JP2830471B2 - 適応フィルタによる自動周波数制御 - Google Patents
適応フィルタによる自動周波数制御Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H21/00—Adaptive networks
- H03H21/0012—Digital adaptive filters
- H03H21/0043—Adaptive algorithms
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Feedback Control In General (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は一般的に通信の分野に関し、特に自動周波数
制御に関するものである。
制御に関するものである。
発明の背景 米国ディジタル・セルラ（USDC:U.S.Digital Cellula
r）通信は可動電話と基地局との間の通信にディジタル
化した音声とデータ信号とを使用している。移動機と基
地局とはこれらの信号の伝送に時分割多元接続（TDMA:T
ime Division Mulliple Access）を用いている。TDMAの
データ・バーストの代表的なフォーマットを第５図に示
す。このデータ・バーストは一般的なUSDCと共に米国電
子工業会エンジニアリング部門、2001 Eye STreet,N.
W.,Washington,D.C.20006から入手可能なUSDC仕様書EIA
/TIA IS−54の中に、より詳細に論じられている。
r）通信は可動電話と基地局との間の通信にディジタル
化した音声とデータ信号とを使用している。移動機と基
地局とはこれらの信号の伝送に時分割多元接続（TDMA:T
ime Division Mulliple Access）を用いている。TDMAの
データ・バーストの代表的なフォーマットを第５図に示
す。このデータ・バーストは一般的なUSDCと共に米国電
子工業会エンジニアリング部門、2001 Eye STreet,N.
W.,Washington,D.C.20006から入手可能なUSDC仕様書EIA
/TIA IS−54の中に、より詳細に論じられている。
移動機が移動するとノイズやマルチ・パスの歪により
通信チャネルの低下に直面することがあるが、ノイズも
歪も時間と共に変化するのである。このマルチ・パス歪
は、信号が建物や地形により跳ね返る時に移動機が異な
る時間にその信号を受信することが原因である。マルチ
パス・チャネルは符合間干渉（ISI:Inter−Symbol Inte
rference）の原因となり得るが、適応性あるフィルタの
特別なタイプである、適応チャネル・コライザで取り除
くことができる。適応チャネル・エスティメータは適応
フィルタの別のタイプである。
通信チャネルの低下に直面することがあるが、ノイズも
歪も時間と共に変化するのである。このマルチ・パス歪
は、信号が建物や地形により跳ね返る時に移動機が異な
る時間にその信号を受信することが原因である。マルチ
パス・チャネルは符合間干渉（ISI:Inter−Symbol Inte
rference）の原因となり得るが、適応性あるフィルタの
特別なタイプである、適応チャネル・コライザで取り除
くことができる。適応チャネル・エスティメータは適応
フィルタの別のタイプである。
代表的な適応フィルタを第１図に示す。入力信号（10
6）は適応フィルタ（101）によって処理され、アダプテ
ィブ・フィルタの出力信号（102）を生み出す。このフ
ィルタの出力は次に参照信号（103）−通常はフィルタ
を通さない入力信号（106）−から減算されてエラー信
号（104）を出す。このエラー信号（104）は適応フィル
タの中で更新係数μを持つ適応アルゴリズムによって、
フィルタの係数を更新するために用いられる。この更新
係数はまたトラッキング係数またはメモリ係数とも呼ば
れる。この適応アルゴリズムのメモリはμの値が増大す
るにつれて増大する。
6）は適応フィルタ（101）によって処理され、アダプテ
ィブ・フィルタの出力信号（102）を生み出す。このフ
ィルタの出力は次に参照信号（103）−通常はフィルタ
を通さない入力信号（106）−から減算されてエラー信
号（104）を出す。このエラー信号（104）は適応フィル
タの中で更新係数μを持つ適応アルゴリズムによって、
フィルタの係数を更新するために用いられる。この更新
係数はまたトラッキング係数またはメモリ係数とも呼ば
れる。この適応アルゴリズムのメモリはμの値が増大す
るにつれて増大する。
この適応アルゴリズムは、カルマンの反復的最小二
