CN1659780B - 判决反馈均衡器 - Google Patents

Abstract

用于处理数据信号的判决反馈均衡器提供对应于硬判决导向模式和软判决导向模式的并行均衡器输出(Z_0k，Z_1k)。根据本发明的联合体系结构利用了本文认识到的如下事实：对于每个均衡器输出码元软判决比特表示，这些比特的一个子集对应于硬判决表示。因此，本发明允许以基本相同的硬件作为同一输出均衡器来提供两种不同模式的并行输出。

Description

判决反馈均衡器

相关申请的交叉引用

本说明书引用于2002年4月6日提交的、以Heo、Markman、Park和Gelfand为发明人的、标题为“判决反馈均衡器结构(ARCHITECTURE FOR A DECISION FEEDBACK EQUALIZER)”的美国临时专利申请No.60/372970，并要求以其为基础的优先权，其中所公开的内容以引用的方式结合于本说明书中。

技术领域

本发明一般地涉及均衡器，更具体地来说，涉及自适应均衡器，如可用于补偿通过具有已知和/或时变特性的信道进行的信号传输。

背景技术

在美国的高清晰度电视(HDTV)的高级电视系统委员会(ATSC)标准中，均衡器是接收按照残留边带调制(VSB)传送的数据流的自适应滤波器，VSB是符合ATSC-HDTV标准的调制系统，其平均速率等于约10.76MHz的码元速率。这种均衡器试图消除或减少主要由多径传播引起的线性失真，这类线性失真是地面广播信道的典型特征。有关信息可参见美国高级电视系统委员会于1995年9月16日颁布的“ATSC数字电视标准”。

通信领域中采用的判决反馈均衡器(DFE)一般包括前馈滤波器(FFF)和反馈滤波器(FBF)，其中FBF通常由信号检测器输出的判决结果来驱动，滤波器系数可加以调整以适应预期信道特性，从而减少不希望的失真效应。调整通常可以通过在同步间隔期间在信号中传送“训练序列”来进行，或者可以通过对传输信号采用特性恢复(property restoral)技术的“盲算法”来进行。通常，均衡器在其每个滤波器中有一定数量的抽头，具体取决于诸如要均衡的多径延迟扩展等因素，且其中抽头间隔“T”通常(但并不总是)按码元速率设定。此类滤波器的一个主要参数是收敛速率，它可以定义为收敛到均衡器的最优设置所需的迭代次数。有关这类均衡器的更详细的分析和讨论、所用算法及其在通信中的应用，可参考如下技术文献和书籍，例如John G.Proakis所著的“数字通信”(″Digital Communications″，byJohn G.Proakis，2nd edition，McGraw-Hill，New York，1989)；TheodoreS.Rappaport所著的“无线通信”(″Wireless Communications″byTheodore S.Rappaport，Prentice Hall PTR，Saddle River，New Jersey，1996)；以及A.P.Clark所著的“数据传输原理”(″Principles of DataTransmission″by A.P.Clark，2nd edition，John Wiley&Sons，New York，1983)。

发明内容

根据本发明的一个方面，用于处理数据信号的判决反馈均衡器提供对应于硬判决导向(decision directed)模式和软判决导向模式的并行均衡器输出。显然，根据本发明的联合体系结构利用了如下事实：对于每个均衡器输出码元软判决比特表示，这些比特的一个子集对应于硬判决表示。因此，本发明允许以基本相同的硬件作为同一输出均衡器来提供两种不同模式的并行输出。

根据本发明的另一个方面，用于处理数据信号的判决反馈均衡器(DFE)实现并行的软判决导向操作模式和硬判决导向操作模式以提供相应的软判决导向和硬判决导向均衡器输出，其中每个均衡器输出码元软判决比特表示同时包含硬判决表示和软判决表示。

根据本发明的另一方面，用于处理数据信号并提供DFE输出信号的判决反馈均衡器(DFE)包括前馈滤波器(FFF)、反馈滤波器(FBF)、限幅器(slicer)，所述限幅器、FFF和FBF互相耦合以构成一个判决反馈均衡器结构(decision feedback equalizerconfiguration)，所述均衡器结构实现并行的硬判决导向操作模式和软判决导向操作模式。对应于硬判决导向操作模式和软判决导向操作模式的DFE输出比特表示以并行方式输出，并且所述判决反馈均衡器包括可控多路转换装置，其与所述均衡器结构耦合，以便根据所述可控多路转换装置的选择器输入值将所述判决反馈均衡器的所述输出中的一个选定输出与所述限幅器的输入耦合。

