KR20100132010A

KR20100132010A - Ｄｃ 보상

Info

Publication number: KR20100132010A
Application number: KR1020107021491A
Authority: KR
Inventors: 아르네 비르게르 후스트
Original assignee: 노키아 코포레이션
Priority date: 2008-02-28
Filing date: 2009-02-23
Publication date: 2010-12-16
Also published as: EP2248315A1; US8396167B2; US20110013728A1; EP2248315B1; GB0803710D0; CN101960809B; CN101960809A; KR101268753B1; WO2009106494A1

Abstract

아날로그 필터, 상기 아날로그 필터에 연결된 아날로그-디지털 컨버터 및 상기 아날로그-디지털 컨버터에 연결된 디지털 필터를 포함하는 장치로서, 상기 아날로그 필터에 의해 필터링된 신호에 인입된 왜곡이 상기 디지털 필터에 의해 실질적으로 보상되도록 구성된, 장치가 개시된다.

Description

ＤＣ 보상{DC Compensation}

본 발명은 일반적으로는 통신에 관련되며, 더 상세하게는, RF 수신기들에서의 DC 보상에 관련되며, 특히 직교 주파수 분할 변조 (Orthogonal Frequency Division Modulation (OFDM) 기반의 시스템들에서의 DC 보상에만 관련된 것은 아니다.

직교 주파수 분할 변조 (Orthogonal Frequency Division Modulation (OFDM)에서, 데이터는 심볼 타임 T의 지속시간 동안에 다중의 주파수들 상으로 전송된다. OFDM의 특성은 개별적인 반송파들이 1/T 의 주파수 간격으로 위치하고 있다는 것이며, 이 경우 T는 상기 데이터 심볼의 지속 시간이다. 이런 특성은 OFDM 수신기들이 상기 개별 반송파들 사이에서 이상적인 주파수 선택도를 구비하여 만들어지도록 한다. 다른 말로 하면, OFDM 파형에서의 반송파들은 그 반송파들이 수신기 측에서는 서로를 실제로 보지 않도록 하는 방식으로 간격이 조절된다. 즉, 그 반송파들은 서로 직교하며 그래서 어떤 교차-간섭 (cross-interference)도 존재하지 않으며 그래서 신호 손실도 없다.

OFDM의 이점들은 고 스펙트럼 효율 (처리량/채널 대역폭의 MHz) 및 다중-경로 간섭과 주파수-선택성 페이딩 (fading)에 대한 높은 저항력이다.

지연이 확산된 다중경로 전송 채널들을 통해서 반송파 직교성을 유지하기 위해, 상기 OFDM 심볼들은 T보다 약간 더 긴 시간동안 유효하게 전송된다. 수신기 측에서, 이 초과의 시간은 상기 OFDM 심볼을 탐지하기 위해 필요하지 않으며 그러므로 보호 구간 (Guard Period (GP))으로서 여겨질 수 있다. 전형적인 시스템의 경우 T 는 67 μs 일 수 있고 (Δf = 15 kHz) 그리고 상기 GP 는 0.5 μs 일 수 있다.

OFDM 시스템을 채널의 중심 주파수 주변의 반송파 대칭으로, 즉, N은 부-반송파들의 전체 개수이고 그리고 Δf는 부-반송파 간격일 때에, +/-N/2 x Δf에서 데이터 심볼들을 운반하는 부-반송파들이 존재하는 채널 중심에 관하여 정의하는 것이 때로는 편리하다. 이런 점에서 0 Hz 반송파 또는 DC 반송파는 예외적이며, 이는 전송기 및 수신기 기술이 이런 반송파 상에서의 장애를 회피하는 것을 어렵게 만들기 때문이다. 이런 이유로, 상기 DC 반송파는 때로는 희생당한다. 스펙트럼 관점에서, 상기 DC 반송파는 어떤 다른 부-반송파로 여겨질 수 있다. 복합의 DC 레벨은 심볼 타임 동안에 일정하다면 다른 데이터 심볼들과 간섭하지 않을 것이다, 즉, DC 부-반송파는 데이터 운반 부-반송파들에 직교이다.

OFDM 시스템용으로 RF 수신기를 설계할 때에, 직접 변환 수신기가 하나의 선택이 될 수 있을 것이다. 직접 변환 수신기에서, RF 신호는 기저 대역으로 직접적으로 믹스된다. 즉, 국지적인 발진기 주파수가 채널 주파수와 동일하다. 그러므로, 상기 RF 믹서들에서 원래 발생되는 DC 성분은 상기 DC 부-반송파에서 존재할 것이며 그리고 상기 DC 레벨이 상기 심볼의 지속 시간동안 일정하면 원칙적으로 다른 부-반송파들에서 데이터 심볼들을 검출하는데 무해할 것이다.