乗、すなわち最小二乗平均のアルゴリズム（LMS:Least
Mean Square）であってもよい。この適応アルゴリズム
の代表的な目標はエラー信号（104）、確定した更新係
数の平均二乗値を最小にすることである。この値は一般
的に平均二乗エラーと名付けられている。
乗、すなわち最小二乗平均のアルゴリズム（LMS:Least
Mean Square）であってもよい。この適応アルゴリズム
の代表的な目標はエラー信号（104）、確定した更新係
数の平均二乗値を最小にすることである。この値は一般
的に平均二乗エラーと名付けられている。
適応チャネル・イコライザの不利な特性は約10ヘルツ
（24キロヘルツの符号速度もつシステムにおいて）以上
の周波数オフセットに直面すると性能が低下することが
あるということである。伝送システムの仕様書には周波
数の変動に一定の限界があることを要求しているが、こ
の適応チャネル・イコライザにはより厳しい限界が要求
されるであろう。その一例がUSDCシステムである。USDC
では受信機の作動周波数が送信機の200ヘルツ以内に固
定されている必要がある。適応チャネル・イコライザは
この環境では適正に作動しないであろう。粗な自動周波
数制御（AFC:Automatic Freqency Control）がこのオフ
セットの大部分を取り除くために一般的に用いられる。
しかしながら、残存するオフセットが検出アルゴリズム
に有害な影響を与え、検出されるビット・エラー率を増
大させる可能性がある。それゆえに、移動機が移動して
環境が変化している時、この周波数オフセットを受容で
きるほどの小さいレベルに減少させ、オフセットのいか
なる変化をも探知することのできるAFCが必要とされて
いた。
（24キロヘルツの符号速度もつシステムにおいて）以上
の周波数オフセットに直面すると性能が低下することが
あるということである。伝送システムの仕様書には周波
数の変動に一定の限界があることを要求しているが、こ
の適応チャネル・イコライザにはより厳しい限界が要求
されるであろう。その一例がUSDCシステムである。USDC
では受信機の作動周波数が送信機の200ヘルツ以内に固
定されている必要がある。適応チャネル・イコライザは
この環境では適正に作動しないであろう。粗な自動周波
数制御（AFC:Automatic Freqency Control）がこのオフ
セットの大部分を取り除くために一般的に用いられる。
しかしながら、残存するオフセットが検出アルゴリズム
に有害な影響を与え、検出されるビット・エラー率を増
大させる可能性がある。それゆえに、移動機が移動して
環境が変化している時、この周波数オフセットを受容で
きるほどの小さいレベルに減少させ、オフセットのいか
なる変化をも探知することのできるAFCが必要とされて
いた。
発明の概要 本発明による方法は、複数の適応アルゴリズム −各
々のアルゴリズムは連動する周波数ディザーのある参照
信号を持っている− を持つ機器において最適な自動周
波数制御信号を発生させるものである。この方法は、複
数の適応アルゴリズムのそれぞれの性能を比較して自動
周波数制御信号をその性能の違いに応じて修正すること
から始めるものである。
々のアルゴリズムは連動する周波数ディザーのある参照
信号を持っている− を持つ機器において最適な自動周
波数制御信号を発生させるものである。この方法は、複
数の適応アルゴリズムのそれぞれの性能を比較して自動
周波数制御信号をその性能の違いに応じて修正すること
から始めるものである。
図面の簡単な説明 第１図は、一般的な適応フィルタのブロック図を示
す。
す。
第２図は、本発明の方法によるブロック図を示す。
第３図は、本発明の方法による平均二乗エラー対残存
周波数オフセットのグラフを示す。
周波数オフセットのグラフを示す。
第４図は、本発明の方法による残存周波数オフセット
対時間のグラフを示す。
対時間のグラフを示す。
第５図は、米国ディジタル・セルラ通信システムで用
いられているTDMAデータ・バーストのフォーマットを示
す。
いられているTDMAデータ・バーストのフォーマットを示
す。
第６図は、本発明の方法によるの他の実施例を示す。
好適な実施例の詳細な説明 本発明の方法によれば、適応フィルタを使用している
装置に精密な自動周波数制御が得られる。なお、第２図
において適応チャネル・エスティメータとして１〜３
で、第６図においては適応チャネル・イコライザとして
601〜603によって示され、入力信号はαである。また、
適応チャネル・エスティメータの代用として適応チャネ
ル・イコライザを使用することも可能である。適応フィ
ルタの性能の差異はAFC信号を修正するために用いら
