JPH05507834A - 無線周波数電力増幅器のクリッピング制御方法および無線周波数通信システム用送信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の名称 マイクロ波電力増幅器におけるクリッピング制御技術分野及び工業的適応性 本発明は、マイクロ波無線通信システムの送信機に使用されるＲＦ（無線周波数 ）の電力増幅器におけるクリッピング制御方法及びそのようなシステムのための 送信機に関する。

背景技術 例えば、ＱＡＭ　（直角位相振幅変調）を使用するマイクロ波無線通信システム において、マイクロ波キャリヤ周波数においてＩＦ（中間周波数）信号とＬＯ（ 局部発振器）信号とを混合し、ＲＦ倍信号発生さ也そのＲＦ倍信号、電力増幅器 において増幅され、そして送信されることはよく知られている。また、電力増幅 器は、一般に、伝達特性を有し、その伝達特性は大電力レベルでは非常に非線形 であり、最終的にクリッピングレベルに達し、そこでは入力振幅が増加しても出 力振幅はもはや増加しないこともよく知られている。すなわちこの出力はクリッ プされる。また、電力増幅器への入力を前もって歪ませることによってその非線 形性を補償し、さらに入力信号振幅を制限もしくはバックオフすることによって 電力増幅器のクリップレベルに届かないようにすることも知られている。。

後者の技術の問題は、必要なバックオフの量を決定するのが難しく、その上、正 確に実現するのが難しい。無線通信チャネルの制限されたバンド幅のために、そ の信号の確率分布関数による信号オーバーシュートがあり、その信号オーバーシ ュートは電力増幅器と適合しなければならない。言い換えると、この信号のピー ク電力は、バックオフとして一定量減らされ、電力増幅器のクリ・ノブレベル以 下にしなければならない。必要なバックオフはまた、例えば、温度及び出力トラ ンジスタ特性などの電力増幅器の特殊特性によって影響を受ける。さらに、パワ ー・モニタの許容誤差及び増幅器出力との結合のためにこの増幅器の実際の出力 電力のモニタは不正確である。

以上の理由、及び不十分なバックオフに起因するクリッピングが伝送誤差を生じ させるという事実によって、既知のマイクロ波無線通信システムはバックオフを 使用する傾向があるが、そのバックオフは小さすぎる側よりもむしろ大きすぎる 側で誤差を生じる。例えば、クリッピングによって２ｄＢのシンボル誤りを生じ 、１０ワット飽和電力増幅器を有する６４ＱＡＭシステムは、典型的には１０ｄ Ｂのバックオフで動作し、わずか１ワツトの最大出力電力を供給する。

マイクロ波無線通信システムはさらに多くのＱＡＭ状態を使用し、かつ大きなダ イナミックレンジを必要とするので、ＳＮ比を改良する必要性、すなわち、電力 増幅器の出力電力を最大にする必要性が高まっている。従って、バックオフを最 小限の可能な量に減らすことが望ましい。しかしながら、そのようなより多くの ＱＡＭ状態を使用するので、クリッピングによって誤りが発生じ、状態は悪化す る。例えば、４０ＭＨｚチャネルにおいて３６ＭＨｚシンボルレートを使用する ５１２ＱＡＭシステムにおいては、信号オーバーシュートはわずか０．５ｄＢで シンボル誤りを発生する。

マイクロ波無線通信システムの送信機は、固定出力電力あるいは可変出力電力の いずれかで動作させることができる。固定出力電力では、その送信機は、送信エ ラーレートをそのシステムの正常動作に対し望ましい残留エラーレートと同等又 はそれ以上とするに十分なバックオフを用いた全出力電力で連続的に動作する。

