CN106487400B - 基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统，包括同频滤波器，用于处理单倍采样数据并进行两倍滤波；以及分数间隔DFSE均衡器，用于接收两倍滤波后的数据，并采用基于分数间隔的DFSE均衡算法对经过的信号进行均衡处理，输出信号的估计值。本发明还提供一种基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制方法，基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制技术能够很好地抑制动态信道下的同频干扰以及码间串扰。

Description

基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统及方法

技术领域

本发明涉及一种无线通信系统中的接收机结构，更具体的涉及一种基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统及方法。

背景技术

在GSM通信系统中，从基站传输到移动终端的无线信号容易受到多个方面的干扰，主要的干扰来自热噪声、多径传播以及共信道干扰。特别是同频干扰和码间串扰越来越成为限制系统容量的重要因素，因此在接收机中引入干扰抵消技术变得越来越重要。

共信道干扰属于有色噪声(colored noise)，在传统的GSM接收机采用MLSE算法来达到消除均衡和抑制白噪声的目的，但是若共信道干扰较大时，系统的性能会恶化的较为严重。

为了克服传统均衡算法的不足，业界发展出新的干扰消除技术。在GSM通信系统中，期望信号和干扰信号都是通过突发脉冲序列(Burst)传输的，每一个突发脉冲序列包含一个已知的训练序列。移动终端通常有一个接收天线，使用所谓SAIC算法(单天线干扰消除算法)消除干扰。根据是否依赖于训练序列，SAIC算法通常可分为联合检测SAIC算法和盲检测SAIC算法。联合检测SAIC算法是基于JMLSE(联合最大似然序列估计)算法，《JointEstimation Algorithms for CO-channel Signal Demodulation》。联合检测SAIC算法在性能上通常优于盲检测SAIC算法，但是盲检测SAIC算法在不知道干扰信号所使用的训练序列时有较大优势。

而后3GPP在GSM系统中引入了新的SAIC技术来抑制同频干扰和码间串扰。目前的SAIC方案主要有两类算法和结构，第一类是把同频干扰抑制和均衡分开的结构，即耦合的单天线干扰抑制技术，第二类是把同频干扰抑制跟均衡相联合的结构，即去耦合的单天线干扰抑制技术。去耦合的SAIC方案是把同频干扰与码间串扰分开处理，此类算法的性能整体要比耦合的方案好。

具体到EDGE系统中，与GMSK相比其调制阶数增加几倍，传统的MLSE均衡方式已经不适应该系统，于是采用DFSE(判决反馈序列估计)算法或者RSSE(减状态序列估计)算法对序列进行均衡处理。但是这两种算法都对系统中出现的定时偏差表现的特别敏感。

发明内容

为了解决现有技术所述的问题，本发明提供一种基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统，包括：

两个同频滤波器，用于处理单倍采样数据并进行两倍滤波；以及

分数间隔DFSE均衡器，以非耦合的方式连接所述同频滤波器，用于接收两倍滤波后的数据，并采用基于分数间隔的DFSE均衡算法对经过的信号进行均衡处理，输出信号的估计值。

可选的，所述同频滤波器包括线性滤波器，用于对接收的信号进行滤波。

可选的，所述同频滤波器还包括：

第一LMS信道估计器，利用本地训练序列从接收的信号中得出用户信道的信道估计值，以估计出用户的信道特征，并输出相应的用户信道信息；以及

滤波器系数计算器，基于最小均方误差MMSE准则，利用所述信道估计值计算所述线性滤波器的系数，以供所述线性滤波器进行滤波。

可选的，所述同频滤波器还包括解旋模块，用于将接收到的信号进行特定相位的旋转，以抵消在传输过程中产生的相位偏差。

可选的，所述分数间隔DFSE均衡器包括分数间隔Viterbi译码器，用于对经过的信号进行均衡处理，输出信号的估计值。

可选的，所述分数间隔DFSE均衡器还包括预滤波模块，用于将接收的信号分成两部分，分别进行最小相位滤波和最大相位滤波。

可选的，所述预滤波模块的数量为两个。

可选的，所述预滤波模块包括预滤波器，以及：

第二LMS信道估计器，用于接收所述同频滤波器的输出信号；

计算器，用于利用所述第二LMS信道估计器所提供的用户信道信息，计算所述预滤波器的系数；

其中，所述预滤波器反馈连接所述第二LMS信道估计器的输入端，所述计算器还计算经过所述预滤波器预滤波之后的新的用户信号的信道脉冲响应；所述预滤波器根据所述预滤波器的系数将接收的信号分成两部分，分别进行最小相位滤波和最大相位滤波；所述Viterbi译码器根据所述新的用户信号的信道脉冲响应对经过信号进行均衡处理。