れ、それにより周波数オフセットを減少させる。
装置に精密な自動周波数制御が得られる。なお、第２図
において適応チャネル・エスティメータとして１〜３
で、第６図においては適応チャネル・イコライザとして
601〜603によって示され、入力信号はαである。また、
適応チャネル・エスティメータの代用として適応チャネ
ル・イコライザを使用することも可能である。適応フィ
ルタの性能の差異はAFC信号を修正するために用いら
れ、それにより周波数オフセットを減少させる。
直線干渉性（Linear Coherent）のディジタル・ラジ
オ受信機は一般的に、局部発振器を用いて入力信号をベ
ース・バンドに混合することにより入力信号を復調して
いる。局部発振器の周波数は送信機の周波数にかなり近
い値に保たなければならない。信号がベース・バンドと
混合された後、伝送されたデータの推定量を回復するた
めにさらにアナログまたはディジタルの信号処理が行わ
れる。本発明の方法についての次の説明では、ベースバ
ンド信号はアナログからディジタルへのコンバータによ
ってその後のディジタル信号処理に適する形式に変換さ
れているものとする。
オ受信機は一般的に、局部発振器を用いて入力信号をベ
ース・バンドに混合することにより入力信号を復調して
いる。局部発振器の周波数は送信機の周波数にかなり近
い値に保たなければならない。信号がベース・バンドと
混合された後、伝送されたデータの推定量を回復するた
めにさらにアナログまたはディジタルの信号処理が行わ
れる。本発明の方法についての次の説明では、ベースバ
ンド信号はアナログからディジタルへのコンバータによ
ってその後のディジタル信号処理に適する形式に変換さ
れているものとする。
本発明の方法による好適実施例では、第２図に示すよ
うに、適応チャネル・エスティメータ（ACE:Adaptive C
hannel Estimatur）から構成される３個の適応フィルタ
（１−３）から成る。この３個のACE（１−３）は装置
の環境に従って変化する更新係数μを持っている。μを
決定する方法は「A Method for Optimization of Adapt
ive Filter Update Coefficient」（ドケット番号 CE0
0473R）と題する、Motorola,Inc.に譲渡されKevin Baum
によって申請された出願中の出願書類に記述されてい
る。この更新係数は単一のTDMAデータ・バーストの間は
一定に保たれる。
うに、適応チャネル・エスティメータ（ACE:Adaptive C
hannel Estimatur）から構成される３個の適応フィルタ
（１−３）から成る。この３個のACE（１−３）は装置
の環境に従って変化する更新係数μを持っている。μを
決定する方法は「A Method for Optimization of Adapt
ive Filter Update Coefficient」（ドケット番号 CE0
0473R）と題する、Motorola,Inc.に譲渡されKevin Baum
によって申請された出願中の出願書類に記述されてい
る。この更新係数は単一のTDMAデータ・バーストの間は
一定に保たれる。
この３個のACE（１−３）は周波数オフセット・ディ
ザー発生器を異にする以外は同一のものであり、このデ
ィザー発生器が参照信号の発進源なのである。ACE2は、
数値制御発振器（NCO:Numerically COntrolled Oscilla
tur）（８）の信号を参照信号として混合されたベース
バンド受信信号を使用している。ACE1および３は、この
参照信号を参照信号として使用する前に周波数オフセッ
トと混合する（11,12）。
ザー発生器を異にする以外は同一のものであり、このデ
ィザー発生器が参照信号の発進源なのである。ACE2は、
数値制御発振器（NCO:Numerically COntrolled Oscilla
tur）（８）の信号を参照信号として混合されたベース
バンド受信信号を使用している。ACE1および３は、この
参照信号を参照信号として使用する前に周波数オフセッ
トと混合する（11,12）。
この周波数オフセット、ｅｊωdkおよびｅ−ｊωdkお
よびこれらと望まれる残存周波数オフセットω*との関
係は第３図グラフによって示されている。望まれる残存
周波数オフセットω*は受信されたベースバンド信号と
関連する周波数オフセットである。これらのオフセット
はその周波数オフセット推定量−ωvのいずれかの側に
位置する。ACE1および３は残存周波数オフセットの「プ
ローブ」として作動し、ACE2に関連してAC1は「高」周
波プローブとして働き、ACE3は「低」周波プローブとし
