JPS6310613B2 - - Google Patents
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- JPS6310613B2 JPS6310613B2 JP8742280A JP8742280A JPS6310613B2 JP S6310613 B2 JPS6310613 B2 JP S6310613B2 JP 8742280 A JP8742280 A JP 8742280A JP 8742280 A JP8742280 A JP 8742280A JP S6310613 B2 JPS6310613 B2 JP S6310613B2
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- nonlinear
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/62—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for providing a predistortion of the signal in the transmitter and corresponding correction in the receiver, e.g. for improving the signal/noise ratio
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Transmitters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は進行波管増幅器等（以下TWTと略
称する）による非線形歪みの補償技術に関る。
称する）による非線形歪みの補償技術に関る。
マイクロ波帯のデイジタル通信は衛星方式、地
上方式を問わず周波数帯の有効利用の観点からよ
り高密度な伝送方式で運用されることが義務付け
られよう。
上方式を問わず周波数帯の有効利用の観点からよ
り高密度な伝送方式で運用されることが義務付け
られよう。
すなわち1979年インタナシヨナル コンフアレ
ンス オン コミニケーシヨンズ
〔International Conference on
Communications〕（ICC'79）のコンフアレン
ス・レコードの48.4.1ページから48.4.6ページに
記載されている“キヤラクタリスチツクス オブ
ア ハイ キヤパシテイ 16QAMデジタル
ラジオ システム オン ア マルチパルス フ
エイジング チヤンネル“〔Characteristics of
ａ High Capacity16QAM Digital Radio
System on ａ Multipath Fading Channel〕
や同じく1979年のナシヨナル テレコミニケーシ
ヨンズ コンフアレンス〔National
Telecommunications Conference〕（NTC′79）
のコンフアレンズ・レコードの35.4.1〜35.4.3ペ
ージに記載の“デイストーシヨン アナリシス
オブ64QAM”〔Distortion Analysis of64QAM〕
でも分る様に多値の直交振幅変調（QAM）が用
いられることになる。
ンス オン コミニケーシヨンズ
〔International Conference on
Communications〕（ICC'79）のコンフアレン
ス・レコードの48.4.1ページから48.4.6ページに
記載されている“キヤラクタリスチツクス オブ
ア ハイ キヤパシテイ 16QAMデジタル
ラジオ システム オン ア マルチパルス フ
エイジング チヤンネル“〔Characteristics of
ａ High Capacity16QAM Digital Radio
System on ａ Multipath Fading Channel〕
や同じく1979年のナシヨナル テレコミニケーシ
ヨンズ コンフアレンス〔National
Telecommunications Conference〕（NTC′79）
のコンフアレンズ・レコードの35.4.1〜35.4.3ペ
ージに記載の“デイストーシヨン アナリシス
