JPS6310614B2 - - Google Patents
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- JPS6310614B2 JPS6310614B2 JP8742380A JP8742380A JPS6310614B2 JP S6310614 B2 JPS6310614 B2 JP S6310614B2 JP 8742380 A JP8742380 A JP 8742380A JP 8742380 A JP8742380 A JP 8742380A JP S6310614 B2 JPS6310614 B2 JP S6310614B2
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- JP
- Japan
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- circuit
- output
- nonlinear distortion
- nonlinear
- phase rotation
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Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 13
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 5
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 2
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 230000009022 nonlinear effect Effects 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は進行波管増幅器等（以下TWTと略
称する）による非線形歪みの補償技術、特に、送
信側の増幅器で発生した非線形歪みを受信側で補
償する技術に関る。
称する）による非線形歪みの補償技術、特に、送
信側の増幅器で発生した非線形歪みを受信側で補
償する技術に関る。
マイクロ波帯のデイジタル通信は衛星方式、地
上方式を問わず周波数帯の有効利用の観点から、
より高密度な伝送方式で運用されることが義務付
けられよう。
上方式を問わず周波数帯の有効利用の観点から、
より高密度な伝送方式で運用されることが義務付
けられよう。
すなわち1979年のインターナシヨナル コンフ
アレンス オン コミニケーシヨンズ
〔International Conference on
Communications〕（ICC'79）のコンフアレン
ス・レコードの48.4.1ページから48.4.6ページに
記載されているキヤラクタリスチツク オブ ア
ハイ キヤパシテイ 16QAMデジタル ラジ
オ システム オン マルチパス フエージング
チヤネル”〔Characteristics of ａ High
Capacity 16QAM Digital Radio System on
ａ Multipath Fading Chonnel〕や同じく1979
年のナシヨナル テレコミニケーシヨンズ コン
フアレンス〔National Telecommunications
Coference〕（NTC'79）のコンフアレンス・レコ
ードの35.4.1〜35.4.3ページに記載の“デイスト
ーシヨン アナリシス オブ 64QAM”
〔Distortion Analysis of 64QAM〕でも分る様
に多値の直交振幅変調（QAM）が用いられるこ
とになる。
アレンス オン コミニケーシヨンズ
〔International Conference on
Communications〕（ICC'79）のコンフアレン
ス・レコードの48.4.1ページから48.4.6ページに
記載されているキヤラクタリスチツク オブ ア
ハイ キヤパシテイ 16QAMデジタル ラジ
オ システム オン マルチパス フエージング
チヤネル”〔Characteristics of ａ High
Capacity 16QAM Digital Radio System on
ａ Multipath Fading Chonnel〕や同じく1979
年のナシヨナル テレコミニケーシヨンズ コン
フアレンス〔National Telecommunications
Coference〕（NTC'79）のコンフアレンス・レコ
ードの35.4.1〜35.4.3ページに記載の“デイスト
ーシヨン アナリシス オブ 64QAM”