根据本发明的另一个方面，提供一种判决反馈均衡器，用于处理数据信号以及根据硬判决导向模式、软判决导向模式和盲模式下的任何一种模式提供判决反馈均衡器输出信号，所述判决反馈均衡器包括：前馈滤波器，其具有控制输入、调整误差输入、用于接收所述数据信号的输入以及输出；反馈滤波器，其具有控制输入、调整误差输入、第一输入和第二输入以及第一输出和第二输出；多路转换装置，其具有控制输入、第一输入和第二输入以及输出；第一求和单元，其具有与所述前馈滤波器的所述输出耦合的第一输入、与所述反馈滤波器的所述第一输出耦合的第二输入以及与所述多路转换装置的所述第一输入耦合的输出；第二求和单元，其具有与所述第一求和单元的所述输出耦合的第一输入、与所述反馈滤波器的所述第二输出耦合的第二输入以及与所述多路转换装置的所述第二输入耦合的输出；限幅器，其具有与所述多路转换装置的所述输出耦合的输入以及具有输出；锁定检测器，用于监视均衡器收敛情况以及提供指示锁定情况的锁定信号；模式切换开关，其具有与所述锁定检测器的所述输出耦合的控制输入、与所述多路转换装置输出耦合的第一输入以及与所述限幅器输出耦合的第二输入以及与所述反馈滤波器输入耦合的两个输出；其中所述模式切换开关将所述限幅器的输出耦合到所述反馈滤波器的所述第一输入；以及其中所述模式切换开关包括第三求和单元，其具有与所述限幅器的所述输出耦合的第一输入、与所述多路转换装置的所述输出耦合的第二输入以及与所述反馈滤波器的所述第二输入耦合的输出。

根据本发明的另一个方面，提供了一种判决反馈均衡方法，用于从待处理的数据输入信号中导出一个以上的输出数据信号，所述方法包括如下步骤：将要处理的数据输入信号施加于前馈滤波器(FFF)；将反馈滤波器(FBF)和限幅器耦合到所述FFF，以形成判决反馈均衡器(DFE)结构，从而实现并行的硬判决导向操作模式和软判决导向操作模式并提供相应输出；以及在所述硬判决导向操作模式下，将所述FBF的一个输入耦合到所述限幅器的一个输出，以及在所述软判决导向操作模式下，将所述FBF的另一个输入耦合到所述DFE输出信号之一，以使所述DFE输出的每个输出码元的比特表示包含所述限幅器的输出的比特表示，以作为其一个子集。

附图说明

参考以下结合附图所作的详细说明，可更全面地理解本发明。

图1显示了判决反馈均衡器(DFE)体系结构的示意框图；

图2显示了在3Db、0.3微秒(μs)反常回波信号(ghost signal)和加性白高斯噪声(AWGN)条件下均衡器和维特比(Viterbi)译码器的误码率(BER)与信噪比(以dB计)的关系曲线；以及

图3显示根据本发明的软/硬判决导向均衡器(DFE)的联合体系结构的示意框图。

具体实施方式

根据本发明的均衡器包括间隔为T(其中T是码元周期)的具有如下三种可用模式的DFE(判决反馈)均衡器：训练模式、盲模式和判决导向模式。在开始详细描述本发明的最佳实施例之前，先考虑稍微有点简单的如图1所示的判决反馈均衡器(DFE)体系结构，有助于更好地理解本发明原理以及定义某些术语。

DFE的输入耦合到前馈滤波器(FFF)10，前馈滤波器(FFF)10的输出耦合到求和单元12，求和单元12的另一个输入耦合到反馈滤波器(FBF)14的输出。求和单元12的输出耦合到限幅器16，耦合到模式切换开关18的输入以及耦合到锁定检测器20。锁定检测器20的输出耦合到模式切换开关18的控制输入。限幅器16的输出耦合到模式切换开关18的另一个输入，且模式切换开关18的输出耦合到FBF14的输入。模式切换开关18的另一个输出耦合到FFF 10和FBF14的系数控制输入。