オブ64QAM”〔Distortion Analysis of64QAM〕
でも分る様に多値の直交振幅変調（QAM）が用
いられることになる。
この時、問題になるのが送信増幅器（TWT）
の非線形歪みである。この歪みによりQAM信号
は歪められてしまう訳である。TWTの非線形歪
みは、各TWTによつて微妙に異るが一つの範疇
を形成している。すなわち振幅飽和特性（AM／
AM変換）と入力レベルｘに対応した出力の位相
回転θ（ｘ）特性（AM／PM変換）で特徴付けら
れる。
の非線形歪みである。この歪みによりQAM信号
は歪められてしまう訳である。TWTの非線形歪
みは、各TWTによつて微妙に異るが一つの範疇
を形成している。すなわち振幅飽和特性（AM／
AM変換）と入力レベルｘに対応した出力の位相
回転θ（ｘ）特性（AM／PM変換）で特徴付けら
れる。
従つてこの種の歪みはかなりの程度まで比較的
簡単な回路で一般的に補償することが可能であ
る。
簡単な回路で一般的に補償することが可能であ
る。
今送信信号の帯域制限をTWTの前では行なわ
ない場合を考えると非線形の影響を帯域制限の影
響から分離に考えることができるので、送信側で
も受信側でもこの歪みの様子を正しく観測するこ
とができる。
ない場合を考えると非線形の影響を帯域制限の影
響から分離に考えることができるので、送信側で
も受信側でもこの歪みの様子を正しく観測するこ
とができる。
この考えに従つて、従来からプリセツト形の非
線形歪み補償回路が色々提案されてきているが、
この回路を最も望ましい動作状態へ自動的に導く
自動追従形の回路は電子通信学会の通信方式研究
会の資料CS78−201の“自動追従形複素合成プリ
テイストーシヨンによるTWT非線形補償の検
討”に前例を見る程度である。この例はマイクロ
波帯SSB通信用に開発されたものなのでデイジタ
ル伝送にはあまりふさわしいものではない。
線形歪み補償回路が色々提案されてきているが、
この回路を最も望ましい動作状態へ自動的に導く
自動追従形の回路は電子通信学会の通信方式研究
会の資料CS78−201の“自動追従形複素合成プリ
テイストーシヨンによるTWT非線形補償の検
討”に前例を見る程度である。この例はマイクロ
波帯SSB通信用に開発されたものなのでデイジタ
ル伝送にはあまりふさわしいものではない。
本発明の目的はデイジタル伝送に適した非線形
歪み補償制御方式を提案することにある。
歪み補償制御方式を提案することにある。
この発明はデイジタル変調器の出力を入力とし
て奇関数入出力特性回路と可変複素係数回路とを
通過させ、前記入力と加算して複素合成歪み特性
を発生させ、後段の非線形回路で発生する非線形
歪みを相殺する為に設けられた非線形補正回路の
制御において、前記非線形回路出力と前記デイジ
タル変調器出力とから非線形回路による位相回り
を検出する位相回り検出器と、同じく非線形回路
による振幅変化を検出する振幅誤差検出器とを備
え、前記位相回り検出器の位相回り方向に従い前
記可変複素係数回路の振幅係数を制御し、前記振
幅誤差検出器の正負出力に従い前記可変複素係数
回路の位相係数を各々制御するか又は前記位相回
り方向に従い前記位相係数を制御し、前記振幅誤
差検出器の正負出力に従い前記振幅係数を制御す
ることにより、前記非線形回路の非線形歪みを前
記非線形補正回路の非線形特性により相殺する自
動追従形プリデイストータである。
て奇関数入出力特性回路と可変複素係数回路とを
通過させ、前記入力と加算して複素合成歪み特性
を発生させ、後段の非線形回路で発生する非線形
歪みを相殺する為に設けられた非線形補正回路の
制御において、前記非線形回路出力と前記デイジ
タル変調器出力とから非線形回路による位相回り
を検出する位相回り検出器と、同じく非線形回路
による振幅変化を検出する振幅誤差検出器とを備
え、前記位相回り検出器の位相回り方向に従い前
記可変複素係数回路の振幅係数を制御し、前記振
幅誤差検出器の正負出力に従い前記可変複素係数
回路の位相係数を各々制御するか又は前記位相回
り方向に従い前記位相係数を制御し、前記振幅誤
差検出器の正負出力に従い前記振幅係数を制御す
ることにより、前記非線形回路の非線形歪みを前
記非線形補正回路の非線形特性により相殺する自