可选的，所述分数间隔DFSE均衡器还包括反馈和硬判决模块，连接于所述分数间隔Viterbi译码器，用于对所述分数间隔Viterbi译码器输出的信号估计值进行硬判决，将判决出的第一抽头所对应的串扰值用作反馈给所述分数间隔Viterbi译码器，剩余的第二抽头用作Viterbi状态度量值的计算。

可选的，所述第一抽头的能量低于所述第二抽头的能量。

本发明还提供一种基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制方法，包括：

通过两个同频滤波器处理单倍采样数据并进行两倍滤波；以及

分数间隔DFSE均衡器接收两倍滤波后的数据，采用基于分数间隔的DFSE均衡算法对经过的信号进行均衡处理，输出信号的估计值。

可选的，所述同频滤波器包括线性滤波器，用于对接收的信号进行滤波。

可选的，所述同频滤波器还包括：

第一LMS信道估计器，利用本地训练序列从接收的信号中得出用户信道的信道估计值，以估计出用户的信道特征，并输出相应的用户信道信息；以及

滤波器系数计算器，基于最小均方误差MMSE准则，利用所述信道估计值计算所述线性滤波器的系数，以供所述线性滤波器进行滤波。

可选的，所述同频滤波器还包括解旋模块，用于将接收到的信号进行特定相位的旋转，以抵消在传输过程中产生的相位偏差。

可选的，所述分数间隔DFSE均衡器包括分数间隔Viterbi译码器，用于对经过的信号进行均衡处理，输出信号的估计值。

可选的，所述分数间隔DFSE均衡器还包括预滤波模块，用于将接收的信号分成两部分，分别进行最小相位滤波和最大相位滤波。

可选的，所述预滤波模块的数量为两个。

可选的，所述预滤波模块包括预滤波器，以及：

第二LMS信道估计器，用于接收所述同频滤波器的输出信号；

计算器，用于利用所述第二LMS信道估计器所提供的用户信道信息，计算所述预滤波器的系数；

其中，所述预滤波器反馈连接所述第二LMS信道估计器的输入端，所述计算器还计算经过所述预滤波器预滤波之后的新的用户信号的信道脉冲响应；所述预滤波器根据所述预滤波器的系数将接收的信号分成两部分，分别进行最小相位滤波和最大相位滤波；所述Viterbi译码器根据所述新的用户信号的信道脉冲响应对经过信号进行均衡处理。

可选的，所述分数间隔DFSE均衡器还包括反馈和硬判决模块，连接于所述分数间隔Viterbi译码器，用于对所述分数间隔Viterbi译码器输出的信号估计值进行硬判决，将判决出的第一抽头所对应的串扰值用作反馈给所述分数间隔Viterbi译码器，剩余的第二抽头用作Viterbi状态度量值的计算。

可选的，所述第一抽头的能量低于所述第二抽头的能量。

本发明的基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统包括同频滤波器，用于处理单倍采样数据并进行两倍滤波；以及分数间隔DFSE均衡器，用于接收两倍滤波后的数据，并采用基于分数间隔的DFSE均衡算法对经过的信号进行均衡处理，输出信号的估计值。本发明基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制技术能够很好地抑制动态信道下的同频干扰以及码间串扰。

附图说明

图1为本发明一实施例所述基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统的结构图；

图2为本发明一实施例所述基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统中同频滤波器的结构图；

图3为本发明一实施例所述基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统中分数间隔DFSE均衡器的结构图；

图4-图6是本申请干扰抑制方法与传统一倍均衡方法以及二倍均衡算法的仿真结果比较图；其中

图4为100％的burst被干扰，即同步干扰的仿真结果图；

图5为70％的burst被干扰，即异步干扰的仿真结果图；

图6为50％的burst被干扰，即异步干扰的仿真结果图；

图7为本发明一实施例所述基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制方法的流程图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。根据下面说明和权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比率，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

本发明提供的基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统主要用于无线通信中的接收机上，具体可以是关于EDGE信号的接收器。如图1所示，所述基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统包括：

两个同频滤波器10，用于处理单倍采样数据并进行两倍滤波；以及

分数间隔DFSE均衡器20，以非耦合的方式连接所述同频滤波器，用于接收两倍滤波后的数据，并采用基于分数间隔的DFSE均衡算法对经过的信号进行均衡处理，输出信号的估计值。