그러나, 작은 RF 신호들이 수신되면, 원하는 신호에 관계된 상기 DC 성분은 중요할 수 있을 것이다. 극단적인 경우들에서, 상기 DC 레벨은 상기 원하는 신호를 10배 초과할 수도 있을 것이다. 전자 공학의 동적인 범위가 특히 A/D 컨버터에서 제한되기 때문에, 그러므로, 정상적으로는 A/D 변환 이전에 상기 기저 대역에서 상기 DC 성분을 제거하는 것이 바람직하다.

불행하게도, 다른 부-반송파 심볼들을 검출하는 것에 영향을 줄 정도로 신호를 왜곡시키지 않고 DC 성분을 제거하는 것은 쉽게 실행되지 않는다. 이는, 여러 가지 이유들 중에서도, 상기 DC 레벨은 심볼 지속 시간 동안에 보통은 변하기 때문이다. DC 레벨에서의 변화들은, 예를 들면, 상기 DC 부-반송파에서 신호를 생성하는 수신 대역에서의 강력한 외부 차단기들에 의해서 초래될 수 있을 것이다. 또한, 자동 이득 제어 (Automatic Gain Control (AGC)) 시스템의 제어 하에서 수신기의 프론트-엔드 (front- end) 및/또는 백-엔드 (back- end)에서 이득이 변할 때에 상기 DC 레벨은 보통 변한다.

상기 DC 성분을 제거하기 위해 사용될 수 있는 한 가지 방법은 0 Hz를 중심으로 하는 협대역 차단 (narrow stop band) 필터 (또는 고역 통과 필터)이다. 이 필터의 차단 주파수 (cut-off frequency)는 부-반송파 간격의 아주 작은 부분부터 그 부-반송파 간격까지의 범위인 것이 보통이다.

매우 좁은 차단 주파수를 구비한 고역 통과 필터 (High Pass Filter (HPF))를 이용하는 것은 이 필터가 심볼 타임 T보다 훨씬 더 긴 임펄스 응답을 가진다는 약점을 가지게 된다. 그러므로 그것은 심볼 검출을 저하시킬 인터 심볼 간섭 (Inter Symbol interference (ISI))을 도입할 것이다. 또한, 상기 필터의 안정 시간 (settling time)이 길 것이며, 그러므로, 상기 DC가 감소되기 전에 다중 OFDM 심볼들의 유지 시간을 갖출 것이기 때문에, 상기 DC를 제거하기 위한 이 필터의 목적은 최적이 아니다.

더 높은 차단 주파수, 예를 들면, 부-반송파 간격의 n 배와 동일한 차단 주파수를 구비한 HPF를 사용하는 것은 상기 부-반송파들의 상기 DC 반송파로의 직교성을 파괴한다는 결점을 가진다. 디지털 수신기에서 보통 사용된 것과 같이 전송 채널 추정을 기반으로 하는 등기화 (equalization)는 상기 HPF에 의해 초래된 왜곡을 제거할 수 없을 것이다. 이 문제점에 관한 다른 견해는 상기 HPF 이후의 DC 레벨은 상기 HPF 안정으로 인해서 상기 OFDM 심볼 시간을 통해서 일정하지 않을 것이라는 것이다. 상기 DC가 일정하지 않으면, 전력 스펙트럼은 다른 부-반송파들로 확산될 것이며 그 부-반송파들에서 변조된 심볼들을 왜곡시킬 것이다.

본 발명의 목적은 이런 문제점들에 중점을 두어 해결하거나 또는 적어도 완화시키려는 것이다.

본 발명의 첫 번째 모습에 따르면, 아날로그 필터, 상기 아날로그 필터에 연결된 아날로그-디지털 컨버터 및 상기 아날로그-디지털 컨버터에 연결된 디지털 필터를 포함하는 장치로서, 상기 아날로그 필터에 의해 필터링된 신호에 인입된 왜곡이 상기 디지털 필터에 의해 실질적으로 보상되도록 구성된, 장치가 제공된다.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 아날로그 필터와 상기 디지털 필터 중 하나의 주파수 응답은 상기 아날로그 필터와 상기 디지털 필터 중의 다른 하나에 실질적으로 역일 수 있을 것이다. 상기 아날로그 필터는 고역 통과 필터 (high pass filter)를 포함할 수 있을 것이다. 상기 고역 통과 필터는

의 식에 의해 결정된 주파수 응답을 구비하며, 이때에 τ는 상기 아날로그 필터와 연관된 시상수 (time constant)이다.

상기 디지털 필터는 무한 임펄스 응답 필터를 포함한다. 상기 디지털 필터는

의 식에 의해 결정된 주파수 응답을 구비하며, 이때에 a는 필터 계수이다. 상기 필터 계수는

의 식으로 결정되며, 이 경우 fs는 샘플 주파수이다.