可変出力電力では、逆方向シグナリング制御チャネルは受信機から送信機に逆方 向に供給され、送信機の出力電力を制御する。この場合、全送信機出力電力は、 フエーンング或いは伝送路損失が発生する状態において必要な場合のみ使用され る。そのとき、全出力における送信エラーレートは減衰した受信エラーレートよ りも良いエラーレートであることか必要である。その送信エラーレートは上述の 減衰された残留シンボルエラーレートよりも数オーダ大きい振幅を有する。した かって、可変の出力電力動作は、送信機の全出力動作においてより少ないバンク オフが必要となる。

しかし、可変の出力電力動作の場合でも、エラーを最小にするには十分であるが 、好ましくはそれよりも大きくないバックオフを供給することが必要である。

それ故に、本発明の目的は、望ましい低エラーレートを供給するために十分なバ ックオフによってマイクロ波電力増幅器におけるクリ・ソピングを制御する方法 を提供することにある。

発明の開示 本発明においては、ＲＦＣ無線周波数）通信システムの電力増幅器におけるクリ ッピングを制御する方法が提供される。そこでは、ＩＦ（中間周波数）人力信号 は局部発振器信号と混合され、送信のための無線周波数信号を発生する。この方 法は、局部発振器信号及び無線周波数信号から、電力増幅器の出力を表わすＩＦ 出力信号を発生し、ＩＦ入力信号の人力とＲＦ倍信号出力間で、ＩＦ出力信号と ＩＦ入力信号とを比較することによって信号圧縮をモニタし、ＩＦ入力信号の人 力及びＲＦ倍信号出力間でモニタされた信号圧縮によって信号利得を制御し、電 力増幅器中のクリッピングを制御するステップを含む。

好ましくは、ＩＦ人力信号は、飽和ミキサ中で局部発振器信号と混合され、ミキ サの人力信号のレベルによって決定されたレベルを有するＲＦ倍信号発生し、モ ニタされた信号圧縮によってＩＦ人力信号の入力とＲＦ倍信号出力間で信号利得 を制御するステップは、ＩＦ人力信号の入力とミキサ間でＩＦ入力信号増幅器の 利得を制御する。

この電力増幅器の非線形利得特性を補償するために、この方法は、増幅器中のＩ Ｆ入力信号の増幅の次にＩＦ入力信号に前置歪を与え、それを増幅し、その増幅 器の利得はモニタされた信号圧縮により制御されるステップを含む。

本発明の好ましい実施例においては、信号圧縮をモニタするステップは各ＩＦ入 出力信号を矩形にして復調信号を発生し、各復調信号と積分によって発生された 各適応レベル間の差を積分し、積分された信号間の差によって利得制御信号を発 生するステップを含む。

また、本発明はＲＦ（無線周波数）通信システム用の送信機を提供する。この送 信機は、ＩＦ（中間周波数）入力信号を増幅する手段と、局部発振器信号を増幅 されたＩＦ倍信号混合して無線周波数信号を発生するミキサと、送信のためにＲ Ｆ倍信号増幅する電力増幅器と、電力増幅器の出力を表わすＩＦ出力信号を増幅 されたＲＦ倍信号ら発生させるための手段と、ＩＦ入力信号と［’出力信号に応 答し、ＩＦ入力信号の人力と電力増幅器の出力間で信号圧縮をモニタする手段と 、ＩＦ人力信号の人力と電力増幅器の出力間でモニタ信号圧縮によって信号利得 を制御し、それによって電力増幅器におけるクリッピングを制御する手段とを含 む。

