレシーバに送信する。

フィードバックフィルタ１０６は、線形連続時間フィルタである。フィードバックフィルタ１０６は、振幅を調整可能な増幅器と、極を調整可能なフィルタとを備える。フィードバックフィルタ１０６は、シンボル判定装置１０４からの出力を受信し、振幅および極の両方の設定を同時に適応させるアルゴリズムを用いて、原信号を最適に再現するために加算器において入力信号から減算できる出力信号を生成する。フィードバックフィルタ１０６によって用いられるアルゴリズムは、本明細書では、「適応アルゴリズム」と呼ぶこととする。適応アルゴリズムは、図１および図２に示したフィードバックフィルタ１０６の伝達関数Ａ／（１＋ｓτ）における振幅設定および極設定を決定する。振幅（Ａ）および伝達関数の極（１／τ）は、適応アルゴリズムによって適応される。符号「ｓ」は、複素周波数のラプラス変換変数である。

周知のＤＦＥでは、最適なデジタルＤＦＥタップ重みは、通常、図３Ａに示すように、パルス応答におけるポストカーソル・シンボル間干渉（ＩＳＩ）の振幅に比例する。ＣＴ−ＤＦＥ１００のフィードバックフィルタ１０６は、チャネルのＩＳＩをエミュレートするのに、または、ＣＴ−ＤＦＴの極が１．２ＧＨｚでありＣＴ−ＤＦＴの利得が５００ｍｖである図３Ｂのグラフ３０２に示すように、ポストカーソルのテールに近い形状および高さを有するのに、最良の極および振幅の値を用いる。例えば、ＣＴ−ＤＦＥのフィードバックパルス応答のＴ間隔のサンプル（１Ｔ、２Ｔ、３Ｔ…Ｔ_nにおけるサンプル）が、図３Ｂのグラフ３０２に示すように、デジタル（離散時間）のＤＦＥのタップ重み（ｄ１、ｄ２、ｄ３…ｄ_n）と整合することが好ましい。同様に、ＣＴ−ＤＦＥは、デジタルＤＦＥアルゴリズムと同じサンプルを用いて、ＣＴ−ＤＦＥ１００のための極設定および振幅設定を適応させる際に最小平均二乗誤差基準（ＬＭＳ）を実現する。

適応アルゴリズムは、周知のＬＭＳアルゴリズムのサイン−サインバリアントを用いて、仮想の２タップ・デジタルＤＦＥに基づいて導出される。２つの異なる誤差基準が、特定の等化アプリケーションにおいて異なる最適結果を提供しうる。２タップ・デジタルＤＦＥでは、最小平均二乗誤差基準を達成するために、２つのタップ重み（ｄ１およびｄ２）が経時的に適応される。適応アルゴリズムは、ｄ１およびｄ２のタップ重みを呼び出して、以下の両式に従って適応させる：
ｄ１（ｔ_n+1）＝ｄ１（ｔ_n）＋μ・Δｄ１（ｔ_n）
ｄ２（ｔ_n+1）＝ｄ２（ｔ_n）＋μ・Δｄ２（ｔ_n）
ここで、μ＞０は、適応が起きる速度を制御する適応利得係数である。適応アルゴリズムは、これらの結果に従ってＣＴ−ＤＦＥの振幅および極の設定を適応させて、伝達関数のための振幅および極の設定を決定する。適応アルゴリズムは、Δｄ１、Δｄ２から、Δ振幅、Δ極の設定への１：１マッピングに従う。適応アルゴリズムは、実際のタップ信号サンプルに基づく仮想のタップ重み（ｄ１およびｄ２など）を用いる。