動追従形プリデイストータである。
この発明によれば任意のTWTに対し、最も都
合の良い状態で非線形補償回路を動作せしめる非
線形歪み除去回路を提供することができる。
合の良い状態で非線形補償回路を動作せしめる非
線形歪み除去回路を提供することができる。
次に本発明に付いて図面を参照して詳細に説明
する。
する。
第１図は従来から一般に用いられてきた非線形
補正回路のブロク図を示す。第２図は同回路の動
作を説明する為の図である。
補正回路のブロク図を示す。第２図は同回路の動
作を説明する為の図である。
第１図は奇関数入出力特性回路１０（例えば３
重非線形素子）可変複素係数回路を構成する可変
位相推移器１１、および可変減衰器１２、加算器
１３とから成つている。
重非線形素子）可変複素係数回路を構成する可変
位相推移器１１、および可変減衰器１２、加算器
１３とから成つている。
動作を第２図で説明しよう。入力端子１００へ
の入力ｘを第２図のベクトル２００とする。可変
減衰器１２の出力は第２図のベクトル２０８の様
に位相推移器１１の移相量φ〔rad〕によつて例
えばベクトル２０１，２０２および２０３の様に
変化する。加算器１３の出力ｒはベクトル２００
とベクトル２０８のベクトル和であるので各々ベ
クトル２０４，２０５および２０６の様になる。
ベクトル２０８のベクトル２００に対する相対的
長さは寄関数入出力特性回路１０の特性ｆ（ｘ）
に左右されるが一般にｆ（ｘ）＝｛ax＋bx3＋cx5｝
α（ｂ、ｃ≠ｏ）の形をしているとすれば入力ｘ
が大きくなるのに従つて相対的にベクトル２０８
が伸びる。従つて入出力位相差θaは増大し、相対
出力振幅は０＜φ＜π／２の範囲で増大する。第３ 図は第１図の回路の入出力特性を示したもので曲
線３０１が振幅特性、曲線３０２が位相特性を
各々示している。この特性はTWTの入出力特性
の逆特性の形をしている。
の入力ｘを第２図のベクトル２００とする。可変
減衰器１２の出力は第２図のベクトル２０８の様
に位相推移器１１の移相量φ〔rad〕によつて例
えばベクトル２０１，２０２および２０３の様に
変化する。加算器１３の出力ｒはベクトル２００
とベクトル２０８のベクトル和であるので各々ベ
クトル２０４，２０５および２０６の様になる。
ベクトル２０８のベクトル２００に対する相対的
長さは寄関数入出力特性回路１０の特性ｆ（ｘ）
に左右されるが一般にｆ（ｘ）＝｛ax＋bx3＋cx5｝
α（ｂ、ｃ≠ｏ）の形をしているとすれば入力ｘ
が大きくなるのに従つて相対的にベクトル２０８
が伸びる。従つて入出力位相差θaは増大し、相対
出力振幅は０＜φ＜π／２の範囲で増大する。第３ 図は第１図の回路の入出力特性を示したもので曲
線３０１が振幅特性、曲線３０２が位相特性を
各々示している。この特性はTWTの入出力特性
の逆特性の形をしている。
問題はバラメータα、φをいかに選べば任意の
TWTの特性の逆特性を近似できるかと言うこと
になる。今までの説明より (i) dr／dφ＜０ (ii) dθa／dα＞０ であることが分る。そこでTWTと非線形補正回
路を直列接続した後の出力の位相回りθeと振幅誤
差Δrとが観測できたとすれば、これを零にする
べく dα／dt＝−γ・θe −(1) dθ／dt＝η・Δr −(2) （γ、ηは微少係数） と制御すれば良いことが分る。
TWTの特性の逆特性を近似できるかと言うこと
になる。今までの説明より (i) dr／dφ＜０ (ii) dθa／dα＞０ であることが分る。そこでTWTと非線形補正回
路を直列接続した後の出力の位相回りθeと振幅誤
差Δrとが観測できたとすれば、これを零にする
べく dα／dt＝−γ・θe −(1) dθ／dt＝η・Δr −(2) （γ、ηは微少係数） と制御すれば良いことが分る。
以上の発明よりαとφの制御はθeとΔrとの観
測値がそろえば可能であることが分つた。
測値がそろえば可能であることが分つた。
デイジタル伝送方式では送信信号が有限の信号
点のみをとることからこのθeとΔrの観測はアナ
ログ伝送方式と異なり非常に容易である。
点のみをとることからこのθeとΔrの観測はアナ
ログ伝送方式と異なり非常に容易である。
なお
(iii) dr／dα＞０
(iv) dθ／dφ＞０
も同様になり立つことから先の(1)、(2)式に対応し
