CN1171013A - 数字视频信号处理系统中的多模式均衡器 - Google Patents

Abstract

一种数字高清晰度电视接收机均衡系统,除包括用以消除码之间干扰的适应判定反馈滤波器(DFF,30)处还包括一个输入适应前馈滤波器(FFF,20)、一个载波复原网络(46)、和一个限幅器(40)。在盲目均衡阶段初期,FFF不更新,DFF则作为线性滤波器工作,其系统经过更新供均衡后重影用。这之后,在盲目阶段,FFF系数经过盲目更新供均衡前重影用。在以后的判决工作状态中,限幅器的输出用以非线性更新FFF和DFF。

Description

数字视频信号处理系统中的多模式均衡器

本发明涉及一种数字信号处理系统。具体地说，本发明涉及可能含例如高清晰度电视信息的视频信号的适应均衡处理。

数据从以码元形式传送数字信息的经调制的信号的复原，通常在收信机处需要有三个功能：供码元同步化用的时序复原、载波复原(频率解调到基频)，和均衡。时序复原是收信机时钟(时基)与发信机时钟同步化的过程。这个过程使收到的信号可以及时在最佳的时间点抽样，从而减少产生与收到的码元值的判决处理有关的限幅误差的机会。载波复原是收到的射频信号经降频变换成较低的中频通带(例如接近基带)之后频移至基带使基带信息的调制可以恢复过来的过程。

许多数字数据通信系统都采用适应均衡处理来补偿信道情况变化和干扰对信号传输通道的影响。均衡处理消除了基带码元间因传输信道的干扰(包括传输信道的低通滤波作用在内)引起的干扰(ISI)。ISI使给定码元的值因前几个和后几个码元的值而失真，实质上表明码元的“重影”情况，因为ISI含有相对于给定判定域中的基准码元位置超前和拖后的码元。

适应均衡器实质上是适应数字滤波器。在采用适应均衡器的系统中，需要有一个适应滤波器响应从而充分补偿信道失真的方法。目前有好几种算法可以适应滤波器系数从而适应滤波器响应。有一种广为应用的方法采用最小均方(LMS)算法。这种算法是根据具代表性的误差信号的变化改变系数值来迫使均衡器的输出信号大致等于参考数据序列。这个误差信号是从参考数据序列减去均衡器输出信号形成的。误差信号趋近零时，均衡器趋近收敛状态，从而使均衡器的输出信号和参考数据序列大致相等。

均衡器开始工作时，系数值(滤波器抽头加权)通常不取使信道失真充分得到补偿的值。为迫使均衡器各系数开始收敛，可采用已知的“训练”信号作为基准信号。此信号在发信机和收信机处都经过编程。误差信号是在收信机处通过从适应均衡器的输出减去局部产生的训练信号的复制信号形成的。大家知道，训练信号起协助收到的信号起初闭合的“眼睛”打开的作用。适应训练信号之后，“眼睛”大大地张开，于是均衡器转入判决工作状态。在此工作状态下，滤波器抽头加权的最终收敛是通过采用均衡器输出的实际码元值而不是采用训练信号达到的。判决均衡工作状态比起采用定期发送训练信号的方法能更快地跟踪和消除随时间而变化的信道失真。为使判决均衡可以提供可靠的收敛和稳定的系数值，大约90％的判定必须是正确的。训练信号起协助均衡器达到此90％正确判定电平的作用。

但实际上，训练信号并不总是可以搞到的。在此情况下，经常采用“盲目(blind)”均衡法使均衡器的系数值开始收敛并迫使眼睛打开。盲目均衡法的研究工作已进行得相当广泛，这种方法一般用在例如QAM系统中。盲目均衡算法中最广受欢迎的是恒模量算法(CMA)和简化丛算法(RCA)。这些算法在例如Proakis著的《数字通信》一书(美国纽约McGraw-Hill出版社1989年版)和Godard在1980年11月号的“电气与电子工程师协会通信论文集”中发表的题为“二维数据通信系统中的自动复原均衡化和载波跟踪”一文中有介绍。简单说来，CMA的依据是，在作出判决时，检测出的数据码元的模数应处在形成不同直径的若干(丛)圆的其中一个的点的轨迹上。RCA依靠的是在传送的主丛中形成“超级丛”。先是迫使数据信号纳入超级丛中，再将超级丛再划分使其包括整个丛。