ＣＴ−ＤＦＥの極および振幅の設定は、図４Ａの表４００および図４Ｂのグラフ４０２に示すように、Δｄ_1,kおよびΔｄ_2,kの情報に基づいて共に適応される。本明細書で用いているように、「Δ」は、「変化」を表している。本明細書で用いているように、添え字「ｋ」は、ｋ番目の時間サンプルを表している。表４００は、図４Ａに示すように、Δ振幅、Δ極の設定に対するΔｄ１、Δｄ２の１：１マッピングを示す。グラフ４０２は、図４Ｂに示すように、タップｄ１およびｄ２における信号に対応する時間での理想的なＣＴ−ＤＦＥ応答（曲線Ｆとして表されている）を示す。図４Ｂのグラフ４０２における他の曲線は、適応アルゴリズムを用いて経時的に曲線Ｆに向かって適応するケースを示している。ｄ１およびｄ２は両方とも、表４００およびグラフ４０２に示すように、ケースａ、ｂ、および、ｃでは正のΔｄ１およびΔｄ２によって示されるように増大される必要がある。曲線ａ、ｂ、および、ｃは、図４Ａの表４００に示すように、Δ振幅が正である必要があり、極の変更はない。ｄ１およびｄ２は両方とも、表４００およびグラフ４０２に示すように、ケースｌ、ｍ、および、ｎでは負のΔｄ１およびΔｄ２によって示されるように減少される必要がある。曲線ｌ、ｍ、および、ｎは、図４Ａの表４００に示すように、Δ振幅が負である必要があり、極の変更はない。ケースｘでは、Δｄ１＝−１およびΔｄ２＝１であるため、振幅および極は両方とも、表４００およびグラフ４０２に示すように、減少される必要がある。ケースｙでは、Δｄ１＝１およびΔｄ２＝−１であるため、振幅および極は両方とも、表４００およびグラフ４０２に示すように、増大される必要がある。

図２に示すように、第２のフィードバックフィルタ１０８をフィードバック回路に付加してもよい。２つのフィードバックフィルタ１０８を利用する場合には、信号遅延が必要になりうる。フィードバックフィルタ１０６およびフィードバックフィルタ１０８の両方で、適応アルゴリズムが用いられるため、振幅（Ａ₁，Ａ₂）および極（１／τ₁，１／τ₂）の両方が適応可能である。２つのフィードバックフィルタ１０６および１０８は、２つの異なるポストカーソルテールの傾きを対象とすることができる。フィードバックフィルタ１０６は、より大きい極および利得を有するｄ１およびｄ２を対象とし、フィードバックフィルタ１０８は、より小さい極および利得を有するｄ３ないしｄｎを対象とすることができる。フィードバックフィルタ１０６は、Δｄ_1,k／Δｄ_2,k−＞Δｐ_1,k／Δｇ_1,kを用いてよく、フィードバックフィルタ１０８は、Δｄ_3,k／Δｄ_4,k−＞Δｐ_2,k／Δｇ_2,kを用いてよい。２つのフィードバックフィルタに関するこの記載は、限定を意図するものではない。本開示の範囲および意図から逸脱することなく、フィードバック回路において多数のフィードバックフィルタを利用できる。

２つの異なる誤差基準が、２つの異なる等化アプリケーション、すなわち、図５および図６に示すような中央に基づく等化（center based equalization）５００およびエッジに基づく等化（edge based equalization）６００、において最適な結果を提供しうる。２つの適応誤差基準は、２つの異なる相補的なシステムアプリケーションにおける最小平均二乗誤差の実行を許容する。

周知のＬＭＳアルゴリズムを変形したサイン−サインＬＭＳアルゴリズムは、中央に基づく等化については、以下のように実現される：
Δｄ_1,k＝ｓｇｎ（ｅ_k）＊ｓｇｎ（ａ_k-1）
Δｄ_2,k＝ｓｇｎ（ｅ_k）＊ｓｇｎ（ａ_k-2）
ｅ_k＝ｙ_k−ｈ₀＊ａ_k
時間ｋにおけるシンボル判定サンプルは、図５に示すように、データビットの中央で起きる。中央に基づく等化のための誤差基準は、中央窓サンプルと中央窓サンプルのｈ₀スケールのオフセットとの差の平均二乗誤差を最小化するために用いられる。ｈ₀は、中央レベルサンプルの平均レベルを設定するものであり、固定レベルであってもよいし、プリイコライザの自動利得制御ループの一部として別個に適応されてもよい。

中央に基づく等化については、誤差基準の結果、中央レベル信号サンプルと、中央レベル信号サンプルのそれぞれのターゲットレベル（＋／−）ｈ₀との間の差の最小平均二乗誤差が得られる。誤差基準は、通常、遷移窓の幅を犠牲にして達成される。したがって、中央に基づく等化は、光の出力レベルが制限されうる光通信リンクの用途で特に有用である。ｈ₀レベルは、事前に設定されてもよいし、プリイコライザの自動利得制御ループの制御下で適応的に設定されてもよい。