て dφ／dt＝−γθe ……(3) dα／dt＝−η・Δr ……(4) の様な制御方式も同時に考えられる。
て dφ／dt＝−γθe ……(3) dα／dt＝−η・Δr ……(4) の様な制御方式も同時に考えられる。
第４図は本発明の一実施例のブロツク図を示す
図である。
図である。
図中参照番号１は第１図の非線形補正回路、同
２はθeを観測する位相回り検出器、同３はΔrを
観測する振幅誤差検出器、同４は非線形回路とし
て働く送信用TWT増幅器、同５はデイジタル
QAM変調器で入力端子５００からのベース・バ
ンドQAM信号を搬送波変調波にする。ただし送
信フイルターを含んでいない。同６は送信アンテ
ナである。
２はθeを観測する位相回り検出器、同３はΔrを
観測する振幅誤差検出器、同４は非線形回路とし
て働く送信用TWT増幅器、同５はデイジタル
QAM変調器で入力端子５００からのベース・バ
ンドQAM信号を搬送波変調波にする。ただし送
信フイルターを含んでいない。同６は送信アンテ
ナである。
まず位相回り検出器２は送信符号Ｓの複素共役
信号を作る虚部極性反転回路２１、複素掛算器２
２，入力信号の虚数部のみを出力する虚部抽出器
２３、それにTWT増幅器の出力の一部からもと
のベース・バンド信号を再生する同期検波器２４
から成つている。同期検波器２４は参照信号発生
器２７、掛算器２６それと低域波器２５とから
成る一般的なものである。
信号を作る虚部極性反転回路２１、複素掛算器２
２，入力信号の虚数部のみを出力する虚部抽出器
２３、それにTWT増幅器の出力の一部からもと
のベース・バンド信号を再生する同期検波器２４
から成つている。同期検波器２４は参照信号発生
器２７、掛算器２６それと低域波器２５とから
成る一般的なものである。
デイジタルQAM変調器のＳなる送信符号出力
に対し、同期検波器２４の出力には非線形歪みの
為（１＋Δr）ej〓eＳなる信号が現われる。虚部抽
出回路２３の出力はIn｛（１＋Δr）ej〓e・Ｓ・S*｝
＝｜Ｓ｜2・（１＋Δr）・sinθeとなる。（S*はＳの
複素共役）これにより先の(1)式に従い、この出力
を極性反転回路２８を通し積分器２９へ供給し先
の非線形補正回路７の可変減衰器１２の制御信号
とする。なお可変減衰器１２の代りに可変利得増
幅器を用いても良い。いづれにしてもこれらの通
過利得をαと考えれば良い。
に対し、同期検波器２４の出力には非線形歪みの
為（１＋Δr）ej〓eＳなる信号が現われる。虚部抽
出回路２３の出力はIn｛（１＋Δr）ej〓e・Ｓ・S*｝
＝｜Ｓ｜2・（１＋Δr）・sinθeとなる。（S*はＳの
複素共役）これにより先の(1)式に従い、この出力
を極性反転回路２８を通し積分器２９へ供給し先
の非線形補正回路７の可変減衰器１２の制御信号
とする。なお可変減衰器１２の代りに可変利得増
幅器を用いても良い。いづれにしてもこれらの通
過利得をαと考えれば良い。
次に振幅誤差検出器３は先の虚部極性反転回路
２１、複素掛算器２２、同期検波器２４の外に、
入力信号の実部のみ出力する実部抽出器３０と、
入力振幅の自乗を出力する電力検出器３１とそれ
に減算器３２より成つている。
２１、複素掛算器２２、同期検波器２４の外に、
入力信号の実部のみ出力する実部抽出器３０と、
入力振幅の自乗を出力する電力検出器３１とそれ
に減算器３２より成つている。
減算器３２の出力は先の例と同じように同期検
波器２４の出力値（１＋Δr）ej〓e・Ｓなる信号に
対し Real｛（HΔr）｜Ｓ｜2・（cosθe ＋jsinθe）｝−｜Ｓ｜2Δr・｜Ｓ｜2 （θe０の時） となる。
波器２４の出力値（１＋Δr）ej〓e・Ｓなる信号に
対し Real｛（HΔr）｜Ｓ｜2・（cosθe ＋jsinθe）｝−｜Ｓ｜2Δr・｜Ｓ｜2 （θe０の時） となる。
これより先の(2)式に従いこの出力を低域波器
３３で平均化し、この出力により位相推移器１１
の位相を制御する訳である。
３３で平均化し、この出力により位相推移器１１
の位相を制御する訳である。
なお第４図のブロツク２４と掛算器２２の前後
関係を入れ換えても全く同じ効果が得られること
は、信号に対するこれらの回路の役割が線形繰作
であることから容易に理解できる。
関係を入れ換えても全く同じ効果が得られること