〔Distortion Analysis of 64QAM〕でも分る様
に多値の直交振幅変調（QAM）が用いられるこ
とになる。
この時、問題になるのが送信増幅器（TWT）
の非線形歪みである。この歪みによりQAM信号
は歪められてしまう訳である。TWTの非線形歪
みは、各TWTによつて微妙に異るが一つの範疇
を形成している。すなわち振幅飽和特性（AM／
AM変換）と入力レベル・ｘに対応した出力の位
相回転θ（ｘ）特性（AM／PM変換）で特徴付け
られる。
の非線形歪みである。この歪みによりQAM信号
は歪められてしまう訳である。TWTの非線形歪
みは、各TWTによつて微妙に異るが一つの範疇
を形成している。すなわち振幅飽和特性（AM／
AM変換）と入力レベル・ｘに対応した出力の位
相回転θ（ｘ）特性（AM／PM変換）で特徴付け
られる。
従つて、この種の歪みはかなりの程度まで比較
的簡単な回路で一般的に補償することが可能であ
る。
的簡単な回路で一般的に補償することが可能であ
る。
今、送信信号の帯域制限をTWTの前では行な
わない場合を考えると、非線形の影響を帯域制限
の影響から分離して考えることができるので、送
信側でも受信側でもこの歪みの様子を正しく観測
することができる。
わない場合を考えると、非線形の影響を帯域制限
の影響から分離して考えることができるので、送
信側でも受信側でもこの歪みの様子を正しく観測
することができる。
この考えに従つて、従来からプリセツト形の非
線形歪み補償回路が色々提案されてきているが、
この回路を最も望ましい動作状態へ自動的に導く
自動追従形の回路は電子通信学会の通信方式研究
会の資料CS78−201の“自動追従形複素合成プリ
デイストーシヨンによるTWT非線形補償の検
討”に前例を見る程度である。この例はマイクロ
波帯SSB通信用に開発されたものなのでデイジタ
ル伝送にはあまりふさわしいものではない。
線形歪み補償回路が色々提案されてきているが、
この回路を最も望ましい動作状態へ自動的に導く
自動追従形の回路は電子通信学会の通信方式研究
会の資料CS78−201の“自動追従形複素合成プリ
デイストーシヨンによるTWT非線形補償の検
討”に前例を見る程度である。この例はマイクロ
波帯SSB通信用に開発されたものなのでデイジタ
ル伝送にはあまりふさわしいものではない。
本発明の目的はデイジタル伝送に適した非線形
歪み補償制御方式を提案することにある。
歪み補償制御方式を提案することにある。
この発明は非線形歪みを受けたデイジタル変調
入力を奇関数入出力特性回路と可変複素係数回路
とを通過させ、前記入力と加算して複素合成歪み
特性を発生する非線形歪除去回路において、前記
非線形補正回路出力から送信符号の推定値を出力
する識別器と、前記識別器の入出力差より非線形
歪みによる位相回りを検出する位相回り検出器
と、同じく前記入出力差より非線形歪みによる振
幅変化を検出する振幅誤差検出器とを備え、前記
位相回り検出器の位相回り方向に従い前記可変複
素係数回路の振幅係数を制御し、前記振幅誤差検
出器の正負出力に従い前記可変複素係数回路の位
相係数を各々制御するか、または前記位相回り方
向に従い前記位相係数を制御し、前記振幅誤差検
出器の正負出力に従い前記振幅係数を制御するこ
とにより前記デイジタル変調入力の非線形歪みを
前記非線形補正回路の非線形特性により相殺する
非線形歪み除去回路である。
入力を奇関数入出力特性回路と可変複素係数回路
とを通過させ、前記入力と加算して複素合成歪み
特性を発生する非線形歪除去回路において、前記
非線形補正回路出力から送信符号の推定値を出力
する識別器と、前記識別器の入出力差より非線形
歪みによる位相回りを検出する位相回り検出器
と、同じく前記入出力差より非線形歪みによる振
幅変化を検出する振幅誤差検出器とを備え、前記
位相回り検出器の位相回り方向に従い前記可変複
素係数回路の振幅係数を制御し、前記振幅誤差検
出器の正負出力に従い前記可変複素係数回路の位
相係数を各々制御するか、または前記位相回り方
向に従い前記位相係数を制御し、前記振幅誤差検
出器の正負出力に従い前記振幅係数を制御するこ
とにより前記デイジタル変調入力の非線形歪みを
前記非線形補正回路の非線形特性により相殺する
非線形歪み除去回路である。
この発明によれば任意のTWTに対し、最も都
合の良い状態で非線形補償回路を動作せしめる非
線形歪み除去回路を提供することができる。
合の良い状態で非線形補償回路を動作せしめる非
線形歪み除去回路を提供することができる。
次に本発明に付いて図面を参照して詳細に説明
する。
する。
第１図は従来から一般に用いられてきた非線形
補正回路のブロツク図を示す。第２図は同回路の