エッジに基づく等化のための誤差基準は、エッジ遷移窓を最小化するために用いられる。周知のＬＭＳアルゴリズムを変形したサイン−サインＬＭＳアルゴリズムは、エッジに基づく等化については、以下のように実現される：
Δｄ_1,k＝ｓｇｎ（ｅ_k）＊ｓｇｎ（ｘ_k-3/2），Ｘ_k-3/2＝ａ_k-1＋ａ_k-2
Δｄ_2,k＝ｓｇｎ（ｅ_k）＊ｓｇｎ（ｘ_k-7/2），Ｘ_k-7/2＝ａ_k-3＋ａ_k-4
ｅ_k＝ｙ_k-1/2−ｈ₀＊（ａ_k＋ａ_k-1）
時間ｋにおけるデータサンプルは、図６に示すように、データビットの中央で起き、遷移は、時間ｋ−１／２の周りで起きる。ｈ₀＝０．５の倍率により、遷移サンプル中を除いて、ｅ_kはゼロになる。遷移サンプル中には、ｅ_kは、立ち上がり遷移または立ち下がり遷移を示す。さらに、ｋ−３、ｋ−４のサンプルは、Δｄ１、Δｄ２が、異なる符号を持つために必要であり、これは、極の適応に必要である。

エッジに基づく等化について、誤差基準の結果、遷移の交差が起きる最小平均二乗窓期間が得られる。これは、単一極のフィードバックＣＴ−ＤＦＥシステムにとって最小のものであり、チャネルおよび任意の送信フィルタ等化の関数である。最小の遷移窓は、一般に、中央のアイ高さを犠牲にして実現される。したがって、エッジに基づく等化は、タイミングマージンが制限されうる高度に分散化された通信バックプレーンチャネルの用途で特に有用である。

図７には、信号歪みの低減方法７００が示されている。方法７００は、フィードバック信号判定を送信する（工程７０２）。方法７００は、最小平均二乗誤差基準に基づいて極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムを用いて、線形フィルタでフィードバック信号判定をフィルタリングし、フィルタリング済フィードバック信号を生成する（工程７０４）。方法７００は、入力信号からフィルタリング済フィードバック信号を減算して、より歪みの少ない正味の信号を生成する（工程７０６）。方法７００は、図１および図２の回路で実行されてよい。

ＣＴ−ＤＦＥ１００および信号歪みの低減方法７００は、通信ベースのシステムで利用されてよい。ただし、線形結合されたタップ重みのマッピングは、本開示内に記載されたような線形フィルタによってフィルタリングされるフィードバック信号判定を含む任意の電気機械または同様のシステムに適用できる。

したがって、本開示は、振幅および極の設定を同時に適応させるＣＴ−ＤＦＥ１００および信号歪みの低減方法７００を記載するものである。ＣＴ−ＤＦＥ１００および方法７００の適応アルゴリズムは、仮想の２タップＤＦＥのタップ重みの変更と、伝達関数に入力される振幅および極の変更との間の１：１マッピングを用いる。さらに、ＣＴ−ＤＦＥ１００および方法７００は、通信システム内で最小平均二乗誤差の実行を実現する。また、ＣＴ−ＤＦＥ１００および方法７００は、さらに、１）チャネル特性、２）オンチップ処理（ＴＸおよびＲＸの両方）、３）オンチップ電圧（ＴＸおよびＲＸの両方）、４）オンチップ温度（ＴＸおよびＲＸの両方）、５）オンチップ／オフチップノイズ、および、６）オンチップ／オフチップ長期ドリフト（ＴＸおよびＲＸの両方）によるシステムの変動を補償する。

開示されている方法は、単一の生成装置および／または複数の生成装置によって、命令セットとして実装されてよい。さらに、開示されている方法における工程の順序または階層は、例示的なものであることを理解されたい。設計における必要に応じて、方法における工程の順序または階層は、本開示の範囲および精神の範囲内で変更することが可能である。添付の方法請求項は、一例の順序で各工程要素を提示するものであり、提示されている順序または階層への限定を意図するものではない。