상기 디지털 필터는 필터 메모리를 포함할 수 있을 것이다. 상기 필터 메모리는 주기적으로 리셋되도록 구성된다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 필터 메모리는 데이터 심볼을 수신하기 전에 보호 구간 동안에 리셋되도록 구성될 수 있을 것이다.

상기 장치는 다음 중의 적어도 하나를 또한 포함할 수 있을 것이다: 상기 아날로그 필터와 상기 아날로그-디지털 컨버터 사이에 연결된 저역 통과 필터 (low pass filter), 상기 저역 통과 필터와 상기 아날로그-디지털 컨버터 사이에 연결된 기저 대역 증폭기, 상기 아날로그-디지털 컨버터와 상기 디지털 필터 사이에 연결된 채널 필터 또는 상기 아날로그 필터의 입력에 연결된 믹서로서, 이 경우 상기 믹서는 수신된 신호를 믹싱 주파수와 믹스하도록 구성된 믹서.

상기 장치는 무선 주파수 신호를 수신하도록 또한 구성될 수 있을 것이다. 상기 무선 주파수 신호는 직교 주파수 분할 변조 신호를 포함할 수 있을 것이다.

본 발명의 두 번째 모습에 따르면, 아날로그 신호를 제1 필터를 이용하여 필터링하고, 상기 필터링된 아날로그 신호를 아날로그-디지털 컨버터에서 변환하고 그리고 상기 샘플들을 제2 필터로 필터링하는 것을 포함하는 방법으로서, 상기 제1 필터에 의해 필터링된 아날로그 신호에 인입된 왜곡이 상기 제2 필터에 의해 실질적으로 보상되는, 방법이 제공된다.

상기 제1 필터와 상기 제2 필터 중 하나의 주파수 응답은 상기 제1 필터와 상기 제2 필터 중의 다른 하나에 실질적으로 역이다. 상기 제1 필터는 고역 통과 필터 (high pass filter)를 포함할 수 있을 것이다. 상기 고역 통과 필터는

의 식에 의해 결정된 주파수 응답을 구비할 수 있을 것이며, 이때에 τ는 상기 아날로그 필터와 연관된 시상수 (time constant)이다.

상기 제2 필터는 무한 임펄스 응답 필터를 포함한다. 상기 제2 필터는

의 식에 의해 결정된 주파수 응답을 구비할 수 있을 것이며, 이때에 a는 필터 계수이다. 상기 필터 계수는

의 식으로 결정될 수 있을 것이며, 이 경우 fs는 샘플 주파수이다.

바람직하게는, 상기 제2 필터는 필터 메모리를 포함할 수 있을 것이다. 상기방법은 상기 필터 메모리를 주기적으로 리셋하는 것을 더 포함할 수 있을 것이다. 상기 필터 메모리를 리셋하는 것은 데이터 심볼을 수신하기 전에 보호 구간 동안에 발생하도록 시간 조절될 수 있을 것이다.

상기 방법은 수신한 신호를 믹싱 주파수와 믹스하여 상기 아날로그 신호를 생성하는 것을 더 포함할 수 있을 것이다. 바람직하게는, 상기 수신한 신호는 무선 주파수 신호를 포함할 수 있을 것이다.

본 발명의 실시예들을 통해서, 아날로그 RF에서 HP-필터에 의해 초래된 그룹-지연 왜곡 및 주파수 왜곡을 중화시키며, 그럼으로써, DC 반송파에 근접한 OFDM 심볼들에 대한 검출 성능에서의 저하를 제거하는 효과가 제공된다.

또한, RF에서 발생된 어떤 DC 전력으로부터의 영향, 예를 들면, 강력한 차단기 (blocker)들로부터의 영향을 줄어들게 할 수 있어서, OFDM 심볼 검출을 용이하게 할 수 있도록 한다.

본 발명의 실시예들은 첨부된 도면들을 참조하여 이제 예시로서 설명될 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기를 예시한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 등화 필터를 예시한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 고역 통과 필터 및 등화 필터의 출력들의 시뮬레이션된 곡선들을 도시한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 방법을 예시한다.

본 발명의 실시예들은 특정한 예에 의해 그리고 바람직한 실시예들을 참조하여 여기에서 설명된다. 본 발명이 속한 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 여기에서 주어진 특정 실시예들의 상세한 내용들로 한정되는 것이 아니라는 것을 이해할 것이다.

본 발명의 일부 실시예들은 수신기의 아날로그 기저 대역에서 DC 성분을 제거하기 위한 방법을 제공하며, 그러면서도 신호로부터 DC 성분들을 제어하는 것에 연관된 왜곡을 최소화한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 DC는 OFDM 심볼 타임을 통해서 일정하게 유지된다. 상기 DC 성분은 상기 OFDM 심볼들 사이의 보호 구간 동안에만 변경된다.