在一般采用前馈滤波器(FFF)和判定反馈滤波器(DFF)作为均衡器的系统中，FFF一般在初始信号捕获阶段期间进行适应盲目均衡(而不判决)。这对DFF不起均衡作用。在盲目均衡阶段终了时，DFF受激而进行判决均衡。这时，FFF和DFF都根据判决工作状态中局部产生的控制信号(例如根据出现在限幅网络输入端与输出端的码元采样之间的码元差)使各自的系数适应新的情况(更新各自的系数)。这种方式有缺点。若出现显著的ISI和重影效应，则由于滤波器的中间抽头为码元“重影”所污染，FFF难以起均衡作用。为均衡预先产生和后来产生的重影，FFF采用先行抽头和后行抽头。FFF的后行抽头与DFF的后行抽头重叠，从而使滤波器抽头的利用率不高。本发明的系统避免了这种限制。

按照本发明的原理，给数字信号处理器配备了一个在判决均衡之前和过程中工作状态不同的判定反馈滤波器(DFF)。具体地说，DFF在盲目均衡过程中作为线性反馈滤波器工作，在盲目均衡之后作为非线性滤波器工作。

这里所举的一个优选实施例包括一个前馈滤波器(FFF)、一个判定反馈滤波器(DFF)和一个码元限幅器。在盲目均衡的初始阶段期间，限幅输出的信号从DFF去耦，用限幅器的输入信号代替，FFF是静止式的，因而其系数不相适应，DFF则在非判决工作状态下作为采用盲目配合算法的线性反馈滤波器工作，以适应其系数。在稍后的盲目均衡阶段，FFF系数用盲目算法加以更新，DFF则如前工作。这之后，在判决工作状态，限幅器输出的信号加到装有DFF的各电路中，FFF系数则根据控制信号更新，DFF作为判决非线性滤波器工作，其系数根据控制信号更新。公开的这种系统有这样的好处；均衡器滤波抽头的利用率提高了，而且提高了判决DFF均衡系统在出现大重影信号的情况下快速收敛的能力。

本发明的特点是，FFF补偿的是预产生的重影信号而不是预重影和后重影信号，DFF补偿的则是基本上不含预重影信号的后重影信号。

附图是选进的电视接收机[例如高清晰度电视机(HDPV)]的方框图，其中包括根据本发明原理制作的均衡系统。

图中，经调制的模拟HDTV信号由天线10接收之后由输入网络14加以处理。输入网络14包括例如多个射频调谐电路、一个供产生中频通带输出信号的双变频调谐器和适当的多个增益控制电路。收到的信号可以取正交调幅(例如周知的16或32-QAM)或其它象QPSK和VSB之类的PAM调制的形式。QAM是数字信息用正交实数和虚数轴表示的二维栅状码元丛表示的脉幅调制(PAM)信号的一种形式。VSB信号，例如大联盟HDTV系统建议在美国采用的VSB信号，是用一维数据码元丛表示的，其中只有一个轴线含有待由接收机加以复原的量化数据。为使附图简明起见，图中没有示出给所示各功能方框计时的信号或用以从收到的信号获取时序和时钟信号的时序复原网络(如众所周知的)。

从输入处理器14输出的通带信号由模/数转换器16从模拟形式转换成数字形式，再加到分相器18上。分相器18分离来自模/数转换器16的信号的正交相位“I”和“Q”复数(实数和虚数)分量。分相器18来的I、Q信号含数字数据和传输信道干扰和人为因素引起的码元间干扰(ISI)。此信号加到作为均衡器工作的复合前馈滤波器(FFF)20上。均衡器可以是例如分散配置的均衡器，在此情况下采用数字FIR滤波器。在某些工作状态下，均衡滤波器20的系数值(抽头加权)由来自控制信号发生器26的控制信号自动调整控制，这稍后即将说明。滤波器20来的均衡过的信号由抽取器22抽取(下降抽样)。抽取器22将FFF20的输出信号的码元率从两抽样/码元降到一个抽样/码元，以适应此系统中的几个网络。抽取器22是可选的，并不是所有的系统都需要抽取器。