て働く。ACE1および３はMSE曲線上で二つの点を推定す
る。ACE2は実際に望まれる適応フィルタの機能を果た
し、無線機のリマインダとして使用される。
よびこれらと望まれる残存周波数オフセットω*との関
係は第３図グラフによって示されている。望まれる残存
周波数オフセットω*は受信されたベースバンド信号と
関連する周波数オフセットである。これらのオフセット
はその周波数オフセット推定量−ωvのいずれかの側に
位置する。ACE1および３は残存周波数オフセットの「プ
ローブ」として作動し、ACE2に関連してAC1は「高」周
波プローブとして働き、ACE3は「低」周波プローブとし
て働く。ACE1および３はMSE曲線上で二つの点を推定す
る。ACE2は実際に望まれる適応フィルタの機能を果た
し、無線機のリマインダとして使用される。
周波数オフセットのｋ項はサンプルの時間指数を表
す。ωd項はアプリケーションに依存する。ωdは平均二
乗エラー（MSE:Mean Square Errors）での相違が検出さ
れる余地を残しつつできる限り小さい値を選ぶべきであ
る。ωdはまた、初期に取得を早めるために大きい値に
セットしその後周波数オフセット推定値を最も正確に得
るために減じることにより、時間とともに変わることも
できる。好適実施例では、ωdは5x（２π）ラジアン／
秒に定められている。
す。ωd項はアプリケーションに依存する。ωdは平均二
乗エラー（MSE:Mean Square Errors）での相違が検出さ
れる余地を残しつつできる限り小さい値を選ぶべきであ
る。ωdはまた、初期に取得を早めるために大きい値に
セットしその後周波数オフセット推定値を最も正確に得
るために減じることにより、時間とともに変わることも
できる。好適実施例では、ωdは5x（２π）ラジアン／
秒に定められている。
周波数オフセットの発生は、作動時には、本発明の方
法では、現在の推定された周波数オフセット−ωvが、
ベースバンド受信信号から、信号をNCO（８）出力ｅ
ｊωvkと混合（９）することにより最初に取り除かれ
る。初期の周波数オフセットについての先行する知らせ
がない場合には、最初はこのNCO（８）周波数ωvは周波
数オフセットがゼロと定める。このことは初期のアキュ
ミュレータ（７）の値がゼロであることによって表され
る。
法では、現在の推定された周波数オフセット−ωvが、
ベースバンド受信信号から、信号をNCO（８）出力ｅ
ｊωvkと混合（９）することにより最初に取り除かれ
る。初期の周波数オフセットについての先行する知らせ
がない場合には、最初はこのNCO（８）周波数ωvは周波
数オフセットがゼロと定める。このことは初期のアキュ
ミュレータ（７）の値がゼロであることによって表され
る。
次にこの信号はACE2の出力によって動かされる検出ア
ルゴリズム（10）による影響を受ける。その結果の符号
決定信号αであって、αは被受信信号にとって最も適当
と考えられる複素数の値であるは３個のACE（１−３）
への入力となる。
ルゴリズム（10）による影響を受ける。その結果の符号
決定信号αであって、αは被受信信号にとって最も適当
と考えられる複素数の値であるは３個のACE（１−３）
への入力となる。
ACE（１−３）は、フィルタがかけられた後の出力と
前記で論じた関連する参照信号との差である、エラー信
号を発生する。二つのエラー信号、エラー１およびエラ
ー３は、MSE推定装置（４および５）への入力となり、
これらは次のように作動する。
前記で論じた関連する参照信号との差である、エラー信
号を発生する。二つのエラー信号、エラー１およびエラ
ー３は、MSE推定装置（４および５）への入力となり、
これらは次のように作動する。
ここでｋは周波数オフセット中のものと同じく、ｎは
エラー信号のサンプルの数である。一例として、最初の
推定サイクルでｋ＝１かつｎ＝10ならば、ｋは次のサイ
クルでは12から始まる。
エラー信号のサンプルの数である。一例として、最初の
推定サイクルでｋ＝１かつｎ＝10ならば、ｋは次のサイ
クルでは12から始まる。
推定されたMSE間の相違、Ed＝ET1−ET3は、最小のMSE
点（残存オフセット＝０）に近づくために、第３図に示
すように周波数オフセット軸に沿っていずれの方向に動
くべきかという指示を与える。例えば、残存周波数オフ
セットがゼロより大きいときは、ET1はET3より大きいの
でEdは負となる。Edの値が負であることはωvが大き過
ぎることであり減少させるべきであることを示してい
る。
点（残存オフセット＝０）に近づくために、第３図に示
すように周波数オフセット軸に沿っていずれの方向に動
くべきかという指示を与える。例えば、残存周波数オフ