일 실시예에 따르면, 제1 단 (order) 아날로그 고역 통과 필터는 기저 대역 신호를 필터링하기 위해 사용된다. 상기 고역 통과 필터 (HPF)는 상대적으로 높은 차단 주파수를 가지도록 선택될 수 있을 것이며, 그래서 상기 HFP는 빠르게 안정되며, 바람직하게는 하나 또는 두 개의 OFDM 심볼들 내에 안정된다. 상기에서 설명된 것과 같이, 상대적으로 높은 차단-주파수를 가진 HPF는 상기 신호를 왜곡시켜 상기 DC 반송파의 부-반송파들의 직교성을 깨뜨리게 된다.

본 발명의 일부 실시예들에 따르면, 상기 신호는 제1 단 임펄스 응답 (Infinite Impulse Response (HR)) 필터 내의 상기 디지털 기저 대역에서 또한 필터링될 수 있을 것이다. 상기 신호로부터의 왜곡을 제거하기 위해 또는 실질적으로 제거하기 위해, 상기 HR 필터 계수들은 상기 HPF에 의해 초래된 왜곡으로 상기 HR에 의해 인입된 왜곡에 정합하도록 신중하게 선택될 수 있을 것이며, 그리고 그럼으로써 상기 부-반송파들의 직교성을 상기 DC 반송파로 회복시키거나 또는 실질적으로 회복시키도록 한다.

본 발명의 일 실시예가 도 1에 도시된다. 도 1은 수신하는 RF 신호들에서 사용되기 위한 수신기 체인을 보여준다. 그런 수신기 체인은, 예를 들면, 무선 네트워크의 모바일 단말 또는 기지국의 일부로서 구현될 수 있다.

도 1의 도면은 수신기 체인 1의 간략화된 블록도이다: 공통으로 그런 수신기 체인은 두 개의 믹서들 그리고 상기 믹서들 이후에 I (In-phase) 지로 및 Q (Quadrature) 지로 (branch) 모두를 구비한 직교 (quadrature) 수신기에서 사용될 수 있을 것이다. 직교 수신기들에 대해, 상기 아날로그 및 디지털 필터링은 상기 두 지로들에서 각각 개별적으로 수행된다.

도 1의 수신기 체인 (1)은 3개의 영역 (domain)들로 분리될 수 있을 것이다. 무선 주파수 (RF) 아날로그 영역에서, 안테나 (22)는 증폭기 (2), 예를 들면, 저 잡음 증폭기 (low noise amplifier (LNA))의 입력으로 연결된다. 상기 증폭기 (2)의 출력은 믹서 (4)로 연결되며, 상기 믹서 (4)는 믹싱 주파수 (도시되지 않음)를 또한 수신한다. 믹서 (4)의 출력은 고역 통과 필터 (HPF) (6)의 입력으로 연결되며, 상기 고역 통과 필터 (6)의 출력은 저역 통과 필터 (LPF) (8)의 입력으로 연결된다. 상기 LPF (8)의 출력은 기저 대역 증폭기 (10)의 입력으로 연결되며 그리고 상기 증폭기의 출력은 아날로그-디지털 (analog to digital) 컨버터 (12)의 입력으로 연결된다.

도 1의 수신기 체인의 RF 디지털 영역에서, 상기 ADC (12)는 디지털 샘플들을 출력하며, 상기 ADC (12)는 채널 필터 (14)의 입력으로 연결된다. 상기 채널 필터 (14)는 등화 필터 (16)로 연결되며, 상기 등화 필터는 CP-Reset 신호 (20)를 또한 수신한다. 그러면 상기 등화 필터 (16)의 출력은 디지털 영역에 있는 기저 대역 (BB) 프로세싱 (18)으로 연결된다.

상기 수신기 체인 (1)의 동작을 고려하면, 무선 신호들은 안테나 (22)에 의해 수신되며 그리고 증폭을 위해 상기 증폭기 (2)로 전달된다. 그러면 증폭된 신호들은 믹서 (4)에서 상기 믹싱 주파수와 혼합된다. 보통은, 상기 증폭된 수신 신호들이 상기 믹서 (4) 내에서 기저 대역으로 다운컨버트되도록 상기 믹싱 주파수가 선택될 수 있을 것이다. 그러면 상기 다운컨버트된 신호는 HPF (6)에서 고역-통과 필터링되며, 그럼으로써 상기 다운컨버트된 신호의, DC 성분을 포함하는 저주파수 성분들을 억제한다. 상기 고역-통과 필터링된 성분은 그러면 상기 LPF (6)에서 저역-통과 필터링된다. 그 저역-통과 필터링된 신호는 그러면 기저 대역 증폭기 (10)에서 증폭된다. 기저 대역 증폭기 (10)의 이득은 상기 ADC (12)의 입력이 상기 아날로그-디지털 컨버터의 전체 범위를 이용하도록 하고, 그래서 양호한 정밀도가 획득되는 것을 보장하도록, 설정될 수 있을 것이다.