は、信号に対するこれらの回路の役割が線形繰作
であることから容易に理解できる。
この場合掛算器２２の役割は逆変調器として動
作している訳である。従つてさらに虚部極性反転
回路２１への入力はデイジタルQAM変調器５の
入力信号の代りに出力信号を逆変調入力として加
えることもできる。この場合参照信号発生器２７
の周波数は零でよい。
作している訳である。従つてさらに虚部極性反転
回路２１への入力はデイジタルQAM変調器５の
入力信号の代りに出力信号を逆変調入力として加
えることもできる。この場合参照信号発生器２７
の周波数は零でよい。
次に振幅誤差検出器３の減算器３２は低域波
器３３の後へ移すことも可能である。この時電力
検出器３１からの入力の代りに送信信号Ｓの平均
電力Ｅ｛｜Ｓ｜2｝を固定的に入力しておけばよ
い。すなわちこの場合低域波器３３の出力へは
（HΔr）｜Ｓ｜2の平均値Ｅ｛（１＋Δr）｜Ｓ｜2｝＝
Ｅ｛｜Ｓ｜2｝＋Ｅ｛Δr｝が出ているのでＥ｛｜Ｓ｜
２｝をこれから減ずることによりＥ｛Δr｝が得ら
れることになる。
器３３の後へ移すことも可能である。この時電力
検出器３１からの入力の代りに送信信号Ｓの平均
電力Ｅ｛｜Ｓ｜2｝を固定的に入力しておけばよ
い。すなわちこの場合低域波器３３の出力へは
（HΔr）｜Ｓ｜2の平均値Ｅ｛（１＋Δr）｜Ｓ｜2｝＝
Ｅ｛｜Ｓ｜2｝＋Ｅ｛Δr｝が出ているのでＥ｛｜Ｓ｜
２｝をこれから減ずることによりＥ｛Δr｝が得ら
れることになる。
なお、以上は(1)、(2)式にしたがう制御の例につ
いての説明であるが、(3)、(4)式にしたがう場合の
構成もほとんど同様となる。相異点は、(1)、(2)式
と、(3)、(4)式を比較すれば、明らかなように 『−θeによりφを制御し、−Δrによりαを制御
する。』 ように変更すればよい。すなわち、 ○イ 極性反転回路２８の入力を、虚部抽出回路２
３の出力から減算器３２の出力に変更する。
いての説明であるが、(3)、(4)式にしたがう場合の
構成もほとんど同様となる。相異点は、(1)、(2)式
と、(3)、(4)式を比較すれば、明らかなように 『−θeによりφを制御し、−Δrによりαを制御
する。』 ように変更すればよい。すなわち、 ○イ 極性反転回路２８の入力を、虚部抽出回路２
３の出力から減算器３２の出力に変更する。
○ロ 極性反転回路を新たに設け、この極性反転回
路を経由して、虚部抽出回路２３と低域波器
３３を接続する。
路を経由して、虚部抽出回路２３と低域波器
３３を接続する。
以上記した様に本発明によれば任意のTWTに
対し、その特性の経時変化を忠実に追従しその非
線形特性を相殺する非線形歪みを非線形補正回路
に発生させる自動追従形プリデイストータを構成
することができる。
対し、その特性の経時変化を忠実に追従しその非
線形特性を相殺する非線形歪みを非線形補正回路
に発生させる自動追従形プリデイストータを構成
することができる。
第１図は従来から用いられてきた非線形補正回
路のブロク図を示す図、第２図は第１図の回路の
動作を説明する為の図、第３図は第１図の回路の
入出力特性を示す図、第４図は本発明の一実施例
のブロク図を示す図である。 図中１は非線形補正回路、２は位相回り検出
器、３は振幅誤差検出器、４は非線形回路、５は
デイジタル変調器を各々示す。
路のブロク図を示す図、第２図は第１図の回路の
動作を説明する為の図、第３図は第１図の回路の
入出力特性を示す図、第４図は本発明の一実施例
のブロク図を示す図である。 図中１は非線形補正回路、２は位相回り検出
器、３は振幅誤差検出器、４は非線形回路、５は
デイジタル変調器を各々示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ デイジタル変調器と非線形歪みを発生する非
線形回路との間に設けられ、デイジタル変調器出
力を入力信号として、奇関数入出力特性回路と可
変複素係数回路とを通過させ前記入力信号と加算
回路にて加算し、前記非線形回路で発生する非線
形歪を相殺する自動追従形プリデイストータにお
いて、前記非線形回路の出力信号と前記デイジタ
ル変調器の入力信号とから、前記非線形回路によ
り生じる位相回りを検出する位相回り検出器と、
前記非線形回路の出力信号と前記デイジタル変調