如图2所示，在本实施例中，每个所述同频滤波器10包括线性滤波器14，用于对接收的信号进行滤波。在同频滤波器10中，连接于线性滤波器14前端的还包括：

第一LMS信道估计器12，利用本地训练序列从接收的信号中得出用户信道的信道估计值，以估计出用户的信道特征，并输出相应的用户信道信息；以及

滤波器系数计算器13，用于基于最小均方误差MMSE准则，利用所述信道估计值计算所述线性滤波器的系数，以供所述线性滤波器进行滤波。

另外，同频滤波器10还包括解旋模块11，设置于第一LMS信道估计器12前端，用于将接收到的信号进行特定相位的旋转，以抵消在传输过程中产生的相位偏差。

每个所述同频滤波器10的工作过程如下：

首先，8PSK发送信号模型表示为在接收极端进 行两倍上采样，假设两路信号总的信道响应表示为接收信号表示为之后解旋模块11做相位解旋转，得到如此信道 冲激响应变为

之后，第一LMS信道估计器12对有用信号的信道估计值的递推公式为

h_w，n+1＝h_w，n+με(n)a_n

其中h_w是有用信号的信道估计值，误差μ为步长，决定收敛速度，L为信道冲激响应的抽头数，

a_n＝{a[n],a[n-1],...a[n-L+1]}。

滤波器系数计算器13的目的是得到最优的线性滤波器系数以供所述线使得以求得

之后，线性滤波器14得到滤波器系数之后进行卷积运算y_w＝w^H*y起到抑制同频干扰的作用。

本发明中的分数间隔DFSE均衡器20包括分数间隔Viterbi译码器22，根据基于过采样的改进型Viterbi算法原理，利用所述预滤波器响应和新的信道脉冲响应计算器提供的新的信道脉冲响应系数，对经过反馈处理的信号进行均衡处理，输出信号的估计值用于对经过的信号进行均衡处理，输出信号的估计值。分数间隔DFSE均衡器20还包括前端的两个预滤波模块21，用于将接收的信号分成两部分，分别进行最小相位滤波和最大相位滤波。

具体的，所述预滤波模块21包括预滤波器211，第二LMS信道估计器212，用于接收所述同频滤波器10的输出信号，以及计算器213，用于利用所述第二LMS信道估计器212所提供的用户信道信息，计算所述预滤波器211的系数。其中，所述预滤波器211反馈连接所述第二LMS信道估计器212的输入端，所述计算器213还计算经过所述预滤波器预滤波之后的新的用户信号的信道脉冲响应。前述的预滤波器211根据计算出的所述预滤波器的系数将接收的信号分成两部分，分别进行最小相位滤波和最大相位滤波；所述分数间隔Viterbi译码器22根据所述新的用户信号的信道脉冲响应对经过信号进行均衡处理。

本实施例中，分数间隔DFSE均衡器20还包括反馈和硬判决模块23，连接于所述分数间隔Viterbi译码器22，用于对所述分数间隔Viterbi译码器22输出的信号估计值进行硬判决，将判决出的第一抽头所对应的串扰值用作反馈给所述分数间隔Viterbi译码器，剩余的第二抽头用作Viterbi状态度量值的计算。

所述第一抽头的能量低于所述第二抽头的能量，即经过硬判决后将能量较低的抽头所对应的串扰值用作反馈。

每个所述分数间隔DFSE均衡器20的工作过程如下：

首先假设输入的两路过采样信号模型为

其中I_k为发送符号，为信道冲激响应，而表示复高斯白噪，信道记忆长度为7。输入分数间隔DFSE均衡器20的数据为

第k-1时刻状态为对应的状态数为1×1 ×1×1×1×8。

基于最大似然的状态度量计算类似于MLSE，如上述状态数则对应于两抽头的 MLSE。即信道估计中的前两个抽头用于MLSE状态度量的计算，而其余的抽头用于反馈，在接 收数据中消除之前已解调符号的干扰：如图3所示，分数间隔Viterbi译码器22基于两抽头 的状态度量为：其中

从k-1时刻的8个状态向k时刻的8个状态进行转移时，状态度量取决于I_k-1和I_k，对于S_k的每一个状态，都会有S_k-1的8个状态转移过来，Viterbi译码的原理就是要保留其中的最强度量确定I_k-1。这样，每一时刻向下一时刻转移时，都会有8条路径保留下来。