本開示とそれに付随する利点は、以上の記載によって理解されるものであり、本開示の範囲および精神から逸脱することなく、また、実質的な利点すべてを損なうことなく、構成要素の形状、構成、および、配列において、様々な変形を行うことができる。本明細書に記載の構成は例示に過ぎす、以下の特許請求の範囲は、かかる変形を網羅するよう意図されている。例えば、本発明は、以下の態様や適用例として実施可能である。
［適用例１］
フィルタリング済フィードバック信号を入力から減算するよう適合された加算器と、
前記加算器からの出力を受信するよう適合されたシンボル判定装置と、
前記シンボル判定装置からの出力をフィルタリングし、前記フィルタリング済フィードバック信号を前記加算器に送信するよう適合され、振幅を調整可能な増幅器および極を調整可能なフィルタを備えるフィードバックフィルタと、
最小平均二乗誤差基準に基づいて、極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムと
を備え、
前記加算器、前記シンボル判定装置、および、前記フィードバックフィルタが、伝送中に歪んだ電気信号を再構築するために用いられるフィードバック回路を形成する装置。
［適用例２］
適用例１に記載の装置であって、さらに、前記シンボル判定装置からの前記出力にさらなるフィルタリングを施し、前記フィルタリング済フィードバック信号を前記加算器に送信するよう適合され、振幅を調整可能な増幅器および極を調整可能なフィルタを備える第２のフィードバックフィルタを備える装置。
［適用例３］
適用例１に記載の装置であって、前記連続時間判定帰還型等化器は通信システムに適用される装置。
［適用例４］
適用例１に記載の装置であって、
前記適応アルゴリズムは、
ｄ１（ｔ _n+1 ）＝ｄ１（ｔ _n ）＋μ・Δｄ１（ｔ _n ）
ｄ２（ｔ _n+1 ）＝ｄ２（ｔ _n ）＋μ・Δｄ２（ｔ _n ）
（ここで、μ＞０は、前記適応が起きる速度を制御する適応利得係数）、
を含み、
第１のタップの第１のタップ重みおよび第２のタップの第２のタップ重みへの変更は、前記振幅設定の変更および前記極設定の変更との１：１マッピングを有する装置。
［適用例５］
適用例１に記載の装置であって、前記最小平均二乗誤差基準は、中央に基づく等化については、
Δｄ _1,k ＝ｓｇｎ（ｅ _k ）＊ｓｇｎ（ａ _k-1 ）
Δｄ _2,k ＝ｓｇｎ（ｅ _k ）＊ｓｇｎ（ａ _k-2 ）
（ここで、ｅ _k ＝ｙ _k −ｈ ₀ ＊ａ _k ）、である時に達成される装置。
［適用例６］
適用例５に記載の装置であって、前記連続時間判定帰還型等化器は光通信リンクの用途で利用される装置。
［適用例７］
適用例１に記載の装置であって、前記最小平均二乗誤差基準は、エッジに基づく等化については、
Δｄ _1,k ＝ｓｇｎ（ｅ _k ）＊ｓｇｎ（Ｘ _k-3/2 ）
（ここで、Ｘ _k-3/2 ＝ａ _k-1 ＋ａ _k-2 ）
Δｄ _2,k ＝ｓｇｎ（ｅ _k ）＊ｓｇｎ（Ｘ _k-7/2 ）
（ここで、Ｘ _k-7/2 ＝ａ _k-3 ＋ａ _k-4 ）
である時に達成され、
ｅ _k ＝ｙ _k-1/2 −ｈ ₀ ＊（ａ _k ＋ａ _k-1 ）