FFF 10、FBF 14和限幅器16的功能是众所周知的，它们分别构成滤波和均衡的基本功能。对此可参见例如前面引用的由Proakis所著的书籍。有关滤波器及其实现的其它信息可参见各种教材，如JohnG.Proakis和Dimitris G.Manolakis所著的“数字信号处理”(″DigitalSignal Processing，″by John G.Proakis and Dimitris G.Manolakis，Prentice Hall，New Jersey，1996)；以及Roman Kuc所著的“数字信号处理导论”(″Introduction to Digital Signal Processing，″by RomanKuc，McGraw-Hill Book Company，New York，1988)。锁定检测器20负责均衡器锁定检测器功能。它通过将均衡器输出与具有阈值的限幅器电平进行比较来更新锁定检测器输出。如果均衡器输出和限幅器电平在阈值距离内，则检测到锁定。模式切换开关18根据选择的均衡器模式选择至FBF滤波器的输入以及要用于均衡器自适应的误差和控制信号。它还检查锁定检测器输出。在正常操作时，模式切换开关18具有自动切换功能，这取决于均衡器锁定检测器20的输出。模式切换开关18将训练模式和盲模式解释为只用于收敛目的。在均衡器锁定检测器检测到收敛之后，均衡器随后过渡到判决导向模式。如果没有收敛，则均衡器返回到训练模式或盲模式。

在高级电视系统委员会(ATSC)标准中，训练序列包括在场同步中，以便允许初始的均衡器收敛。在训练模式下，均衡器系数只在场同步期间更新。但是，与此用法相关的两个主要缺点是，它需要事先正确地检测到场同步，且训练序列包括在场同步中，即每隔约每25毫秒(ms)才出现，这可能导致收敛较慢。

对难于检测场同步或具有动态分量的反常回波环境(ghostenvironment)来说，所关心的是独立于训练序列对均衡器抽头系数作初始调整，即自恢复或盲算法。例如，参见以上引用的由Proakis所著的书籍和D.N.Godard所著的论文“二维数据通信系统中的自恢复均衡和载波跟踪”(″Self-Recovering Equalization and Carrier Trackingin Two Dimensional Data Communication Systems″IEEE Trans.onCommun.，Vol.COM-28，pp.1867-1875，November 1980)。

再者，因为它作用于每个数据码元，所以盲算法收敛较快。

与常规判决导向模式下的通常的情况一样，至FBF 14的输入是限幅器16的输出。因此，在判决导向模式下，设置限幅器可对反馈滤波器的调整误差和输入作辅助处理，并且系数调整在整个数据序列中进行。此模式的收敛效能并不好，但在收敛之后，优于其它两种模式。判决导向模式相对于盲模式的优点在于存在限幅器，从而在均衡器输出上取得更好的MSE(均方差)和BER(误码率)性能。相对于训练模式，判决导向对每个码元更新其抽头(与纯训练模式相反)的事实允许取得更快的自适应和跟踪性能。

至此可以承认，采用盲模式和判决导向模式来辅助训练模式或作为其替代方法是理想的，因为除其它以外，ATSC-HDTV标准中的训练模式收敛慢且动态跟踪效果不好。

多年来，DFE一直是通信接收机设计领域中的一个有争议的主题。虽然DFE有潜力以低复杂性成本来均衡具有高度色散的线性信道，但可能遭受误差传播(error propagation)的影响，一种导致不正确的源码元估计的机制可引起进一步的判决误差，从而可能导致很长的出错突发。例如，可参见P.Monsen所著的论文“衰落多径信道上的DFE调制解调器的理论性能和测量性能”(″Theoretical andMeasured Performance of a DFE Modem on a Fading Multipath Channel″，IEEE Trans.，on Commun，Vol.COM-25(10)，pp.1144.1153，October1977)；以及S.A.Altekar和N.C.Beaulieu所著的“判决反馈均衡器的误码概率上限”(″Upper Bounds to the Error Probability of DecisionFeedback Equalization″，IEEE Trans.on Info.Theory，Vol.IT-39(1)，pp.145-156，January 1993)；以及上文引述的A.P.Clark所著的书籍中第221页。

根据本发明的原理，在具有强多径效应和加性白高斯噪声(AWGN)条件下对包括用于HDTV地面信道的DFE均衡器的ATSC接收机进行模拟，结果表明如果以软判决导向模式代替判决导向模式，从而FBF滤波器的输入是均衡器输出而非限幅器输出，这样就可以提高该接收机的性能。如通信领域已知的那样，包括量化器的解调器可以“硬”模式或“软”模式操作。简单地说，在硬模式下，有关发送的是1还是0的判决基于解调器输出的极性，并且是不可撤销的，而在软模式下，还在一定程度上利用信号振幅来提高作出此判决的性能。有关硬判决解调器和软判决解调器的信息，可以参见技术文献如Roger L.Freeman所著的“电信传输手册”(″TelecommunicationsTransmission Handbook，″4th Edition，by Roger L.Freeman，John Wiley&Sons，Inc.，Now York，1998：pp.340)等。根据以下说明，可清楚本发明范围中这些模式的重要性。