動作を説明する為の図である。
補正回路のブロツク図を示す。第２図は同回路の
動作を説明する為の図である。
第１図は奇関数入出力特性回路１０（例えば３
乗非線形素子）、可変複素係数回路を構成する可
変位相推移器１１、および可変減衰器１２、加算
器１３とから成つている。
乗非線形素子）、可変複素係数回路を構成する可
変位相推移器１１、および可変減衰器１２、加算
器１３とから成つている。
動作を第２図で説明しよう。入力端子１００へ
の入力ｘを第２図のベクトル２００とする。可変
減衰器１２の出力は第２図のベクトル２０８の様
に位相推移器１１の位相量φ〔rad〕によつて例
えばベクトル２０１，２０２および２０３の様に
変化する。加算器１３の出力ｒはベクトル２００
とベクトル２０８のベクトル和であるので各々ベ
クトル２０４，２０５および２０６の様になる。
ベクトル２０８のベクトル２００に対する相対的
長さは奇関数入出力特性回路１０の特性ｆ（ｘ）
に左右されるが一般にｆ（ｘ）＝｛ax＋bx3＋cx5
…｝α（ｂ、ｃ≠０）の形をしているとすれば入
力ｘが大きくなるのに従つて相対的にベクトル２
０８が伸びる。従つて入出力位相差θaは増大し、
相対出力振幅は０＜φ＜π/2の範囲で増大する。
第３図は第１図の回路の入出力特性を示したもの
で曲線３０１が振幅特性、曲線３０２が位相特性
を各々示している。この特性はTWTの入出力特
性の逆特性の形をしている。
の入力ｘを第２図のベクトル２００とする。可変
減衰器１２の出力は第２図のベクトル２０８の様
に位相推移器１１の位相量φ〔rad〕によつて例
えばベクトル２０１，２０２および２０３の様に
変化する。加算器１３の出力ｒはベクトル２００
とベクトル２０８のベクトル和であるので各々ベ
クトル２０４，２０５および２０６の様になる。
ベクトル２０８のベクトル２００に対する相対的
長さは奇関数入出力特性回路１０の特性ｆ（ｘ）
に左右されるが一般にｆ（ｘ）＝｛ax＋bx3＋cx5
…｝α（ｂ、ｃ≠０）の形をしているとすれば入
力ｘが大きくなるのに従つて相対的にベクトル２
０８が伸びる。従つて入出力位相差θaは増大し、
相対出力振幅は０＜φ＜π/2の範囲で増大する。
第３図は第１図の回路の入出力特性を示したもの
で曲線３０１が振幅特性、曲線３０２が位相特性
を各々示している。この特性はTWTの入出力特
性の逆特性の形をしている。
問題はパラメータα、φをいかに選べば任意の
TWT特性の逆特性を近似できるかと言うことに
なる。今までの説明より (i) dr／dφ＜０ (ii) dθa／dα＞０ であることが分る。そこでTWTと非線形補正回
路を直列接続した後の出力の位相回りθeと振幅誤
差Δrとが観測できたとすれば、これを零にする
べく dα／dt＝−γ・θe −(1) dφ／dt＝η・Δr −(2) （γ、ηは微少係数） と制御すれば良いことが分る。
TWT特性の逆特性を近似できるかと言うことに
なる。今までの説明より (i) dr／dφ＜０ (ii) dθa／dα＞０ であることが分る。そこでTWTと非線形補正回
路を直列接続した後の出力の位相回りθeと振幅誤
差Δrとが観測できたとすれば、これを零にする
べく dα／dt＝−γ・θe −(1) dφ／dt＝η・Δr −(2) （γ、ηは微少係数） と制御すれば良いことが分る。
以上の考察よりαとφの制御はθeとΔrとの観
測値がそろえば可能であることが分つた。
測値がそろえば可能であることが分つた。
デイジタル伝送方式では送信信号が有限の信号
点のみをとることからこのθeとΔrの観測はアナ
ログ伝送方式と異なり非常に容易である。
点のみをとることからこのθeとΔrの観測はアナ
ログ伝送方式と異なり非常に容易である。
なお
(iii) dr／dα＞０
(iv) dθ／dΦ＞０
も同様になり立つことから先の(1)、(2)式に対応し
て dφ／dt＝−γθe −(3) dα／dt＝−η・Δr −(4) の様な制御方式も同様に考えられる。
て dφ／dt＝−γθe −(3) dα／dt＝−η・Δr −(4) の様な制御方式も同様に考えられる。
第４図は本発明の一実施例のブロツク図を示す
図である。図中参照番号１は第１図の非線形補正
回路、同２はθeを観測する位相回り検出器、同３
はΔrを観測する振幅誤差検出器である。
図である。図中参照番号１は第１図の非線形補正
回路、同２はθeを観測する位相回り検出器、同３
はΔrを観測する振幅誤差検出器である。
まず位相回り検出器２は送信符号Ｓを推定する
識別器２０、識別器出力の複素共役信号を作る虚
部極性反転回路２１、複素掛算器２２、虚部抽出
回路２３より成る。識別器２０への入力は（１＋
Δr）ej〓e・Ｓなる信号が入つてくる。