である装置。
［適用例８］
適用例７に記載の装置であって、前記連続時間判定帰還型等化器は、通信バックプレーンチャネルの用途で利用される装置。
［適用例９］
適用例１に記載の装置であって、前記連続時間判定帰還型等化器は、チャネル特性、オンチップ処理、オンチップ電圧、オンチップ温度、オンチップノイズ、オフチップノイズ、オフチップ長期ドリフト、または、オンチップ長期ドリフトの少なくとも１つによるシステムの変動を補償する装置。
［適用例１０］
信号歪みを低減するための方法であって、
フィードバック信号判定を送信する工程と、
最小平均二乗誤差基準に基づいて極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムを用いて、前記フィードバック信号判定をフィルタリングし、フィルタリング済フィードバック信号を生成する工程と、
入力信号から前記フィルタリング済フィードバック信号を減算して、より歪みの少ない正味の信号を生成する工程と
を備える方法。
［適用例１１］
適用例１０に記載の方法であって、前記連続時間判定帰還型等化器は通信システムに適用される方法。
［適用例１２］
適用例１０に記載の方法であって、
前記適応アルゴリズムは、
ｄ１（ｔ _n+1 ）＝ｄ１（ｔ _n ）＋μ・Δｄ１（ｔ _n ）
ｄ２（ｔ _n+1 ）＝ｄ２（ｔ _n ）＋μ・Δｄ２（ｔ _n ）
（ここで、μ＞０は、前記適応が起きる速度を制御する適応利得係数）
を含み、
第１のタップの第１のタップ重みおよび第２のタップの第２のタップ重みへの変更は、前記振幅設定の変更および前記極設定の変更との１：１マッピングを有する方法。
［適用例１３］
適用例１０に記載の方法であって、前記最小平均二乗誤差基準は、中央に基づく等化については、
Δｄ _1,k ＝ｓｇｎ（ｅ _k ）＊ｓｇｎ（ａ _k-1 ）
Δｄ _2,k ＝ｓｇｎ（ｅ _k ）＊ｓｇｎ（ａ _k-2 ）
（ここで、ｅ _k ＝ｙ _k −ｈ ₀ ＊ａ _k ）
である時に達成される方法。
［適用例１４］
適用例１３に記載の方法であって、前記連続時間判定帰還型等化器は光通信リンクの用途で利用される方法。
［適用例１５］
適用例１０に記載の方法であって、前記最小平均二乗誤差基準は、エッジに基づく等化については、
Δｄ _1,k ＝ｓｇｎ（ｅ _k ）＊ｓｇｎ（Ｘ _k-3/2 ）
（ここで、Ｘ _k-3/2 ＝ａ _k-1 ＋ａ _k-2 ）
Δｄ _2,k ＝ｓｇｎ（ｅ _k ）＊ｓｇｎ（Ｘ _k-7/2 ）
（ここで、Ｘ _k-7/2 ＝ａ _k-3 ＋ａ _k-4 ）
である時に達成され、
ｅ _k ＝ｙ _k-1/2 −ｈ ₀ ＊（ａ _k ＋ａ _k-1 ）
である方法。
［適用例１６］
適用例１５に記載の方法であって、前記連続時間判定帰還型等化器は、通信バックプレーンチャネルの用途で利用される方法。
［適用例１７］
適用例１０に記載の方法であって、さらに、チャネル特性、オンチップ処理、オンチップ電圧、オンチップ温度、オンチップノイズ、オフチップノイズ、オフチップ長期ドリフト、または、オンチップ長期ドリフトの少なくとも１つによるシステムの変動を補償する工程を備える方法。