図面の簡単な説明 本発明は、添付図面からさらに詳しく理解される。異なる図面における同一の番 号は同一の構成要素を示す。

図１は、本発明のマイクロ波無線通信システムの送信機の部分ブロック図である 。

図２は、信号確率分布関数を図示するグラフであり、図１の送信機のピーク・ク リッピング検出器の作用が説明される。

図３は、図１の送信機の部分をより詳細に示すブロック図である。

図４は、図１の送信機のピーク・クリッピング検出器をより詳細に示す図である 。

実施例 図１は、５１２ＱＡＭマイクロ波無線通信システムの送信機の一部を示す。位相 直角信号成分を含むＩＦ（中間周波数、例えば１４０ＭＨｚ）入力信号（ＩＦＩ Ｎ）はライン１０を介して第１のＩＦ・へＧＣ増幅器１２（自動利得制御）に供 給される。増幅器１２の出力は、前置歪回路１４を介して第２のＩＦ−ＡＧＣ増 幅器１６に結合される。局部発振器１８はマイクロ波周波数発振器を含み、それ はマイクａ波周波数で、例えば、４ＧＨｚのキャリヤ信号を発生し、そのキャリ ヤ信号で増幅器１６の出力か飽和イメージ阻止ミキサ２０で混合される。Ｓ。

Ｇ、Ｈａｒｍａｎによって１９９０年５月１８日に出願された米国特許出願シリ アル番号７１５２４，９０４の「無線周波数通信システムのための周波数コンバ ータ」という名称の特許出願に記述され請求されている方法によって、ミキサ２ ０は動作及び制御が可能である。

ミキサ２０の出力は、単側波帯信号であり、それは半導体マイクロ波無線周波数 電力増幅器２２において増幅され、ライン２４を介して、ＲＦ出力信号（ＲＦＯ ＵＴ）として送信される。ＲＦ倍信号一部はカプラ２６によって分岐される。

ミキサ及びＬＰＦ　（ローパスフィルタ）３０はこのＲＦ倍信号分岐信号を発振 器１８からライン３１を介して供給されたキャリヤ信号成分と混合し、コーヒレ ントなＩＦ倍信号発生し、これをローパス濾波し、ライン３２上に出力する。ラ イン３２上の［Ｆ信号は、ＲＦ出力信号を表わし、それ故、ｌ出力信号と呼ばれ る。このＩＦ出力信号は一定利得制御回路３４にフィードバックされ、その回路 ３４は第２のＩＦ−ＡＧＣ増幅器１６の利得を制御し、前置歪回路１４の出力か らの一定信号利得をＲＦ出カライン２４に供給する。この一定信号利得は前置歪 回路１４の設計及び組み込みを容易にする。実際には、電力増幅器２２は、異な るマイクロ波フェージング状態に対して種々のレベルの利得を切り換えにより供 給し、一定利得制御回路３４及び前置歪回路１４もそれに応じて切り換えられる 。

しかし、そのような切替は、本発明にとって必須のものではないので、ここでは 詳しくは記述しない。

ピーク・クリンピング検出器３８からのオーバライド制御信号がない時、以下に 記述されるように、レベル制御回路３６は、ライン４０を介して供給される送信 レベル制御信号（Ｔｘレベル）に応じて、第１のＩＦ−ＡＧＣ増幅器１２の利得 を制御する。この送信レベル制御信号は既知の方法で逆方向チャネルを介して遠 隔受信機からライン２４上のＲＦ出力信号が送信されるところへ供給される。

通常動作においては、受信機によって受信された信号レベルが低下すると、逆方 向チャネルとライン４０上の送信レベル制御信号を介してレベル制御回路３６が 制御され、第１のＩＦ−ＡＧＣ増幅器１２の利得を増加させ、それによって、前 置歪回路１４に供給されるＩＦ倍信号振幅を増加させる。上記の第２のＩＦ−Ａ ＧＣ増幅器１６に供給された一定１り得制御、及びミキサ２０が飽和ＡＧＣ増幅 器であるという事実（すなわちミキサに供給された局部発振器信号がＩＦ倍信号 りも大きい振幅を有している）を考慮すると、ＲＦ倍信号低い受信信号レベルを 補償するために増加される。