由上述步骤可知，S_k存在8个不同的状态，由I_k决定，分别对应

从S_k-1向S_k转移时，求取I_k-1对应的各个比特位的软信息so_3k-3,so_3k-2,so_3k-1基于max-log-map译码算法。

状态度量J′_k-1({S_k-1})对应于8个状态，有8个取值，分别对应

S_k-1向S_k转移时，求取8×8个度量J′_k({S_k})/(I_k-1,I_k)。

软信息输出为：

so_3k-3

＝max(J′_k({S_k})/((I_k-1/b_3k-3＝＝1),I_k))-max(J′_k({S_k})/((I_k-1/b_3k-3＝＝0),I_k))

so_3k-2

＝max(J′_k({S_k})/((I_k-1/b_3k-2＝＝1),I_k))-max(J′_k({S_k})/((I_k-1/b_3k-2＝＝0),I_k))

so_3k-1

＝max(J′_k({S_k})/((I_k-1/b_3k-1＝＝1),I_k))-max(J′_k({S_k})/((I_k-1/b_3k-1＝＝0),I_k))

图4、图5、图6为最后的仿真结果，其中：

测试环境为TU50信道下8PSK有用信号与一路8PSK主干扰，信道估计相关点为16点，不加权，载波频率为905MHz，SNR＝25dB。”CCI+T/2-spaced DFSE”与”CCI+T/2-spacedDFSE,TimeOffset＝0.5”分别表示本申请的抗干扰性能以及定时偏差为0.5个码元周期时的性能，”conv DFSE”与”conv DFSE,TimeOffset＝0.5”分别表示传统的符号间隔DFSE均衡性能以及定时偏差为0.5个码元周期时的性能，”T/2-spaced DFSE”与”T/2-spaced DFSE,TimeOffset＝0.5”分别表示为分数间隔DFSE均衡性能以及定时偏差为0.5个码元周期时的性能。曲线表示均衡硬判决输出的误码率(TraceRawBER)，实曲线表示在无定时偏差的情况下的性能，虚曲线表示定时偏差为0.5个码元周期时的性能。

图4同步干扰的情况下，从实曲线来看，二倍均衡性能在同频干扰较小的情况下优于一倍性能，但在同频干扰较大的情况下与一倍DFSE均衡的性能相同。而本申请的抗干扰方法在同频干扰较大的情况下整体表现最好。

从虚曲线来看依然是本申请的抗干扰方法最优。

比较实曲线与虚曲线可发现，在定时偏差存在的情况下，一倍DFSE均衡的性能恶化较为明显，二倍DFSE均衡的性能恶化程度次之，本申请的抗干扰方法基本无恶化，表现出本申请方法抗定时偏差的较强能力。

图5 0.3burst干扰偏移(即70％的burst被干扰)的情况下以及图6 0.5burst干扰偏移的情况下，本申请的性能表现与同步干扰的情况下基本相同，都可以反映出本申请的性能优势。

从实验结果来看，证明了本申请在EDGE动态信道的情况下较好的抗同频干扰的性能，不仅适用于同步干扰也适用于异步干扰。

综上所述，如图7所示，本发明的基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制方法，包括：

通过两个同频滤波器处理单倍采样数据并进行两倍滤波；以及

分数间隔DFSE均衡器接收两倍滤波后的数据，采用基于分数间隔的DFSE均衡算法对经过的信号进行均衡处理，输出信号的估计值。

本发明的基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统包括同频滤波器，用于处理单倍采样数据并进行两倍滤波；以及分数间隔DFSE均衡器，用于接收两倍滤波后的数据，并采用基于分数间隔的DFSE均衡算法对经过的信号进行均衡处理，输出信号的估计值。本发明基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制技术能够很好地抑制动态信道下的同频干扰以及码间串扰。

另外，基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制技术采用了过采样技术，能够克服单倍均衡定时偏差敏感性高的问题；本发明的干扰抑制方法在复杂度方面要小于联合检测的方法，性能优于传统的均衡方法，在动态信道的情况下都表现出一定的性能优势，尤其是在同步干扰下。

显然，本领域的技术人员可以对发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包括这些改动和变型在内。

Claims (16)

1.一种基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统，其特征在于，包括：

两个同频滤波器，用于处理单倍采样数据并进行两倍滤波；以及

分数间隔DFSE均衡器，以非耦合的方式连接所述同频滤波器，用于接收两倍滤波后的数据，并采用基于分数间隔的DFSE均衡算法对经过的信号进行均衡处理，输出信号的估计值；

其中，所述同频滤波器包括线性滤波器，用于对接收的信号进行滤波，所述同频滤波器还包括：

第一LMS信道估计器，利用本地训练序列从接收的信号中得出用户信道的信道估计值，以估计出用户的信道特征，并输出相应的用户信道信息；以及

滤波器系数计算器，基于最小均方误差MMSE准则，利用所述信道估计值计算所述线性滤波器的系数，以供所述线性滤波器进行滤波。

2.如权利要求1所述的基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统，其特征在于，所述同频滤波器还包括解旋模块，用于将接收到的信号进行特定相位的旋转，以抵消在传输过程中产生的相位偏差。