識別器２０、識別器出力の複素共役信号を作る虚
部極性反転回路２１、複素掛算器２２、虚部抽出
回路２３より成る。識別器２０への入力は（１＋
Δr）ej〓e・Ｓなる信号が入つてくる。
虚部抽出回路２３の出力はIm｛（１＋Δr）ej〓e・
Ｓ・S*｝＝｜Ｓ｜2・（１＋Δr）×sinθeとなる。
（S*はＳの複素共役）これより先の(1)式に従い、
この出力を極性反転回路２４を通し積分器２５へ
供給し先の非線形補正回路１の可変減衰器１２の
制御信号とする。なお可変減衰器１２の代りに可
変利得増幅器を用いても良い。いづれにしてもこ
れらの通過利得をαと考えれば良い。
Ｓ・S*｝＝｜Ｓ｜2・（１＋Δr）×sinθeとなる。
（S*はＳの複素共役）これより先の(1)式に従い、
この出力を極性反転回路２４を通し積分器２５へ
供給し先の非線形補正回路１の可変減衰器１２の
制御信号とする。なお可変減衰器１２の代りに可
変利得増幅器を用いても良い。いづれにしてもこ
れらの通過利得をαと考えれば良い。
次に振幅誤差検出器３は先の識別器２０、虚部
極性反転回路２１、複素掛算器２２の外に実部抽
出器３０と入力振幅の自乗を出力する電力検出器
３１それに減算器３２より成つている。減算器３
２の出力は先の例と同じように入力（１＋Δr）
ej〓e・Ｓに対しReal｛（１−Δr）｜Ｓ｜2・（cosθe
＋
ｊ sinθe）｝−｜Ｓ｜2Δr・｜Ｓ｜2（θe０の
時）となる。
極性反転回路２１、複素掛算器２２の外に実部抽
出器３０と入力振幅の自乗を出力する電力検出器
３１それに減算器３２より成つている。減算器３
２の出力は先の例と同じように入力（１＋Δr）
ej〓e・Ｓに対しReal｛（１−Δr）｜Ｓ｜2・（cosθe
＋
ｊ sinθe）｝−｜Ｓ｜2Δr・｜Ｓ｜2（θe０の
時）となる。
これより先の(2)式に従い、この出力を低域波
器３３で平均化しこの出力により位相推移器１１
の位相を制御する訳である。
器３３で平均化しこの出力により位相推移器１１
の位相を制御する訳である。
なお、以上は(1)、(2)式にしたがう制御の例につ
いての説明であるが、(3)、(4)式にしたがう場合の
構成もほとんど同様となる。相異点は、(1)、(2)式
の組と、(3)、(4)式との組を比較すれば明らかなよ
うに、 『−θeによりφを制御し、−Δrによりαを制御
する』 ように変更すればよい。すなわち、 ○イ 極性反転回路２４の入力を、虚部抽出回路２
３の出力から減算器３２の出力に変更する。
いての説明であるが、(3)、(4)式にしたがう場合の
構成もほとんど同様となる。相異点は、(1)、(2)式
の組と、(3)、(4)式との組を比較すれば明らかなよ
うに、 『−θeによりφを制御し、−Δrによりαを制御
する』 ように変更すればよい。すなわち、 ○イ 極性反転回路２４の入力を、虚部抽出回路２
３の出力から減算器３２の出力に変更する。
○ロ 極性反転回路を新たに設け、この極性反転回
路を経由して虚部抽出回路２３と低域波器３
３を接続する。
路を経由して虚部抽出回路２３と低域波器３
３を接続する。
なお第４図のブロツク３の減算器３２は減域
波器３３の後へ移すことも可能である。この時電
力検出器３１からの入力の代りに送信信号Ｓの平
均電力Ｅ｛｜Ｓ｜2｝を固定的に入力しておけば良
い。すなわちこの場合低域波器３３の出力へは
（１＋Δr）｜Ｓ｜2の平均値Ｅ｛（１＋Δr）｜Ｓ｜2｝
＝Ｅ｛｜Ｓ｜2｝＋Ｅ｛Δr｝が出ているのでＥ｛｜Ｓ
｜2｝をこれから減ずることによりＥ｛Δr｝が得
られることになる。
波器３３の後へ移すことも可能である。この時電
力検出器３１からの入力の代りに送信信号Ｓの平
均電力Ｅ｛｜Ｓ｜2｝を固定的に入力しておけば良
い。すなわちこの場合低域波器３３の出力へは
（１＋Δr）｜Ｓ｜2の平均値Ｅ｛（１＋Δr）｜Ｓ｜2｝
＝Ｅ｛｜Ｓ｜2｝＋Ｅ｛Δr｝が出ているのでＥ｛｜Ｓ
｜2｝をこれから減ずることによりＥ｛Δr｝が得
られることになる。
以上説明した様に本発明によれば、任意の
TWTを用いて送信された信号の非線形歪みを受
信側で自動的に除去することができる。非線形歪
み除去回路を構成することができる。
TWTを用いて送信された信号の非線形歪みを受
信側で自動的に除去することができる。非線形歪
み除去回路を構成することができる。
第１図は従来から用いられてきた非線形補正回
路のブロツク図を示す図、第２図は第１図の回路
の動作を説明する為の図、第３図は第１図の回路
の入出力特性を示す図、第４図は本発明の一実施
例のブロツク図を示す図である。 図中１は非線形補正回路、２は位相回り検出
器、３は振幅誤差検出器を各々示す。
路のブロツク図を示す図、第２図は第１図の回路