ライン１０及び３２上のＩＦ倍信号ＡＧＣ増幅器４０及び４２によってそれぞれ 同等のレベルまで増幅される。図１に示されるように、選択的な位相解析回路４ ４によって位相解析される増幅器４２の出力及び増幅器４０の出力は、チョップ 及びミキサ４６の人力に供給され、これらの信号はそこでチョップされ、矩形及 びＬＰＦ　（ローパスフィルタ）回路４８に交互に供給される。矩形及びＬＰＦ 回路４８の出力はピーククリッピング検出器３８に供給され、上述したレベ／１ ４制御回路のための制御信号を発生する。矩形及びＬＰＦ回路４８のチョップさ れた交互の出力は、また、増幅器４０の利得を制御するピークＡＧＣ検出器５０ にも供給される。さらにその出力は幅器４２の利得を制御するＲＭＳ−ＡＧＣ制 御回路５２にも供給される。

図１の構成の動作は、図２を参照して下記にさらに詳しく記述される。図２は５ １２７ＱＡＭシステムのＲＦ包絡線に対する信号確率分布関数を示すグラフであ る。図２における水平軸は、ＯｄＢ電力レベルで表されるＲＭＳ信号電力と関連 するデシベル（ｄ　Ｂ）でピーク信号電力を表わす。図２における垂直軸は、使 用される特別の変調方式（５１２−ＱＡＭ）における、ＯｄＢ又はそれより大き なピーク電力レベルで発生する信号の発生確率を表わす。曲線６２はライン１０ 上の歪のないＩＦ入力信号に対する確率密度関数を表わす。曲線６３は、ライン ３２上のＩＦ出力信号に対する確率密度関数を表わす。これらの曲線間の差は信 号圧縮、或いはピーククリッピング振幅歪を表わし、これは前置歪回路１４によ って補償が行われた後の電力増幅器２２の非線形利得及びピーククリッピング特 性によるものである。

それ故、いかなる信号確率密度においても、例えば、図２の破線６４で示される １０−６においては、曲線６３及び６２の間の差Ｘは、振幅歪すなわち、その信 号圧縮は電力増幅器２２のピーククリッピングによって生成された信号圧縮を表 わす。ピーク・クリッピング検出器３８は所定の信号確率密度における差Ｘをモ ニタする役目をする。その密度は最適の検出器応答を供給するように選ばれる。

この差Ｘがシンボルエラーが起こるピーク・クリッピングの最大許容範囲に対応 する閾値を超える場合には、ライン４０を介して回路３６に供給されるレム／１ ４制御はオーバライドされ、第１のＩＦ−ＡＧＣ増幅器１２すなわちＲＦ出力信 号の利得は、ピーク・クリッピング検出器３８の出力によって制限される。

したがって、深いフェージング状況においては、第１のＩＦ−ＡＧＣ増幅器１２ の利得すなわちＲＦ出力信号の振幅は、ライン４０を介して逆方向チャネル制御 により、検出器３８がこれをオーバライドするまで増加し、その結果、増幅器２ ２によるピーク・クリッピングを制限し、これにより増幅器２２中のピーク・ク リッピングによるシンボルエラーを避ける。電力増幅器２２は制御ループ内にあ るので、その電力増幅器２２は、過度のピーク・クリッピングが起こる前に、そ の最大電力出力レベルで動作する。さらに、制御ループは、電力増幅器２２の特 性を変化させるように何度も調節される。これらの結果、電力増幅器２２に対す るバックオフの設計レベルは、先行技術においてよりも、もっと低いレベルに減 らすことができる。そしてどの電力増幅器２２も、その特定の最大電力出力レベ ルで動作することができる。

図２においてピーク・クリッピング検出器３８による差Ｘに適当な評価をするた めに、ライン１０及び３２上のＩＦ大入力出力信号のＲＭＳレベルは、図１上の 構成要素４６．４８．５２及び４２を介して達成されるチョッパ安定化比較によ って等しくされる。このことは、比較の目的のために絶対ＲＭＳレベルを行う高 価なタスク（特にＩＦ入力信号の大きなピーク対ＲＭＳ比を考慮した場合）を避 ける。また、ピーク検出器３８は、例えば、図２における破線６４によって示さ れる１０−６の共通の確率密度で、ＩＦ大入力出力信号ピーク値を比較するため にチョッパ安定化される。チョッパ安定化を考慮し、その確率密度は、ピーク・ クリッピング検出器中の抵抗コンデンサの時定数によって設定できる。