3.如权利要求1所述的基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统，其特征在于，所述分数间隔DFSE均衡器包括分数间隔Viterbi译码器，用于对经过的信号进行均衡处理，输出信号的估计值。

4.如权利要求3所述的基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统，其特征在于，所述分数间隔DFSE均衡器还包括预滤波模块，用于将接收的信号分成两部分，分别进行最小相位滤波和最大相位滤波。

5.如权利要求4所述的基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统，其特征在于，所述预滤波模块的数量为两个。

6.如权利要求4所述的基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统，其特征在于，所述预滤波模块包括预滤波器，以及：

第二LMS信道估计器，用于接收所述同频滤波器的输出信号；

计算器，用于利用所述第二LMS信道估计器所提供的用户信道信息，计算所述预滤波器的系数；

其中，所述预滤波器反馈连接所述第二LMS信道估计器的输入端，所述计算器还计算经过所述预滤波器预滤波之后的新的用户信号的信道脉冲响应；所述预滤波器根据所述预滤波器的系数将接收的信号分成两部分，分别进行最小相位滤波和最大相位滤波；所述Viterbi译码器根据所述新的用户信号的信道脉冲响应对经过信号进行均衡处理。

7.如权利要求3所述的基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统，其特征在于，所述分数间隔DFSE均衡器还包括反馈和硬判决模块，连接于所述分数间隔Viterbi译码器，用于对所述分数间隔Viterbi译码器输出的信号估计值进行硬判决，将判决出的第一抽头所对应的串扰值用作反馈给所述分数间隔Viterbi译码器，剩余的第二抽头用作Viterbi状态度量值的计算。

8.如权利要求7所述的基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制系统，其特征在于，所述第一抽头的能量低于所述第二抽头的能量。

9.一种基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制方法，其特征在于，包括：

通过两个同频滤波器处理单倍采样数据并进行两倍滤波；以及

分数间隔DFSE均衡器接收两倍滤波后的数据，采用基于分数间隔的DFSE均衡算法对经过的信号进行均衡处理，输出信号的估计值；

其中，所述同频滤波器包括线性滤波器，用于对接收的信号进行滤波，所述同频滤波器还包括：

第一LMS信道估计器，利用本地训练序列从接收的信号中得出用户信道的信道估计值，以估计出用户的信道特征，并输出相应的用户信道信息；以及

滤波器系数计算器，基于最小均方误差MMSE准则，利用所述信道估计值计算所述线性滤波器的系数，以供所述线性滤波器进行滤波。

10.如权利要求9所述的基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制方法，其特征在于，所述同频滤波器还包括解旋模块，用于将接收到的信号进行特定相位的旋转，以抵消在传输过程中产生的相位偏差。

11.如权利要求9所述的基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制方法，其特征在于，所述分数间隔DFSE均衡器包括分数间隔Viterbi译码器，用于对经过的信号进行均衡处理，输出信号的估计值。

12.如权利要求11所述的基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制方法，其特征在于，所述分数间隔DFSE均衡器还包括预滤波模块，用于将接收的信号分成两部分，分别进行最小相位滤波和最大相位滤波。

13.如权利要求12所述的基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制方法，其特征在于，所述预滤波模块的数量为两个。

14.如权利要求12所述的基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制方法，其特征在于，所述预滤波模块包括预滤波器，以及：

第二LMS信道估计器，用于接收所述同频滤波器的输出信号；

计算器，用于利用所述第二LMS信道估计器所提供的用户信道信息，计算所述预滤波器的系数；

其中，所述预滤波器反馈连接所述第二LMS信道估计器的输入端，所述计算器还计算经过所述预滤波器预滤波之后的新的用户信号的信道脉冲响应；所述预滤波器根据所述预滤波器的系数将接收的信号分成两部分，分别进行最小相位滤波和最大相位滤波；所述Viterbi译码器根据所述新的用户信号的信道脉冲响应对经过信号进行均衡处理。

15.如权利要求11所述的基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制方法，其特征在于，所述分数间隔DFSE均衡器还包括反馈和硬判决模块，连接于所述分数间隔Viterbi译码器，用于对所述分数间隔Viterbi译码器输出的信号估计值进行硬判决，将判决出的第一抽头所对应的串扰值用作反馈给所述分数间隔Viterbi译码器，剩余的第二抽头用作Viterbi状态度量值的计算。

16.如权利要求15所述的基于分数间隔均衡的去耦合单天线干扰抑制方法，其特征在于，所述第一抽头的能量低于所述第二抽头的能量。