如以下通过说明性实施例所作的更详细的描述和解释，本发明包括判决反馈均衡器(DFE)体系结构，它允许提供对应两种独立模式：(硬)判决导向和软判决导向的并行均衡器输出。硬判决导向模式和软dd模式之间的差异与均衡器反馈滤波器的输入是限幅器输出(硬判决)还是均衡器输出(软判决)相关。显然，这种联合体系结构利用了本文认识到的如下事实：对于每个均衡器输出码元软判决比特表示，这些比特的一个子集对应于硬判决表示。因此，根据本发明的这种体系结构允许以基本相同的硬件作为同一输出均衡器来提供两种不同模式的并行输出。

在ATSC-HDTV接收机中，当地面信道存在多径传输和白噪声(具体说是强多径和低信噪比(SNR)的组合)时，均衡器的反馈滤波器中的误差传播会影响维特比译码器的输出性能，以致自动切换均衡器模式(盲/判决导向)的性能比纯盲模式或称为软自动切换均衡器模式的性能差。在自动切换模式下，均衡器在收敛(锁定)之前处于盲模式，而在检测到收敛之后切换到(硬)判决导向模式。如果没有收敛，则切换回盲模式。软自动切换模式类似于自动切换模式，不同之处在于判决导向模式是软判决导向模式。在软判决导向模式下，反馈滤波器的输入是均衡器输出而非限幅器输出。维特比译码器是已知类型的采用路径最大似然译码算法的常规译码器。有关维特比译码器的详细说明，可以参见技术文献，如前面提到的Roger L.Freeman所著的“电信传输手册”(″Telecommunications Transmission Handbook，″4th Edition，by Roger L.Freeman，John Wiley&Sons，Inc.，New York，1998：pp.348-354)。

通过设计提供对应两种单独的硬判决导向模式和软判决导向模式的并行输出的均衡器体系结构，接收机可以加以利用，处理这两种输出以判断哪种模式在性能方面最合适。

图2显示了AWGN加多径信道条件下HDTV接收机的BER对SNR性能曲线。本实例的多径信道是一个3dB、3μs(微秒)的反常回波信道(ghost)，即一个相对较强的反常回波信道。性能是在均衡器之后以及维特比译码器(VD)之后测量的。

图2所示的曲线说明了根据本发明原理的结果。图中显示了对应均衡器输出和VD输出的三条曲线：一条曲线对应于盲模式下的均衡器、另一条曲线对应于自动切换模式以及第三条曲线对应于软自动切换模式。根据图2所示信息，显然可以得到如下结论：

(a)均衡器输出性能在自动切换模式下等于或好于在纯盲模式或软自动切换模式下的性能。SNR提高，则自动切换性能愈加好。

(b)但是，VD输出性能并不反映均衡器输出性能，尤其对于中等SNR。对于那些SNR值，VD输出性能在自动切换模式下比纯盲模式或软自动切换模式下的性能差多达1.5dB。

(c)附加的仿真还表明，对于强反常回波信道，此问题变得更加明显，当然，对于较弱的反常回波信道，此问题仍然存在但程度轻一些。

因而认识到，最好检测这些导致标准判决导向模式取得的总体性能比软判决导向模式差的情况并切换模式。具体来说，所关心的就是比较两种模式的性能。

由该仿真工作得出的另一个重要结论就是，自动切换模式(盲模式加判决导向模式)与软自动切换模式(盲模式加软判决导向模式)之间在均衡器抽头收敛性方面基本没有差异，因为收敛主要是通过盲模式来完成的。因此，影响硬自动切换模式和软自动切换模式之间性能差异的主要因素是FBF滤波数据：是限幅器输出还是均衡器输出。

认识到上述优点，因此，本发明目的在于在均衡器中并行地同时运行硬自动切换模式和软自动切换模式，以使均衡器同时给出对应于这两种模式的输出。因此，它允许接收机实时处理这两种输出并作出适当的选择，而几乎不会增加均衡器的复杂性。