セットがゼロより大きいときは、ET1はET3より大きいの
でEdは負となる。Edの値が負であることはωvが大き過
ぎることであり減少させるべきであることを示してい
る。
好適実施例では、Edはコンパレータへの入力であり、
そこで０と比較される。この場合、コンパレータは次の
ような出力関数ｆ（Ed）を持つ。
そこで０と比較される。この場合、コンパレータは次の
ような出力関数ｆ（Ed）を持つ。
ｆ（Ed）＝ Δ Ed＞０ のとき、 ｆ（Ed）＝−Δ Ed＜０ のとき、 ｆ（Ed）＝ ０ Ed＝０ のとき、 ここでΔはアプリケーションに依存し、AFCの分解能
およびAFCの適応スピードを決定する。Δは粗なAFCをも
つシステムでは非常に小さい値が選ばれる。別の実施例
では、Δは初期に取得を早めるために大きい値にセット
しその後周波数オフセット推定値を最も正確に得るため
に減じることにより、時間とともに変わることができ
る。好適実施例では、Δは２πラジアン／秒に定められ
る。
およびAFCの適応スピードを決定する。Δは粗なAFCをも
つシステムでは非常に小さい値が選ばれる。別の実施例
では、Δは初期に取得を早めるために大きい値にセット
しその後周波数オフセット推定値を最も正確に得るため
に減じることにより、時間とともに変わることができ
る。好適実施例では、Δは２πラジアン／秒に定められ
る。
他の実施例では、Edはコンパレータではなくフィルタ
への入力となる。このフィルタは、エラー差異信号サイ
ズに応答する（Δの定ステップ・サイズと対比して）時
間により変動するステップ・サイズを与える。例えば、
エラー差異信号が大きくなると、ステップ・サイズは自
動的に大きくなりアルゴリズムの集中をより早くする結
果を生む。しかしながら、このフィルタを使用すると本
発明が複雑となり、より高いオーダーのフィルタを使用
すると安定性の問題を生ずるおそれがある。第１オーダ
ーのディジタル不定インパルス応答（IIR:INtinite Imp
uls Respouse）フィルタが安定性と簡易性の考慮から好
まれる。このフィルタからの出力は周波数オフセット推
定値の更新に用いられる。
への入力となる。このフィルタは、エラー差異信号サイ
ズに応答する（Δの定ステップ・サイズと対比して）時
間により変動するステップ・サイズを与える。例えば、
エラー差異信号が大きくなると、ステップ・サイズは自
動的に大きくなりアルゴリズムの集中をより早くする結
果を生む。しかしながら、このフィルタを使用すると本
発明が複雑となり、より高いオーダーのフィルタを使用
すると安定性の問題を生ずるおそれがある。第１オーダ
ーのディジタル不定インパルス応答（IIR:INtinite Imp
uls Respouse）フィルタが安定性と簡易性の考慮から好
まれる。このフィルタからの出力は周波数オフセット推
定値の更新に用いられる。
第２図に示される本願発明の原理によれば、コンパレ
ータ（６）（またはフィルタ）の出力は、以前に保存さ
れた値に新しい入力値を加えるアキュムレータ（７）へ
の入力となる。この蓄積された値は次にNCO（８）の周
波数ωvを制御するために用いられる。MSEのET1およびE
T3はｎ個のサンプルのブロックに亙って推定されるの
で、Edおよびコンパレータ（７）の出力およびアキュム
レータ（８）は、ｎ回の反復毎に計算される。それゆえ
に、NCO（８）の周波数はｎ回の反復毎に一度ずつ更新
される。
ータ（６）（またはフィルタ）の出力は、以前に保存さ
れた値に新しい入力値を加えるアキュムレータ（７）へ
の入力となる。この蓄積された値は次にNCO（８）の周
波数ωvを制御するために用いられる。MSEのET1およびE
T3はｎ個のサンプルのブロックに亙って推定されるの
で、Edおよびコンパレータ（７）の出力およびアキュム
レータ（８）は、ｎ回の反復毎に計算される。それゆえ
に、NCO（８）の周波数はｎ回の反復毎に一度ずつ更新
される。
第３図のグラフに示すように、数回のNCO（８）の更
新サイクルの後、ωｖはおおよそ−ω*に等しくなるで
あろうし、残存周波数オフセットはおおよそゼロとなる
であろう。周波数オフセットが変化すれば、本発明によ
る方法でその変化が検出され追跡される。本発明による
方法の原理は第４図のグラフに見ることができる。この
方法では50ヘルツの初期周波数オフセットを持つLMS適
応チャネル・エスティメーターを使用している。この例
では検出装置のビット・エラー率は１％である。残存周
波数オフセットは急速にゼロ・ヘルツ近くに減少するこ
とに注意すること。50ヘルツからの初期変化のこう配は
Δを修正することによって変更することができる。Δの
値が大きければ獲得がより早くなり、したがって、勾配