본 발명의 실시예들이 기저 대역으로 혼합된 수신 신호의 배경에서 설명되었지만, 본 발명의 실시예들은 신호가 중간 주파수로 혼합되는 수신기들에도 동일하게 적용될 수 있을 것이다.

RF 신호를 나타내는, 상기 ADC (12)에 의한 출력인 디지털 샘플들은 관심 대상인 주파수들을 분리하기 위해 채널 필터 (14)에서 필터링된다. 그러면 상기 필터링된 샘플들은 상기 수신된 신호를 디코딩하기 위해서 상기 기저 대역 프로세싱 (18)으로 전달되기 전에 무한 임펄스 응답 필터 (16)에서 다시 필터링될 수 있을 것이다.

본 발명의 일 실시예에 따라, 상기 HPF (6)는 제1 단 아날로그 고역-통화 필터이다. 상기 HPF는 상기 아날로그 기저 대역에서 DC 성분들을 제거한다. 높은 차단 주파수는 상기 OFDM 심볼들의 주파수 간격에 관련하여 선택될 수 있을 것이며, 그래서 하나 또는 두 개의 OFDM 심볼들의 시간 내에 HPF가 빨리 안정되게 할 것이다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 HPF의 상기 차단 주파수는 상기 OFDM 심볼 간격의 주파수의 13분의 1부터 상기 OFDM 심볼 간격의 주파수의 1배 사이에서 선택될 수 있을 것이다.

디지털 기저 대역에서, 아날로그-디지털 변환 이후에, 상기 HPF (6)의 특성들에 일반적으로 정합된 특별한 제1 단 UR 필터를 포함하는 상기 등화 필터 (16)는 상기 HPF (6)에 의해 인입된 왜곡을 제거할 수 있을 것이다.

상기 등화 필터 (16)가 상기 HPF (6)에 의해 인입된 상기 왜곡을 제거하기 위해, 상기 HPF 및 상기 등화 필터의 결합된 주파수 응답은 DC로부터 관심 대상인 대역까지의 단일 이득 (예를 들면, 평탄한 응답)을 가질 수 있도록 상기 등화 필터가 설계될 수 있을 것이며, 상기 관심 대상인 대역은 상기 디지털 필터에서 샘플 레이트에 의해 결정될 수 있을 것이다.

본 발명의 일 실시예에 따라, 상기 필터는 단일 지연 소자 (또는 필터 메모리)를 사용할 수 있을 것이다. 상기 메모리 내의 샘플의 값은 상기 디지털 필터 입력 내의 순간적인 DC 레벨을 나타낼 것이다. 상기 필터 메모리는 주기적으로 특정 값으로 강제될 수 있을 것이다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 필터 메모리는 0으로 강제될 수 있을 것이다. 일 실시예에서, 상기 필터 메모리는 상기 수신된 신호에서 각 보호 구간 동안에 리셋될 수 있을 것이다.

등화 필터 (16)의 일 예의 실시예가 도 2에 도시된다. 도 2의 필터는 증폭기 (30), 제1 덧셈기 (32), 지연 소자 (34) 및 제2 덧셈기 (36)를 포함한다. 상기 등화 필터로의 샘플 입력은 증폭기 (30)의 입력으로 그리고 상기 제2 덧셈기 (36)의 제1 입력으로 인가된다. 상기 증폭기 (30)의 이득은 -a와 동일할 수 있을 것이며, 이 경우 a는 필터 계수이다. 상기 증폭된 샘플은 제1 덧셈기 (32)의 제1 입력으로 연결된다. 상기 제1 덧셈기 (32)의 출력은 상기 지연 소자 (34)로 연결되며, 그리고 상기 지연 소자 (34)의 출력은 상기 제2 덧셈기 (36)의 제2 입력으로 연결된다. 상기 제2 덧셈기 (36)는 상기 지연 소자 (34)의 출력을 상기 입력 샘플로 더하며, 그리고 그 결과를 출력한다. 상기 제2 덧셈기 (36)의 출력은 상기 제1 덧셈기 (32)의 제2 입력으로 연결되며 그리고 상기 증폭된 샘플 값에 더해져서 상기 제1 덧셈기 (32)의 출력을 형성한다. 상기 제2 덧셈기 (36)의 출력은 상기 등화 필터 (16)의 출력을 또한 형성한다.

상기 수신기의 I 지로 및 Q 지로를 독립적으로 필터링하기 위해 사용되는 두 개의 동일 필터들 중에서 오직 하나만이 도시된다.