図３は図１の構成要素４０から５２をより詳しく示す図である。すでに、上に述 べたように、位相解析回路４４はオプションであるが図３中に示される。なぜな ら、それは、他の目的（本発明の一部ではない）のために供給できるからである 。位相解析回路４４は省略できるので、その場合は増幅器４２の出力はチョップ 及びミキサ４６に直接接続される。

図３に示されるように、位相解析回路４４は、位相制御回路４４２、補償遅延線 ４４４、サイン／コサイン発生源４４６、直交位相出力を有する信号カブラ４４ ８を含む位相回転子、乗算器４５０．４５２、及び加算器４５４を含む。位相制 御回路４４２はＲＭＳ　（二乗平均平方根）位相検出器及び５４ＭＨｚのカット オフ周波数をもつローパスフィルタを有する。増幅器４０からの利得調整ＩＦ入 力信号は、遅延線４４４を介して位相制御回路４４２の１つの入力に供給される 。

そして位相制御回路４４２の他の入力は利得調整及び位相解析ＩＦ出力信号が供 給される。位相制御回路４４２の出力はサイン／コサイン発生源４４６を駆動し 、その出力はカブラ４４８によって増幅器４２の出力から生成されるＩＦ出力信 号の直交位相成分によって多重化される。多重化出力は加算器４５４によって加 算され、位相解析回路４４の出力を生じる。説明を簡単にするために図３には示 さないが、位相解析回路４４は既知の方法、例えば、後述する５ｋＨｚ矩形波チ ョツバ制御信号ＣＣを使用してチョッパ安定化される。

増幅器４０からの利得調整ＩＦＦ力信号及び位相解析回路４４からの利得調整及 び位相解析ＩＦＦ力信号は、同じくチョップ及びミキサ４６に供給される。それ は図３に示されるチョッパ制御信号ＣＣによって制御される選択スイッチによっ て表わされる。それ故、チョップ及びミキサ４６の出力においては、２つのＩＦ 倍信号５ｋＨｚのチョッパレートのチョッピング及び交互切り換え方法によって 発生される。そのチョッピングされた交流信号は、コサイン二乗特性を有する回 路４８２において矩形にされ、ベースバンド振幅情報を再生し、その結果生する 信号は、５４ＭＨｚのＬＰＦ４８４においてローパス濾波される。これらの回路 ４８２と４８４は共に矩形及びＬＰＦ回路４８を構成する。ｃｏｓ２特性を有す る回路４８２はＩＦ倍信号単純に復調し、干渉性の位相及びＩＦ倍信号変調側波 帯を有する振幅を供給する。これは、キャリヤ再生タイプの復調器を供給するよ りも、より費用が安価で済み、さらに信号ピークを非線形拡張し、検出を一層容 易にする。ＬＰＦ４８４の出力は、図３において示されるように、ピーククリッ ピング検出器３８と同様に、ピークＡＧＣ検出器５０及びＲＭＳ−ＡＧＣ制御回 路５２にも供給される。

ピークＡＧＣ検出器５０はピークレベル・コンパレータ５０２及び積分器５０４ から成る。ピークレベル・コンパレータ５０２はチョッパ制御信号ＣＣによって 制御され、回路４６が増幅器４Ｑの出力に切り換えられるチョッパ時間において 、ＬＰＦ４８４の出力を閾値と比較し、ＩＦＦ力信号のピーク・レベルによる出 力を供給する。この出力は、積分器５０４によって積分され、増幅器４０に対し てＡＧＣ制御信号を提供する。ＲＭＳ−ＡＧＣ制御回路５２はサンプルホールド 回路５２２と積分器５２４から構成される。サンプルホールド回路５２２はチョ ッパ制御信号ＣＣによって制御され、回路４６が２つの入力に交互にスイッチさ れるチョッパ時間にＬＰＦ４８４の出力をサンプルする。回路４６に供給される ＩＦＦ出力信号のＲＭＳレベルの差を表わす出力は、積分器５２４によって積分 され、増幅器４２の利得を制御するために使われ、その結果ＲＭＳレベルの差が なくなる。