因此，下面结合可提供对应以下两种单独模式：(硬)判决导向模式和软判决导向模式的并行均衡器输出的判决反馈均衡器(DFE)体系结构的设计，详细描述根据本发明原理的示范实施例。硬判决导向模式和软判决导向模式之间的差异与均衡器反馈滤波器输入是限幅器输出(硬判决)还是均衡器输出(软判决)。这种联合体系结构利用了如下事实：对于每个均衡器输出码元，其比特表示的一个子集对应于与限幅器输出相关的硬判决表示。因此，所提出的这种体系结构允许以基本相同的硬件作为同一输出均衡器来提供两种不同模式的并行输出。

图3显示了这种联合型判决导向系统体系结构的框图。对于此体系结构，锁定检测器和模式切换开关可以如以上结合图1所示装置对常规DFE体系结构所述的那样来实现。因此，图3只需要分析FFF、FBF和限幅器功能块。在图3中，根据本发明的DFE的输入耦合到前馈滤波器(FFF)10的信号输入，前馈滤波器(FFF)10的输出又耦合到第一求和单元13的第一输入，而求和单元13的第二输入耦合到反馈滤波器(FBF)14的第一输出。求和单元13的输出耦合到多路转换器(MUX)22的第一输入和第二求和单元15的第一输入。求和单元15的第二输入耦合到FBF 14的第二输出，求和单元15的输出耦合到MUX 22的第二输入。MUX 22的输出耦合到第三求和单元24的减信号输入(subtracting signal)和限幅器16的输入。限幅器16的输出耦合到求和单元24的另一个输入，并通过除法单元26耦合到FBF14的第一输入。求和单元24的输出耦合到FBF 14的第二信号输入。

将调整误差和控制信号施加到FFF 10和FBF 14的控制输入上，类似于图1所示的体系结构，信号是由模式切换开关派生的。

在本示范体系结构中，可以许多种不同方式耦合模式切换开关(图3中未显示)。一种简单方式是利用作为输入的限幅器输出和Z_K，以及锁定输出(图3中未显示锁定检测器)。于是，模式切换开关的输出是对应盲模式和判决导向模式的I_k和E_k，以及图1所示的调整误差和控制信号。硬判决导向模式只与I_k相关联，而软判决导向模式和盲模式与I_k和E_k相关联。

模式切换开关具有调整误差信号，该信号在判决导向模式下为Ek，而在盲模式下为不同的函数值，下文将进一步予以说明。锁定检测器可以同时监视Z_1k和Z_0k，也可以只监视Z_k。锁定检测器输出选择判决导向模式或盲模式。该系统开始时处于盲模式，而一旦检测到锁定，系统就过渡到判决导向模式。可以理解，存在多种备选方法来实现这些耦合以便提供适当的功能。

就图3中的FBF 14而言，含有数据的滤波器存储器或寄存器可以设想为两个单独的存储器组I_k和E_k，但实际上，它们也可以集中在一起，例如，其中每个寄存器依次含有“I_k E_k”。滤波器系数C_k是一个唯一可调整的集合。但是，它们分别乘以I_k和E_k而得到如下公式(2)。整个运算还可以设想为一个具有2个信号输出的滤波器。在软判决导向模式和盲模式下，如下公式(2)中的两个运算结果均归入输出。但是，硬判决导向模式只需要公式(2a)。

操作时，对于图3所示的系统，如下关系适用：

Z_k＝S_k-E_k    (1)

其中Z_k是限幅器输入，S_k是限幅器输出而E_k是限幅器误差。

例如，对于10个比特的数据表示，Z_0k、Z_1k和Z_k的值需要10个比特。限幅器电平可以选择32、96、160和224。注意，S_k的值只需以4比特表示存储。在本示范实施例中，除法单元采用5比特右移位运算，对应于除以32。因此，I_k取值为1、3、5或7。此外，在最坏情况下E_k范围为(-288，287)，它需要9个比特。

FBF滤波运算通过如下公式解释：

(a) $U_k=({C_k}^T*{\stackrel{\&OverBar;}{I}}_k)<<5---\left(2\right)$

(b) $V_k={C_k}^T*{\stackrel{\&OverBar;}{E}}_k$

其中C_k是k时刻均衡器FBF抽头系数向量，(.)^T是转置运算，而和

是I_k和E_k变量的对应向量。

因此，(硬)判决导向模式和软判决导向模式的均衡器输出分别为：

(a)Z_0k＝U_k+Y_k

(b)Z_1k＝U_k+Y_k+V_k＝Z_0k+V_k     (3)