が急になる。
新サイクルの後、ωｖはおおよそ−ω*に等しくなるで
あろうし、残存周波数オフセットはおおよそゼロとなる
であろう。周波数オフセットが変化すれば、本発明によ
る方法でその変化が検出され追跡される。本発明による
方法の原理は第４図のグラフに見ることができる。この
方法では50ヘルツの初期周波数オフセットを持つLMS適
応チャネル・エスティメーターを使用している。この例
では検出装置のビット・エラー率は１％である。残存周
波数オフセットは急速にゼロ・ヘルツ近くに減少するこ
とに注意すること。50ヘルツからの初期変化のこう配は
Δを修正することによって変更することができる。Δの
値が大きければ獲得がより早くなり、したがって、勾配
が急になる。
好適実施例では、本発明による方法はアルゴリズムで
実現されている。本発明の他の実施例ではハードウェア
またはハードウェアとソフトウェアの組み合わせで実現
することができる。すなわちプロセスの各ブロックはア
ルゴリズムまたはそのブロックに匹敵するハードウェア
回路となっている。
実現されている。本発明の他の実施例ではハードウェア
またはハードウェアとソフトウェアの組み合わせで実現
することができる。すなわちプロセスの各ブロックはア
ルゴリズムまたはそのブロックに匹敵するハードウェア
回路となっている。
別の実施例では二つの適応フィルタのみを使用し、第
２の適応フィルタは使用しないで済ますことができる。
この実施例では複数のフィルタのうちの一つのフィルタ
の出力が第２のフィルタの出力にとって替わっている。
その結果のAFCの値はΔ/2によってバイアスを受けるで
あろう。
２の適応フィルタは使用しないで済ますことができる。
この実施例では複数のフィルタのうちの一つのフィルタ
の出力が第２のフィルタの出力にとって替わっている。
その結果のAFCの値はΔ/2によってバイアスを受けるで
あろう。
さらに別の実施例では、第６図に示すように、チャネ
ル・エスティメータの代わりに適応イコライザが使用で
きるものである。この実施例では参照信号と符合決定信
号αがイコライザへの入力となる。適応イコライザ（60
1〜603）はディザーを通って受信したそれぞれの信号か
らISIを取り除く働きをする。適応イコライザには、現
在の入力に応答する出力を得るまでの固有の遅れがある
かも知れない。符合決定αは、この決定に従うイコライ
ザの出力が得られるまで遅れる（604〜606）。符合決定
とそれに従うイコライザの出力との差異でエラー信号が
できる。このエラー信号はNCO周波数を更新するため
に、好適実施例と同様な方法で使用される。
ル・エスティメータの代わりに適応イコライザが使用で
きるものである。この実施例では参照信号と符合決定信
号αがイコライザへの入力となる。適応イコライザ（60
1〜603）はディザーを通って受信したそれぞれの信号か
らISIを取り除く働きをする。適応イコライザには、現
在の入力に応答する出力を得るまでの固有の遅れがある
かも知れない。符合決定αは、この決定に従うイコライ
ザの出力が得られるまで遅れる（604〜606）。符合決定
とそれに従うイコライザの出力との差異でエラー信号が
できる。このエラー信号はNCO周波数を更新するため
に、好適実施例と同様な方法で使用される。
要約すると、変化する環境における自動周波数制御の
方法を記述したのである。発振機の周波数をどのように
変えるかを決定するために、各々の適応アルゴリズムの
性能を比較することによって、周波数オフセットは殆ど
ゼロに減ずることができる。本発明の方法は、適応チャ
ネル・イコライザがその推定値にISIを考慮しているの
で内部の符号干渉による影響はない。本発明の方法を利
用する通信装置は粗のAFCのみを使用する装置よりも優
れた性能をもつことができる。
方法を記述したのである。発振機の周波数をどのように
変えるかを決定するために、各々の適応アルゴリズムの
性能を比較することによって、周波数オフセットは殆ど
ゼロに減ずることができる。本発明の方法は、適応チャ
ネル・イコライザがその推定値にISIを考慮しているの
で内部の符号干渉による影響はない。本発明の方法を利
用する通信装置は粗のAFCのみを使用する装置よりも優