상기 등화 필터를 아날로그 영역에서 HPF 필터의 특성들에 정합시키기 위해, 상기 등화 필터는 사실상 "역 필터 (inverse filter)"이도록, s-영역에서 상기 HPF의 폴 (pole)을 제거하는 상기 등화 필터의 z-영역에 0이 도입된다. 그러면 상기 HPF의 해로운 영향은 상기 디지털 영역에서 "역 필터"를 적용함으로써 제거될 수 있을 것이다. 상기 필터는 상기 디지털 영역에서 상기 DC를 아날로그 이득 업데이트들 사이의, 즉, 상기 RF 믹서의 출력에서의 DC 점프들 사이의 일정한 레벨로 복원할 것이다. 상기 아날로그 RF 영역에서의 고역 통과 필터가 다음 수학식 1의 모습의 제1 단 HR 필터라고 가정한다:

이 경우 τ는 상기 HPF의 시상수 (time constant)이며 그리고 s는 각 주파수 (angular frequency)이다. 3dB 차단-주파수는

그러면, 상기 등화 디지털 필터는 다음의 수학식 3의 모습을 취할 수 있을 것이다:

이 경우, 상기 계수 a는 A(s) 내의 단일 폴을 삭제하는 0의 직접 정합 z-변환으로부터 다음의 수학식과 같이 유도될 수 있다.

위의 식에서 fs는 샘플 주파수이다.

상기 필터 계수 "a"는 상기 디지털 영역에서 사용된 샘플링 레이트에 의존할 수 있을 것이다. 상이한 모드들에 대해 상이한 샘플 레이트들을 사용하는 시스템에서, "a" 계수는 그에 따라서 변경되어야만 한다.

상기 필터의 출력에서의 일정한 DC 레벨이 상기 OFDM 심볼 디코딩에 해가 되지는 않지만, 상기 필터링된 신호의 동적인 범위를 개선하기 위해 이 DC 레벨을 제거하는 것이 바람직할 수 있을 것이다. 도 2의 상기 등화 필터는 상기 필터의 출력에서 불필요한 DC 레벨을 제거하기 위해 상기 필터 메모리의 간편하게 클리어 (clearing) 되는 것을 허용한다. 본 발명의 일 실시예에 따라, 상기 필터 메모리는 모든 OFDM 심볼 이전에, 즉, 모든 OFDM 심볼 이전의 보호 구간 (GP)에서 클리어될 수 있을 것이다. 이런 방식으로 상기 필터 메모리를 클리어하는 것은 상기 DC 레벨이 각 심볼 유지시간 동안에 일정하게 유지되는 것을 보장하면서도 불필요한 DC 레벨이 삭제되도록 허용할 수 있을 것이다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 방법을 도시한다. 도 4의 방법에서, 단계 100에서 아날로그 신호가 제1 필터에서 샘플링되면서, 신호에 일부 왜곡을 인입하게 된다. 그러면 상기 필터링 된 신호는 단계 102에서 디지털-아날로그 컨버터에서 변환된다. 단계 104에서, 상기 디지털 신호는 상기 제1 필터에서 인입된 왜곡에 대해서 보상하거나 또는 실질적으로 보상하는 제2 필터로 샘플링된다.

도 3에서 보이는 곡선들은 극도로 높은 DC 성분을 가진 입력이 인가되었을 때의 상기 등화 필터 (16) 동작의 예시의 시뮬레이션을 도시한다. 지로 I 또는 Q 중의 하나만이 보여진다. 상기 등화 필터 (14)로의 입력 신호는 첫 번째 곡선에서 보여진다. 그려진 시간 윈도우는 (수직선들로 마크된 첫 번째 두 개의 OFDM 심볼을 구비한) 6개의 OFDM 심볼들에 걸쳐 있다. 두 번째 곡선은 상기 필터 메모리가 모든 새로운 OFDM 심볼 이전에 클리어될 때에 상기 디지털 필터의 출력을 보여준다. 각 OFDM 심볼 내의 상기 DC가 대략 일정하고 그리고 하나의 OFDM 심볼로부터 다음 OFDM 심볼로 계단식으로 감소되는 것을 알 수 있다. 결국 그것은 0으로 접근할 수 있을 것이며, 또는 상기 지로 (일정한 부분)에 남아있는 DC의 레벨로 수렴할 수 있을 것이다.

고역 통과 필터 차단 주파수는 상기 시뮬레이션에서 2 kHz로 설정되었다. 상기 등화 디지털 필터가 사용될 때에, 데이터 심볼들의 회복을 양보하지 않으면서도 RF 내의 HPF의 차단 주파수는 5 kHz로 또는 더 높게 설정될 수 있을 것이다. 높은 차단 값은 빠른 안정화 필터로 이끌 수 있을 것이며, 그러므로, 상기 신호 내의 일정한 DC 레벨은 상기 첫 번째 OFDM 심볼 이후의 등화 필터에서 거의 완전하게 제거될 것이다.