其中U_k和V_k满足公式(2)，Y_k是FFF滤波器功能块的输出。注意在盲模式下，均衡器输出还满足公式(3b)，因为盲模式下FBF滤波器的输入是均衡器输出，而不是限幅器输出。于是可以将对应于各模式的适当均衡器输出馈送到接收机的后续级以便作进一步的处理。在判决导向模式的情况中，硬输出和软输出可以同时馈送到接收机的后续级作进一步的处理。

MUX单元22从模式切换开关接收sel输入信号，并选择将Z_0k还是Z_1k发送到限幅器。这用于区分盲模式与判决导向模式。sel信号可以是普通的锁定检测器输出。如果锁定检测器输出为0，则没有锁定，因此模式是盲模式，且Z_k＝Z_1k如果锁定检测器输出为1，则均衡器已锁定，因此模式是判决导向模式，且Z_k＝Z_0k。如公式(3)所示，对于软判决导向模式，均衡器输出为Z_1k。sel信号中需要控制比特形式的附加信息，以区分硬判决导向或软判决导向。该信息可以是反馈给均衡器的有关哪种判决导向模式针对特定信道取得最佳性能的信息。但是，如下所述，根据本发明的原理，对于两种判决导向模式，选择使MUX单元22的输出(和限幅器的输入)确定为Z_k＝Z_0k，这使硬件简化，而性能上没有大的变化。

盲模式滤波和调整满足结合图1所示系统所述的前一种体系结构。对此模式，误差调整Er_k是根据Godard的算法计算得到的，而不是E_k。有关信息可参见以上引用的Godard所著论文。因此，在图3中，调整误差和控制信号输入分开显示，并由均衡器模式切换开关馈送，如图1所示。当在纯判决导向模式下时，调整误差Erk等于Ek。

关于均衡器抽头系数调整，FBF中对应两种判决导向模式的这一运算用如下公式描述：

$C_{k+1}=C_k+\mathrm{\&mu;}*{\mathrm{Er}}_k*({\stackrel{\&OverBar;}{I}}_k<<5)---\left(4\right)$

其中MUX单元中的sel输入等于1。对于盲模式，该运算则为

$C_{k+1}=C_k+\mathrm{\&mu;}*{\mathrm{Er}}_k*(({\stackrel{\&OverBar;}{I}}_k<<5)+E_k)=C_k+\mathrm{\&mu;}*{\mathrm{Er}}_k*Z_k---\left(5\right)$

其中MUX单元中的sel输入等于0。

对于所有模式，FFF中均衡器抽头系数调整由如下公式描述：

$C_{k+1}=C_k+\mathrm{\&mu;}*{\mathrm{Er}}_k*{\stackrel{\&OverBar;}{X}}_k---\left(6\right)$

其中C_k是k时刻均衡器FFF抽头系数向量，

是k时刻FFF存储器内容向量。

可以理解，公式(4)不与软判决导向情况下的理论调整公式一致，该理论调整公式是公式(5)，因为FBF滤波器输入是均衡器输出。但是，为了同时执行对应两种判决导向模式的这两个公式的运算，基本上需要使FBF规模加倍。所幸的是，仿真表明在软判决导向模式下应用公式(4)而非公式(5)时没有大的差异。需要这样做的情况是，利用盲模式下的均衡器执行收敛，而仅仅跟踪通过判决导向模式完成。

下表1概括了不同均衡器模式下图3的体系结构。

表1

均衡器模式	Sel	均衡器输出	抽头调整
				盲模式	0	公式(3b)	公式(5)
判决导向模式	1	公式(3a)	公式(4)
				软判决导向模式	1	公式(3b)	公式(4)

至此，已经公开了一种判决反馈均衡器(DFE)体系结构，它允许提供对应于两种单独模式：(硬)判决导向模式和软判决导向模式的并行均衡器输出。硬判决导向模式和软判决导向模式之间的差异与均衡器反馈滤波器的输入是限幅器输出(硬判决)还是均衡器输出(软判决)相关联。这种联合体系结构利用了如下事实：对于每个均衡器输出码元软判决比特表示，这些比特的一个子集对应于硬判决表示。因此，根据本发明的这种体系结构允许以基本相同的硬件作为同一输出均衡器来提供两种不同模式的并行输出。