れた性能をもつことができる。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−116434（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−194613（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−195714（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−238326（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−5442（ＪＰ，Ａ) 特表 平６−500913（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03J 7/02 H03H 17/00 H03H 21/00 H04B 1/10 H03L 7/06
Claims (5)
- 【請求項１】ベースバンド受信信号、発振器信号、及び
符号決定信号を有する装置内で自動周波数制御のための
方法において、 前記ベースバンド受信信号を前記発振器信号で乗じ、第
１参照信号を導出する段階と、 前記第１参照信号を第１の大きさを有する第１オフセッ
ト信号で乗じ、第２参照信号を導出する段階と、 前記第１参照信号を第２の大きさを有する第２オフセッ
ト信号で乗じ、第３参照信号を導出する段階と、 前記符号決定信号及び前記第１参照信号に応答して第１
誤差信号を生成する段階と、 前記符号決定信号及び前記第２参照信号に応答して第２
誤差信号を生成する段階と、 前記符号決定信号及び前記第３参照信号に応答して第３
誤差信号を生成する段階と、 前記第２誤差信号に応答して第１平均二乗誤差を推定す
る段階と、 前記第３誤差信号に応答して第２平均二乗誤差を推定す
る段階と、 前記第１平均二乗誤差から前記第２平均二乗誤差を差し
引いて、 平均二乗誤差の差分を導出する段階と、 前記平均二乗誤差の差分に応答して前記発振器信号を修
正する段階と、 から構成されることを特徴とする方法。 - 【請求項２】受信信号、発振器信号を発生する発振手
段、符号決定信号を発生する符号決定手段、及び複数の
参照信号を発生する複数の乗算手段を有する機器内で自
動周波数制御のための装置において、 前記符号決定手段及び前記複数の乗算手段の第１乗算手
段に結合され、前記符号決定信号及び前記複数の参照信
号の第１参照信号に応答して第１誤差信号を発生する第
１適応フィルタ手段と、 前記符号決定手段及び前記複数の乗算手段の第２乗算手
段に結合され、前記符号決定信号、前記発振器信号及び
前記受信信号に応答して第２誤差信号を発生する第２適
応フィルタ手段と、 前記符号決定手段及び前記複数の乗算手段の第３乗算手
段に結合され、前記符号決定信号及び前記複数の参照信
号の第２参照信号に応答して第３誤差信号を発生する第
３適応フィルタ手段と、 前記第１適応フィルタ手段に結合され、第１平均二乗誤
差推定を発生する平均二乗誤差を推定する第１手段と、 前記第３適応フィルタ手段に結合され、第２平均二乗誤
差推定を発生する平均二乗誤差を推定する第２手段と、 前記第１及び第２手段に結合され、差分信号を導出する
合計手段と、 前記合計手段に結合され、デルタ信号を導出する手段
と、 前記デルタ信号を導出する手段及び前記発振手段に結合
され、前記デルタ信号を蓄積する蓄積手段と、 から構成されることを特徴とする装置。 - 【請求項３】前記第１、第２及び第３適応フィルタ手段
は、適応チャネル推定器であることを特徴とする請求項
２記載の装置。 - 【請求項４】前記第１、第２及び第３適応フィルタ手段
は、適応イコライザであることを特徴とする請求項２記
載の装置。 - 【請求項５】ベースバンド受信信号、発振器信号、及び
符号決定信号を有する装置内で自動周波数制御のための
方法において、 前記ベースバンド受信信号を前記発振器信号で乗じ、第
１参照信号を導出する段階と、 前記第１参照信号を第１の大きさを有する第１オフセッ
ト信号で乗じ、第２参照信号を導出する段階と、 前記第１参照信号を第２の大きさを有する第２オフセッ
ト信号で乗じ、第３参照信号を導出する段階と、 前記符合決定信号及び前記第２参照信号に応答して第１
誤差信号を生成する段階と、 前記符合決定信号及び前記第３参照信号に応答して第２
誤差信号を生成する段階と、 前記第１誤差信号に応答して第１平均二乗誤差を推定す
る段階と、 前記第２誤差信号に応答して第２平均二乗誤差を推定す
る段階と、 前記第１平均二乗誤差から前記第２平均二乗誤差を差し
引いて平均二乗誤差の差分を導出する段階と、 前記平均二乗誤差の差分に応答して前記発振器信号を修
正する段階と、 から構成されることを特徴とする方法。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US72282891A | 1991-06-28 | 1991-06-28 | |
| US722,828 | 1991-06-28 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05508989A JPH05508989A (ja) | 1993-12-09 |