の動作を説明する為の図、第３図は第１図の回路
の入出力特性を示す図、第４図は本発明の一実施
例のブロツク図を示す図である。 図中１は非線形補正回路、２は位相回り検出
器、３は振幅誤差検出器を各々示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 送信側の増幅器において非線形歪みを受けて
送信されたデイジタル変調信号を受信し、この受
信信号奇関数入出力特性回路と可変複素係数回路
とからなる非線形補正回路を通過させ、前記受信
信号と加算回路にて加算し、前記送信側における
非線形歪みを補償する非線形歪み除去回路におい
て、前記加算回路出力信号から送信側より送信さ
れた送信符号の推定値を出力する識別器と、前記
加算回路出力と前記識別器出力とから非線形歪み
による位相回りを検出する位相回り検出器と、前
記加算回路出力と前記識別器出力とから非線形歪
みによる振幅変化を検出する振幅誤差検出器とを
備え、前記位相回り検出器により検出された位相
回りにより前記可変複素係数回路の振幅係数を制
御し、前記振幅誤差検出器により検出された振幅
変化により前記非線形補正回路の位相係数を制御
することにより、送信側において発生した非線形
歪みを補償することを特徴とする非線形歪み除去
回路。 ２ 送信側の振幅器において非線形歪みを受けて
送信されたデイジタル変調信号を受信し、この受
信信号を奇関数入出力特性回路と可変複素係数回
路とからなる非線形補正回路を通過させ、前記受
信信号と加算回路にて加算し、前記送信側におけ
る非線形歪みを補償する非線形歪み除去回路にお
いて、前記加算回路出力信号から送信側より送信
された送信符号の推定値を出力する識別器と、前
記加算回路出力と前記識別器出力とから非線形歪
みによる位相回りを検出する位相回り検出器と、
前記加算回路出力と前記識別器出力とから非線形
歪みによる振幅変化を検出する振幅誤差検出器と
を備え、前記振幅誤差検出器により検出された振
幅変化により前記非線形補正回路の振幅係数を制
御し、前記位相回り検出器により検出された位相
回りにより前記非線形補正回路の位相係数を制御
することにより、送信側において発生した非線形
歪みを補償することを特徴とする非線形歪み除去
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8742380A JPS5713820A (en) | 1980-06-27 | 1980-06-27 | Nonlinear distortion eliminating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8742380A JPS5713820A (en) | 1980-06-27 | 1980-06-27 | Nonlinear distortion eliminating circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5713820A JPS5713820A (en) | 1982-01-23 |
| JPS6310614B2 true JPS6310614B2 (ja) | 1988-03-08 |
Family
ID=13914455
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8742380A Granted JPS5713820A (en) | 1980-06-27 | 1980-06-27 | Nonlinear distortion eliminating circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5713820A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4497210A (en) * | 1982-07-05 | 1985-02-05 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Phased array ultrasonic testing apparatus and testing method therefor |
-
1980
- 1980-06-27 JP JP8742380A patent/JPS5713820A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5713820A (en) | 1982-01-23 |
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