虽然已通过示范实施例对本发明作了说明，但本领域技术人员会承认并理解，在不背离所附权利要求书限定的本发明范围的前提下可以进行各种更改和替换。因此，例如，虽然根据本发明的均衡器体系结构是通过适用于HDTV-ATSC均衡器的实施例来描述的，但本发明也可适用于任何具有DFE体系结构的通用均衡器。再者，可以相应地实施本发明以便用于任何数字接收机中，如包括DFE均衡器的电视机或数据接收机。此外，虽然是就码元间隔(T间隔，其中T是码元周期)的均衡器来进行说明的，但本发明还适用于小数间隔的均衡器(fractionally-spaced equalizers)，其中T小于码元周期。几本教科书中都描述了小数间隔的均衡器，例如上述John G.Proakis所著的“数字通信”(″Digital Communications″，by John G.Proakis，2nd edition，McGraw-Hill，New York，1989)。而且，虽然将FBF的软判决导向输入描述为均衡器输出，但它也可以是均衡器输出的更为复杂的软判决函数。还应理解，图3中的均衡器还可以包括训练模式。与在传统的DFE中一样，训练操作模式相对于盲模式是排他性的，不会干扰判决导向模式。

Claims (17)

1.一种用于处理数据信号以及提供判决反馈均衡器输出信号的判决反馈均衡器，所述判决反馈均衡器包括：

前馈滤波器(10)；

反馈滤波器(14)；

限幅器(16)；所述限幅器(16)、所述前馈滤波器(10)和所述反馈滤波器(14)互相耦合以形成判决反馈均衡器结构，所述均衡器结构实现并行的硬判决导向操作模式和软判决导向操作模式；以及

其中，对应于所述硬判决导向操作模式和软判决导向操作模式的判决反馈均衡器输出比特表示以并行方式输出；并且所述判决反馈均衡器包括：

可控多路转换装置(22)，其与所述均衡器结构耦合，以便根据所述可控多路转换装置(22)的选择器输入值将所述判决反馈均衡器的所述输出中的一个选定输出与所述限幅器(16)的输入耦合。

2.如权利要求1所述的判决反馈均衡器，其特征在于：所述判决反馈均衡器输出中的每个输出码元的比特表示包含所述限幅器的输出的比特表示，以作为其子集。

3.如权利要求2所述的判决反馈均衡器，其特征在于：所述判决反馈均衡器输出中每个输出码元的所述比特表示在所述软判决导向操作模式下与所述反馈滤波器(14)输入相关联，而所述限幅器(16)的所述输出的所述比特表示在所述硬判决导向操作模式下与所述反馈滤波器(14)输入相关联。

4.如权利要求1所述的判决反馈均衡器，其特征在于包括：锁定检测器(20)，其与所述判决反馈均衡器并行输出耦合，以根据均衡器收敛检测算法提供指示均衡器收敛情况的锁定信号。

5.如权利要求1所述的判决反馈均衡器，其特征在于：所述均衡器结构实现可选择的盲操作模式。

6.一种判决反馈均衡器，用于处理数据信号以及根据硬判决导向模式、软判决导向模式和盲模式下的任何一种模式提供判决反馈均衡器输出信号，所述判决反馈均衡器包括：

前馈滤波器(10)，其具有控制输入、调整误差输入、用于接收所述数据信号的输入以及输出；

反馈滤波器(14)，其具有控制输入、调整误差输入、第一输入和第二输入以及第一输出和第二输出；

多路转换装置(22)，其具有控制输入、第一输入和第二输入以及输出；

第一求和单元(13)，其具有与所述前馈滤波器(10)的所述输出耦合的第一输入、与所述反馈滤波器(14)的所述第一输出耦合的第二输入以及与所述多路转换装置(22)的所述第一输入耦合的输出；

第二求和单元(15)，其具有与所述第一求和单元(13)的所述输出耦合的第一输入、与所述反馈滤波器(14)的所述第二输出耦合的第二输入以及与所述多路转换装置(22)的所述第二输入耦合的输出；

限幅器(16)，其具有与所述多路转换装置(22)的所述输出耦合的输入以及具有输出；

锁定检测器(20)，用于监视均衡器收敛情况以及提供指示锁定情况的锁定信号；

模式切换开关(18)，其具有与所述锁定检测器的所述输出耦合的控制输入、与所述多路转换装置(22)输出耦合的第一输入以及与所述限幅器(16)输出耦合的第二输入以及与所述反馈滤波器(14)输入耦合的两个输出；