解调器19对分相器18的输出信号在加到均衡器20之前(按周知方式)进行初步解调。初步解调使信号更接近基带从而使后面的各电路无需控制更高的中频信号。局部产生的用在此用途上的载波可能不会完全与发信机的载频相称，因而因这个解调而产生相位误差。这些相位误差由另一个采用消旋器36(复数乘法器)和与载波复原网络有关的限幅器40的解调程序来校正。网络46根据限幅器40的码元输入与相应码元输出之间的码元差产生表示信号E的正相上位误差。限幅器40给各码元从编程查找表选取最接近输入码元抽样的码元丛中的点相应的数据码元作为其判定。就是说，限幅器选取在欧几里德距离上距输入的码元抽样最近的字母码元作为其判定。误差信号E为此距离的函数。此误差信号加到消旋器36的控制输入端以便使码元丛因载频而引起的旋转停下来。其它关乎初步解调、载波复原、限幅和消限方面的操作可参看Lee和Messerschmitt著的《数字通信》一书(美国麻省波斯顿克鲁威学术出版社)。

抽取器22的输出信号由加法器24将其与即将说明的作为均衡器工作的判定反馈滤波器(DFF)30经均衡的输出信号加起来。DFF30消除FFF 20尚未消除的码元间干扰。加法器24的输出信号展示出码元丛如上述那样因载频偏移而旋转。将载波复原网络46输出的正弦误差控制信号E加到消旋器36的其中一个倍增器输入端就可以使旋转停下来，并使信号的频率为基频。

限幅器40的输出信号或输入信号借助于多路调制器(MUX)44根据判决开关42来的控制信号加到再旋器(re-rotator)50(复数乘法器)的输入端，这稍后即将说明。网络52通过采用周知的信号处理方法将误差信号E的虚数分量倒相产生误差信号E的复共扼。复共扼使乘法器50促使加到其输入端的信号以消旋器36同样的旋转量旋转，但转向相反。这样，再旋转使码元丛旋转到其因消旋器36而旋转之前的情况。这样做是必要的，因为DFF30经均衡过的输出信号在加法器24中加到FFF20经均衡过的输出信号是需要使加法器24所加的经均衡过的信号相对于码元丛的旋转特性在时间上一致的。

FFF 20和DFF 30的系数值是根据信号发生器26的系数控制信号在盲目和判决工作状态期间更新的。发生器26也和在盲目和判决均衡工作状态之间一样，产生限幅误差信号，供控制开关42的操作。稍后将详细说明信号发生器26的工作情况。

经均衡过的基带信号由解码器60解码，再由输出网络64进行处理。解码器60如所周知的那样可包括例如去交织网络、里德索罗门误差校正网络和声频/视频解码网络。输出处理器64可以包括声频/视频处理器和声频/视频重放装置。

FFF20和DFF30都是分别履行均衡功能的数字滤波器。两者在一起考虑时，两个滤波器是个集成均衡器，供均衡输入到解码器60的信号用。FFF20和DFF30在整个盲目和判决均衡阶段期间以不同的工作状态工作。具体地说，DFF30在盲目均衡期间作为线性反馈滤波器工作，在盲目均衡之后的判决工作状态下作为非线性滤波器工作。FFF20在盲目均衡阶段的初始部分是静态滤波器，因而其系数没有更新，但在盲目均衡阶段的剩余部分期间和判决阶段期间处于适应工作状态。开关42和多路调制器44即为便于履行这些功能而设的。

均衡操作包括盲目均衡阶段和其后的判决阶段。盲目阶段包括初期和终期。盲目均衡初期可以在例如系统开始通电或复原时开始。这时，本机微控制器根据电源的接通或复原产生的工作状态选择信号显示准备进行盲目均衡的状态。根据工作状态信号的这种状态，多路调制器(MUX)23将MUX的输入信号Q作为FFF20和DFF30的系数控制信号转接到其输出端。信号Q由(众所周知)采用CMA算法的网络25根据加法器24产生的输出信号提供。但应该指出的是，虽然DFF30的系数是根据系数控制信号在盲目均衡阶段的初始部分期间更新的，但FFF20的系数这时并没有更新。FFF20的静态状态持续到已抽取预定量的码元抽样之后为止。