器の入力信号とから前記非線形回路により生じる
振幅変化を検出する振幅誤差検出器とを備え、前
記位相回り検出器により検出された位相回りによ
り前記可変複素係数回路の振幅係数を制御し、前
記振幅誤差検出器により検出された振幅変化によ
り前記可変複素係数回路の位相係数を制御するこ
とを特徴とする自動追従形プリデイストータ。 ２ デイジタル変調器と非線形歪みを発生する非
線形回路との間に設けられ、デイジタル変調器出
力を入力信号として、奇関数入出力特性回路と可
変複素係数回路とを通過させ前記入力信号と加算
回路にて加算し、前記非線形回路で発生する非線
形歪を相殺する自動追従形プリデイストータにお
いて、前記非線形回路の出力信号と前記デイジタ
ル変調器の入力信号とから、前記非線形回路によ
り生じる位相回りを検出する位相回り検出器と、
前記非線形回路の出力信号と前記デイジタル変調
器の入力信号とから前記非線形回路により生じる
振幅変化を検出する振幅誤差検出器とを備え、前
記位相回り検出器により検出された位相回りによ
り前記可変複素係数回路の位相係数を制御し、前
記振幅誤差検出器により検出された振幅変化によ
り前記可変複素係数回路の振幅係数を制御するこ
とを特徴とする自動追従形プリデイストータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8742280A JPS5735424A (en) | 1980-06-27 | 1980-06-27 | Automatic tracking type predistortor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8742280A JPS5735424A (en) | 1980-06-27 | 1980-06-27 | Automatic tracking type predistortor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5735424A JPS5735424A (en) | 1982-02-26 |
| JPS6310613B2 true JPS6310613B2 (ja) | 1988-03-08 |
Family
ID=13914430
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8742280A Granted JPS5735424A (en) | 1980-06-27 | 1980-06-27 | Automatic tracking type predistortor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5735424A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2652470A1 (fr) * | 1989-09-28 | 1991-03-29 | Alcatel Transmission | Procede et dispositif de limitation des remontees de lobes secondaires dans une installation d'emission de puissance pour monoporteuse numerique a deux ou quatre etats de phase. |
| JP3690988B2 (ja) * | 2001-02-01 | 2005-08-31 | 株式会社日立国際電気 | プリディストーション歪み補償装置 |
| CN115684843B (zh) * | 2022-12-30 | 2023-03-10 | 华东交通大学 | 输电线路故障信号的分析方法及装置 |
-
1980
- 1980-06-27 JP JP8742280A patent/JPS5735424A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5735424A (en) | 1982-02-26 |
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