其中所述模式切换开关(18)将所述限幅器(16)的输出耦合到所述反馈滤波器(14)的所述第一输入；以及

其中所述模式切换开关(18)包括第三求和单元(24)，其具有与所述限幅器(16)的所述输出耦合的第一输入、与所述多路转换装置(22)的所述输出耦合的第二输入以及与所述反馈滤波器(14)的所述第二输入耦合的输出。

7.如权利要求6所述的判决反馈均衡器，其特征在于：所述模式切换开关将所述限幅器(16)的所述输出通过除法单元(26)耦合到所述反馈滤波器(14)的所述第一输入。

8.如权利要求7所述的判决反馈均衡器，其特征在于：所述除法单元(26)执行除以预定数值的运算。

9.如权利要求7所述的判决反馈均衡器，其特征在于：所述除法单元(26)执行除以32的运算。

10.如权利要求7所述的判决反馈均衡器，其特征在于：所述除法单元(26)通过执行5比特右移位运算来除以32。

11.如权利要求6所述的判决反馈均衡器，其特征在于：所述锁定检测器(20)的所述输入耦合到所述第一求和单元的所述输出和所述第二求和单元的所述输出中的至少一个输出。

12.如权利要求6所述的判决反馈均衡器，其特征在于：所述模式切换开关(18)根据所述锁定信号和信号特征选择所述硬判决导向模式、所述软判决导向模式以及所述盲模式中的其中一种或另一种。

13.如权利要求6所述的判决反馈均衡器，其特征在于：所述判决反馈均衡器输出中的每个输出码元的比特表示包含所述限幅器的所述输出的比特表示，以作为其子集。

14.如权利要求6所述的判决反馈均衡器，其特征在于：所述判决反馈均衡器输出中每个输出码元的所述比特表示在所述软判决导向模式下与所述反馈滤波器(14)输入相关联，而所述限幅器的所述输出的所述比特表示在所述硬判决导向模式下与所述反馈滤波器(14)输入相关联。

15.如权利要求6所述的判决反馈均衡器，其特征在于所述判决反馈均衡器输出满足如下公式：

Z_0k＝U_k+Y_k

Z_1k＝U_k+Y_k+V_k＝Z_0k+V_k

其中Z_0k是硬判决导向模式下的输出，Z_1k是软判决导向模式和盲模式下的输出，Y_k是前馈滤波器(10)滤波功能块的输出以及U_k和V_k满足如下公式：

$U_k=({C_k}^T*{\stackrel{\&OverBar;}{I}}_k)<<5$

$V_k={C_k}^T*{\stackrel{\&OverBar;}{E}}_k$

其中C_k是k时刻所述反馈滤波器(14)的抽头系数向量，(.)^T是转置运算，

和是I_k和E_k变量的对应向量，I_k是所述反馈滤波器(14)的第一输入以及E_k是所述反馈滤波器(14)的第二输入。

16.如权利要求15所述的判决反馈均衡器，其特征在于：判决导向模式下的所述反馈滤波器(14)抽头调整可满足如下公式之一：

$C_{k+1}=C_k+\mathrm{\&mu;}*{\mathrm{Er}}_k*({\stackrel{\&OverBar;}{I}}_k<<5)$ 或

$C_{k+1}=C_k+\mathrm{\&mu;}*{\mathrm{Er}}_k*(({\stackrel{\&OverBar;}{I}}_k<<5)+E_k)=C_k+\mathrm{\&mu;}*{\mathrm{Er}}_k*Z_k$

其中C_k+1是k+1时刻的所述反馈滤波器(14)抽头系数向量，C_k是k时刻的所述反馈滤波器(14)抽头系数向量，μ是调整步长大小，＜＜5表示5比特左移或乘以32的乘法运算，Z_k是多路转换装置(22)输出，是所述I_k变量的对应向量，所述I_k是所述反馈滤波器(14)的第一输入而所述E_k是所述反馈滤波器(14)的第二输入以及Er_k是模式抽头调整误差；以及

盲模式下的所述反馈滤波器抽头调整满足以上所述第二个公式。

17.如权利要求16所述的判决反馈均衡器，其特征在于：所述多路转换装置(22)输出Z_k在硬判决导向模式和软判决导向模式下可以选择为Z_0k和Z_1k之一，而在盲模式下选择为Z_1k。

Images