在盲目均衡初期，DFF30根据用CMA盲目配合算法产生的系数控制信号作为线性滤波器工作。DFF30作为线性滤波器开始工作时产生一些有助于系统特别是显著的信号重影出现时的收敛过程，这方面即将说明。抽取预定数量的码元(例如10,000个码元)之后，启动FFF20进行自动调整操作，从而根据用CMA盲目配合算法产生的系数控制信号更新其系数。DFF30继续作为采用盲目配合算法的线性反馈滤波器进行盲目均衡。FFF20可以通过采用与其系数控制电路有关的计数器、累加器和比较器加以启动进行适应均衡工作。为使附图简明起见，图中没有示出这些元件。比较器检测出已抽取预定数量的码元之后(表示盲目均衡阶段初期结束)，由适当的开关网络根据来自比较器的控制信号启动FFF20的系数控制电路。

在盲目均衡阶段的初期和终期的整个期间，控制发生器26中的差分码元处理器21计算限幅器40的输入码元与输出码元相应的位置之间的差值，并产生限幅误差控制信号作为该差值的函数。限幅误差信号控制开关42在盲目和判决均衡工作状态之间的开关操作。具体地说，当开关42检测到编程(预期)码元点周围的预定判定区内的码元点数已达预定值时，系统切换到判决工作状态。判定区中码元点的数目增加表示收敛情况增加。

举例说，落入给定数量的码元抽样的判定区内的数据点由开关42内的累加器和计数器测定。若测出的判定区内的抽样数超过用限幅误差信号值表示的预定阈值(例如1000个抽样中500个)，则开关42中的比较器检测此值并提供输出控制信号使MUX44从盲目状态切换到判决状态。在判决状态下，MUX44将限幅器40的输出信号传送给解码器60并通过再旋器50传送给DFF30。同时，可以用开关42产生的控制信号(通过本机微控制器)改变MUX23的状态选择控制信号，从而使MUX23在判决状态下选取限幅误差信号(输入P)作为FFF20和DFF30的系数控制信号。不然也可采用另外一个比较器来达到这个目的。

发生器26在整个判决阶段给FFF20和DFF30提供限幅误差信号作为系数控制信号以更新各有关系数值。这样，在判决均衡状态下，FFF20自适应工作，DFF30则作为非线性判决反馈滤波器适应工作。

在本实例中，FFF20的均衡范围有限，只均衡前重影分量，而不是前重影和后重影分量都均衡。这叫做反因果(anti-causal)均衡。DFF30只均衡后重影分量，即为因果均衡。FFF20和DFF30的这种配置方式使滤波器抽头得到有效利用；避免抽头在时域中重叠(冗余抽头)，特别是对前重影而言，更是如此。

上述系统不依靠FFF在盲目均衡阶段开始时均衡重影，因而可以在有大型重影存在的情况下更快更有效地进行均衡。相反，在FFF20更新之前，在盲目均衡开始时用DFF30作为线性IIR滤波器均衡后重影。前面说过，这是由于采用再旋器50而产生这种结果的。在盲目均衡阶段初期，DFF30作为线性反馈滤波器工作是有好处的，从而展示了反馈滤波器消除极端重影分量的能力。

此外，上述公开的系统比起一般采用FFF和DFF进行均衡的系统，盲目均衡之后从线性工作状态到非线性判决工作状态的过渡过程更为平稳。这是因为DFF30在通过在线性状态下工作进行预处理之后开始在非线性状态下工作，即其系数有很多都经过更新，使其沿其最终值的方向起作用。