Claims

連続時間判定帰還型等化器を実装する装置であって、
フィルタリング済フィードバック信号を入力信号から減算するよう適合された加算器と、
前記加算器からの出力を受信するよう適合されたシンボル判定装置と、
前記シンボル判定装置からの出力をフィルタリングし、前記フィルタリング済フィードバック信号を前記加算器に送信するよう適合され、振幅を調整可能な増幅器および極を調整可能なフィルタを備えるフィードバックフィルタと、
前記加算器の出力ｙ _k 、前記シンボル判定装置の出力ａ _k 、係数ｈ ₀ から次式
ｅ _k ＝ｙ _k −ｈ ₀ ＊ａ _k
により求めた最小平均二乗誤差基準ｅ _kに基づいて、極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムを実現する回路と
を備え、
前記加算器、前記シンボル判定装置、および、前記フィードバックフィルタが、伝送中に歪んだ電気信号を再構築するために用いられるフィードバック回路を形成し、前記最小平均二乗誤差基準ｅ _kが、前記入力信号の所望の振幅に対応する中央窓シンボル判定サンプルと平均入力レベルとの差を最小化するよう構成された装置。
請求項１に記載の装置であって、さらに、前記シンボル判定装置からの前記出力にさらなるフィルタリングを施し、前記フィルタリング済フィードバック信号を前記加算器に送信するよう適合され、振幅を調整可能な増幅器および極を調整可能なフィルタを備える第２のフィードバックフィルタを備える装置。
請求項１に記載の装置であって、前記所望の振幅は固定されるか、または手動で設定される装置。
請求項１に記載の装置であって、前記所望の振幅はプリイコライザの自動利益制御ループによって適応的に決定される
装置。
請求項２に記載の装置であって、前記第２のフィードバックフィルタは、前記入力信号において遷移の交差が起きる平均二乗窓期間を最小化するよう構成された第２の適応アルゴリズムをさらに備える装置。
請求項５に記載の装置であって、前記連続時間判定帰還型等化器は光通信リンクの用途で利用される装置。
請求項１に記載の装置であって、前記最小平均二乗誤差基準は、エッジに基づく等化については、
Δｄ_1,k＝ｓｇｎ（ｅ_k）＊ｓｇｎ（Ｘ_k-3/2）
（ここで、Ｘ_k-3/2＝ａ_k-1＋ａ_k-2）
Δｄ_2,k＝ｓｇｎ（ｅ_k）＊ｓｇｎ（Ｘ_k-7/2）
（ここで、Ｘ_k-7/2＝ａ_k-3＋ａ_k-4）
である時に達成され、
ｅ_k＝ｙ_k-1/2−ｈ₀＊（ａ_k＋ａ_k-1）
である装置。
請求項７に記載の装置であって、前記連続時間判定帰還型等化器は、通信バックプレーンチャネルの用途で利用される装置。
請求項１に記載の装置であって、前記連続時間判定帰還型等化器は、チャネル特性、オンチップ処理、オンチップ電圧、オンチップ温度、オンチップノイズ、オフチップノイズ、オフチップ長期ドリフト、または、オンチップ長期ドリフトの少なくとも１つによるシステムの変動を補償する装置。
連続時間判定帰還型等化器において信号歪みを低減するための方法であって、
フィードバック信号判定を送信する工程と、
最小平均二乗誤差基準に基づいて極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムを用いて、前記フィードバック信号判定をフィルタリングし、フィルタリング済フィードバック信号を生成する工程と、
入力信号から前記フィルタリング済フィードバック信号を減算して、より歪みの少ない正味の信号を生成する工程と
を備え、
前記最小平均二乗誤差基準は、
前記正味の信号と、前記フィードバック信号判定に所定の係数を乗じた結果との差分として求められ、
前記入力信号の所望の振幅に対応する中央窓シンボル判定サンプルと平均入力レベルとの差の平均二乗誤差を最小化するよう構成される方法。
請求項１０に記載の方法であって、さらに、前記所望の振幅を手動で設定するか、または固定値に設定する方法。
請求項１０に記載の方法であって、さらに、前記所望の振幅をプリイコライザの自動利益制御ループで適応的に決定する工程を備える方法。
請求項１０に記載の方法であって、さらに、振幅を調整可能な増幅器および極を調整可能なフィルタを備える第２のフィードバックフィルタを備える第２の適応アルゴリズムによって前記フィードバック信号判定をフィルタリングする工程を備える方法。
請求項１３に記載の方法であって、前記連続時間判定帰還型等化器は光通信リンクの用途で利用される方法。
請求項１３に記載の方法であって、前記第２の適応アルゴリズムは、前記入力信号において遷移の交差が起きる平均二乗窓期間を最小化するよう構成される方法。
請求項１５に記載の方法であって、前記連続時間判定帰還型等化器は、通信バックプレーンチャネルの用途で利用される方法。
請求項１０に記載の方法であって、さらに、チャネル特性、オンチップ処理、オンチップ電圧、オンチップ温度、オンチップノイズ、オフチップノイズ、オフチップ長期ドリフト、または、オンチップ長期ドリフトの少なくとも１つによるシステムの変動を補償する工程を備える方法。
連続時間判定帰還型等化器を実装する装置であって、
フィルタリング済フィードバック信号を入力信号から減算するよう適合された加算器と、
前記加算器からの出力を受信するよう適合されたシンボル判定装置と、
前記シンボル判定装置からの出力をフィルタリングし、前記フィルタリング済フィードバック信号を前記加算器に送信するよう適合され、振幅を調整可能な増幅器および極を調整可能なフィルタを備えるフィードバックフィルタと、
前記加算器の出力ｙ _k-1/2 、前記シンボル判定装置の出力ａ _k ，ａ _k-1 、係数ｈ ₀ から次式
ｅ _k ＝ｙ _k-1/2 −ｈ ₀ ＊（ａ _k ＋ａ _k-1 ）
により求めた最小平均二乗誤差基準ｅ _kに基づいて、極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムを実現する回路と
を備え、
前記加算器、前記シンボル判定装置、および、前記フィードバックフィルタが、伝送中に歪んだ電気信号を再構築するために用いられるフィードバック回路を形成し、
前記適応アルゴリズムが、前記入力信号において遷移の交差が起きる平均二乗窓期間を最小化するよう構成される装置。
請求項１８に記載の装置であって、前記連続時間判定帰還型等化器は、通信バックプレーンチャネルの用途で利用される装置。