본 발명의 일부 실시예들은 다음의 이점들 중의 하나 또는 그 이상을 가질 수 있을 것이다:

- 상기 등화 HR 필터는 아날로그 RF에서 상기 HP-필터에 의해 초래된 그룹-지연 왜곡 및 주파수 왜곡이 중화되며, 그럼으로써, DC 반송파에 근접한 OFDM 심볼들에 대한 검출 성능에서의 저하를 제거한다는 것을 보장한다.

- 상기 RF에서 발생된 어떤 DC 전력으로부터의 영향, 예를 들면, 강력한 차단기 (blocker)들로부터의 영향이 줄어들 수 있을 것이다. OFDM 심볼의 중간에 나타나는 강력한 차단기는 DC 점프를 초래할 수 있을 것이며 그래서 이 심볼을 검출하는 것을 저하시킬 수 있을 것이다. 그러나, 그 다음의 심볼들은 상기 등화 필터를 사용함으로써 방어될 수 있을 것이다. 상기 차단기가 유사한 DC 점프를 없애는 것은 단일의 OFDM 심볼만을 교란하는 결과가 될 것이다.

본 발명의 실시예들이 RF 수신기에서 OFDM 심볼들을 수신하는 맥락에서 설명되었다. 그러나, 본 발명의 실시예들은 다른 무선 표준들에도 동등하게 적용 가능할 수 있을 것이며, 그리고 아날로그-디지털 컨버터에 인가된 신호에서 DC 전력 레벨을 감소시키는 것이 필요한 어떤 경우에도 사용될 수 있을 것이다.

일반적으로, 본 발명의 다양한 실시예들은 하드웨어 또는 특수 목적 회로들, 소프트웨어, 로직 또는 그것들의 결합으로 구현될 수 있을 것이다. 비록 본 발명이 그런 모습들로 제한되는 것은 아니지만, 예를 들면, 본 발명의 일부 모습들은 하드웨어로 구현될 수 있을 것이며, 다른 모습들은 제어기, 마이크로프로세서 또는 다른 컴퓨팅 기기에 의해 실행될 수 있을 펌웨어나 소프트웨어로 구현될 수 있을 것이다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 수신기는 집적 회로의 일부로서 구현될 수 있을 것이다. 본 발명의 다양한 모습들이 블록도, 흐름도 또는 어떤 다른 그림의 표현으로서 도시되고 설명될 수 있을 것이지만, 여기에서 설명된 이런 블록들, 장치, 시스템들, 기술들 또는 방법들은, 비-제한적인 예들로서, 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어, 특수 목적 회로들이나 로직, 범용 하드웨어 또는 제어기 또는 다른 컴퓨팅 기기들 또는 그것들의 몇몇 결합으로 구현될 수 있을 것이라는 것이 쉽게 이해된다.

전술한 설명은 본 발명의 예시적인 실시예의 완전한 그리고 정보의 설명을 예시 및 한정하지 않는 예로서 제공한다. 그러나, 다양한 수정들 및 적응들은 전술한 설명을 동반된 도면들 및 첨부된 청구범위와 결합하여 참조한, 본 발명이 속한 관련 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자들에게는 명백하게 될 수 있을 것이다. 그러나, 본 발명의 교시들의 그와 같은 수정 및 유사한 수정들은 첨부된 청구범위에서 정의된 것과 같은 본 발명의 범위 내에 여전히 존재할 것이다.

Claims

아날로그 필터;
상기 아날로그 필터에 연결된 아날로그-디지털 컨버터; 및
상기 아날로그-디지털 컨버터에 연결된 디지털 필터;를 포함하는 장치로서,
상기 아날로그 필터에 의해 필터링된 신호에 인입된 왜곡이 상기 디지털 필터에 의해 실질적으로 보상되도록 구성된, 장치.
제1항에 있어서,
상기 아날로그 필터와 상기 디지털 필터 중 하나의 주파수 응답은 상기 아날로그 필터와 상기 디지털 필터 중의 다른 하나에 실질적으로 역인, 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 아날로그 필터는 고역 통과 필터 (high pass filter)를 포함하는, 장치.
제3항에 있어서,
상기 고역 통과 필터는

의 식에 의해 결정된 주파수 응답을 구비하며,
이때에 τ는 상기 아날로그 필터와 연관된 시상수 (time constant)인, 장치.
제1항 내지 제4항 중의 어느 한 항에 있어서,
상기 디지털 필터는 무한 임펄스 응답 필터를 포함하는, 장치.
제5항에 있어서,
상기 디지털 필터는