值得注意的是，在一般的系统中，若DFF和FFF都在盲目均衡阶段开始时适应工作，FFF的中心抽头必然为重影分量所污染，从而使FFF可能起不了均衡坏通道的作用。抽头污染的迹象是，重影能作为直流增益被删除掉。相比之下，在上述公开的系统中，在盲目均衡状态下，延迟的重影是用与DFF30有关的后指针滤波器抽头消除的。上述公开的系统实际上通过在盲目均衡阶段的初始部分期间“冻结”FFF，在其一个初始非零中心抽头保持增益恒定，并利用DFF的线性反馈工作在此初始阶段尽量使后重影能量衰减来避免一般方法的局限法。因此，上述公开的系统的好处是将FFF和DFF的工作过程分隔开使前重影和后重影有效地衰减。

采用本发明的原理还有其它方案。例如，消旋器36可以不象图中所示的那样设在加法器24的后面而设在FFF20之前。但这种方案使载波复原网络控制回路因FFF20而延迟，从而危害载波复原网络的效能。但在这种情况下，可以不用再旋器50，从而节省硬件。

本发明的原理地适用于对训练信号起反应的系统。在此情况下，训练信号用来产生用以在非线性判决状态之前在初始线性工作状态下更新DFF系数的误差信号。

此外，本发明的原理可用于象多点微波分配系统(MMDS)之类的地面广播系统；和各种形式诸如16-、32-和256QAM之类的QAM。

Claims (8)

1.一种信号处理系统，用以处理收到的含有码元丛且易受到不希望有的干扰的信号，其特征在于，它具有：

适应前馈滤波器(20)(FFF)，用于均衡所述收到的信号；

适应判定反馈滤波器(20)(FFF)，用于均衡所述收到的信号；

解码器(34，40 46)，对均衡过的信号起反应；其中

所述FFF的表现为：(1)在非判决均衡阶段初期以非适应性的状态工作；(2)在所述非判决均衡阶段后期期间以非判决适应性的形式工作；和(3)在所述非判决均衡阶段之后的最终均衡阶段期间的判决适应的形式工作；且

所述DFF的表现为：(1)在所述初始非判决均衡阶段期间以非判决线形适应的形式工作；(2)在非判决均衡阶段的所述后期期间以非判决线性适应的形式工作，且(3)在所述最终均衡阶段期间以非线性判决适应的形式工作。

2.如权利要求1所述的系统，其特征在于：

所述解调器对来自所述FFF和DFF两者起码其中之一的输出信号起反应，所述解码器包括一个控制网络和第一旋转器，前者用以提供表示所收到信号的载频偏移的控制信号，后者用以根据所述控制信号在第一方向转动收到的码元丛进行解调；

第二旋转器根据所述解调器的输出信号在所述第一旋转器相反的方向转动所述解调器的输出信号以产生转动的码元丛信号；和

信号施加装置，用以将所述再旋信号加到所述DFF上从而进行均衡处理。

3.如权利要求2所述的系统，其特征在于，

所述解调器有一个码元限幅器，所述限幅器有一个输入端和一个输出端，所述输出端在所述非判决均衡阶段期间去耦合。

4.如权利要求1所述的系统，其特征在于，

所述非判决阶段是个盲目均衡阶段。

5.一种信号处理系统中均衡所述信号的一种方法，所述系统用以处理易受不希望有的干扰的信号，所述系统包括一个前馈滤波器(FFF)和一个判定扫馈滤波器(DFF)，所述方法包括下列步骤：

(a)在非判决均衡阶段初期期间：

(1)令所述FFF以静态方式工作，其中所述FFF的各系数不更新；

(2)按非判决形式更新所述DFF；

(b)在所述非判决均衡阶段以后的时间：

(1)按非判决形式更新所述FFF；

(2)按非判决形式更新所述DFF；且

(c)在所述非判决均衡阶段之后的均衡阶段期间：

(1)以判决方式更新所述FFF；

(2)以判决方式更新所述DFF；

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，

所述DFF在所述非判决均衡期间作为经性滤波器工作；且

所述DFF在下一个阶段作为非线性滤波器工作。

7.如权利要求5所述的方法，其特征在于，它还包括下列步骤：

(d)产生表示所述收到的信号的载频偏移的控制信号；和

(e)在所述判决状态将所述控制信号加到所述FFF和DFF上。

8.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述非判决阶段是个盲目均衡阶段。