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|---|---|---|---|
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|---|---|
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| KR (1) | KR960005386B1 (ja) |
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| DE (2) | DE4292274C2 (ja) |
| GB (1) | GB2263829B (ja) |
| MX (1) | MX9203307A (ja) |
| WO (1) | WO1993000747A1 (ja) |
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| KR19990069891A (ko) * | 1998-02-13 | 1999-09-06 | 전주범 | 적응 회귀 디지털 필터 알고리즘을 이용한 중심 주파수 추적 방법 |
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|---|---|---|---|---|
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| US4691176A (en) * | 1986-03-17 | 1987-09-01 | General Electric Company | Adaptive carrier tracking circuit |
| US4852090A (en) * | 1987-02-02 | 1989-07-25 | Motorola, Inc. | TDMA communications system with adaptive equalization |
| DE3886107T2 (de) * | 1987-06-23 | 1994-05-26 | Nippon Electric Co | Träger/Rausch-Detektor für digitale Übertragungssysteme. |
| US4896336A (en) * | 1988-08-29 | 1990-01-23 | Rockwell International Corporation | Differential phase-shift keying demodulator |
| US5230007A (en) * | 1991-06-28 | 1993-07-20 | Motorola, Inc. | Method for optimizing an adaptive filter update coefficient |
-
1992
- 1992-05-08 GB GB9303663A patent/GB2263829B/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-05-08 WO PCT/US1992/003763 patent/WO1993000747A1/en active Application Filing
- 1992-05-08 DE DE4292274A patent/DE4292274C2/de not_active Expired - Lifetime
- 1992-05-08 CA CA002089154A patent/CA2089154C/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-05-08 KR KR1019930700393A patent/KR960005386B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1992-05-08 DE DE4292274T patent/DE4292274T1/de active Pending
- 1992-05-08 JP JP5501452A patent/JP2830471B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| GB2263829A (en) | 1993-08-04 |
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