의 식에 의해 결정된 주파수 응답을 구비하며,
이때에 a는 필터 계수인, 장치.
제6항에 있어서,
상기 필터 계수는

의 식으로 결정되며,
이 경우 fs는 샘플 주파수인, 장치.
제5항 내지 제7항 중의 어느 한 항에 있어서,
상기 디지털 필터는 필터 메모리를 포함하는, 장치.
제8항에 있어서,
상기 필터 메모리는 주기적으로 리셋되도록 구성된, 장치.
제8항 또는 제9항에 있어서,
상기 필터 메모리는 데이터 심볼을 수신하기 전에 보호 구간 동안에 리셋되도록 구성된, 장치.
제1항 내지 제10항 중의 어느 한 항에 있어서, 상기 장치는,
상기 아날로그 필터와 상기 아날로그-디지털 컨버터 사이에 연결된 저역 통과 필터 (low pass filter)를 더 포함하는, 장치.
제11항에 있어서, 상가 장치는,
상기 저역 통과 필터와 상기 아날로그-디지털 컨버터 사이에 연결된 기저 대역 (base band) 증폭기를 더 포함하는, 장치.
제1항 내지 제12항 중의 어느 한 항에 있어서, 상기 장치는,
상기 아날로그-디지털 컨버터와 상기 디지털 필터 사이에 연결된 채널 필터를 더 포함하는, 장치.
제1항 내지 제13항 중의 어느 한 항에 있어서, 상기 장치는,
상기 아날로그 필터의 입력에 연결된 믹서를 더 포함하며,
상기 믹서는 수신한 주파수를 믹싱 주파수와 믹스하도록 구성된, 장치.
제1항 내지 제14항 중의 어느 한 항에 있어서,
상기 장치는 무선 주파수 신호를 수신하도록 또한 구성된, 장치.
제15항에 있어서,
무선 주파수 신호는 직교 주파수 분할 변조 신호를 포함하는, 장치.
아날로그 신호를 제1 필터를 이용하여 필터링하고;
상기 필터링된 아날로그 신호를 아날로그-디지털 컨버터에서 변환하고; 그리고
상기 샘플들을 제2 필터로 필터링하는 것을 포함하는 방법으로서,
상기 제1 필터에 의해 필터링된 아날로그 신호에 인입된 왜곡이 상기 제2 필터에 의해 실질적으로 보상되는, 방법.
제17항에 있어서,
상기 제1 필터와 상기 제2 필터 중 하나의 주파수 응답은 상기 제1 필터와 상기 제2 필터 중의 다른 하나에 실질적으로 역인, 방법.
제17항 또는 제18항에 있어서,
상기 제1 필터는 고역 통과 필터 (high pass filter)를 포함하는, 방법.
제19항에 있어서,
상기 고역 통과 필터는

의 식에 의해 결정된 주파수 응답을 구비하며,
이때에 τ는 상기 아날로그 필터와 연관된 시상수 (time constant)인, 방법.
제17항 내지 제20항 중의 어느 한 항에 있어서,
상기 제2 필터는 무한 임펄스 응답 필터를 포함하는, 방법.
제21항에 있어서,
상기 제2 필터는

의 식에 의해 결정된 주파수 응답을 구비하며,
이때에 a는 필터 계수인, 방법.
제22항에 있어서,
상기 필터 계수는

의 식으로 결정되며,
이 경우 fs는 샘플 주파수인, 방법.
제21항 내지 제23항 중의 어느 한 항에 있어서,
상기 제2 필터는 필터 메모리를 포함하는, 방법.
제24항에 있어서, 상기 방법은,
상기 필터 메모리를 주기적으로 리셋하는 것을 더 포함하는, 방법.
제24항 또는 제25항에 있어서, 상기 방법은,
데이터 심볼을 수신하기 전에 보호 구간 동안에 상기 필터 메모리를 리셋하는 것을 더 포함하는, 방법.
제17항 내지 제26항 중의 어느 한 항에 있어서, 상기 방법은,
상기 컨버팅 이전에 상기 아날로그 신호를 상기 저역 통과 필터링하는 것을 더 포함하는, 방법.
제17항 내지 제27항 중의 어느 한 항에 있어서, 상기 방법은,
수신한 신호를 믹싱 주파수와 믹스하여 상기 아날로그 신호를 생성하는 것을 더 포함하는, 방법.
제28항에 있어서,
상기 수신한 신호는 무선 주파수 신호인, 방법.
컴퓨터 프로그램 코드 수단으로서,
상기 컴퓨터 프로그램 코드 수단은 상기 프로그램이 프로세서 상에서 동작할 때에 제17항 내지 제29항 중의 단계들 중의 임의 단계를 수행하도록 구성된, 컴퓨터 프로그램 코드 수단.