図４において、ピーク・クリッピング検出器３８は差動増幅器３８１を含み、そ の増幅器は非反転（＋）人力を有し、その入力にＬＰＦ４８４の出力か供給され る。また、この増幅器は１つの出力を有し、それはスイッチ３８２を介して交互 に２つの積分回路３８３及び３８４の人力に結合される。積分回路の出力はスイ ッチ３８５及びフィードバック抵抗３８６を介して、増幅器３８１の反転入力（ −）に交互に結合され、及び抵抗３８７及び３８８を介して差動増幅器３８９の 差入力回路に結合される。サンプルホールド回路３９０は増幅器３８９の出力を サンプルし、そしてピーク・クリッピング検出器の出力信号を発生し、それはレ ベ／Ｌ４制御回路３６に供給される。すでに述べたように、この出力信号がピー ク・クリッピングの最大許容範囲に対応する閾値レベルを越えるとき、それは第 １のＩＦ−ＡＧＣ増幅器１２の利得制御をライン４０上の反転チャネル信号によ ってオーバライドし、増幅器１２の利得を直接減らし、その結果、ピーク・クリ ッピングをシンボルエラーが起きない低レベルに維持する。

破線３９１によって示されるように、スイッチ３８２及び３８３はチョッパ制御 信号ＣＣにより、同時に制御される。従って、積分回路３８３及び３８４は信号 ＣＣの三方の一サイクルの間、増幅器３８１に交互に接続されて動作する。ＬＰ Ｆ４８４の出力は、チョッパ周波数において、チョップ及びミキサ４６の動作に よってＩＦ人出力から交互に得られた信号成分を含むので、積分回路３８３は、 その出力とＩＦＦ力信号によって生成された信号成分間で増幅器３８１によって 生成された差を積分するように動作する。積分回路３８４は、その出力とＩＦＦ 力信号によって生成された信号成分間で増幅器３８１によって生成された差を積 分するように動作する。この結果、積分回路３８３及び３８４の出力は、それぞ れＴＦＦ力信号とＩＦＦ力信号の平均電力を追跡する。

ピーク・クリッピング検出器３８のパラメータ、例えば抵抗値の大きさ及び積分 時定数は、積分回路が所定の信号確率密度は、例えば図５における破線６４で示 される１０−６で動作するように選択され、抵抗３８５を介して増幅器３８１へ のレベルの適応的フィードバックによって決定される。この増幅器３８１はＬＰ Ｆ４８４からの入力とスイッチ３８２及び３８５の各状態に対する適応レベルの 間の差を増幅する。このように、積分回路３８３及び３８４の出力は、図２の曲 線６３及び６２の破線６４における差に対応する。増幅器３８９は、これらの積 分回路の出力の間の差を形成し、さらにピーク・クリッピング検出器出力を発生 するためにサンプルされかつホールドされるので、この出力は、図２において示 されるＸの信号圧縮量を表わす。この信号圧縮量はＩＦ入シカライン１０ＲＦ出 カライン２４の間で発生する。

容易に分かるように、この信号圧縮は、電力増幅器２２によって信号のクリソピ ンクが発生し又は増加するにつれて増加する。したがって、検出器出力は、電力 増幅器２２内で人力信号振幅が増幅器内のクリッピングレベルにどれくらい近い かを明確に指示する。もしクリッピングが発生すれば、圧縮Ｘ即ち圧縮検出器５ ０の出力は大きくなる。一方、圧縮Ｘのクリッピングがない場合は、圧縮検出器 ５０の出力は小さい。

すでに記述されるように、ピーク・クリッピング検出器３８の出力が、レベル制 御回路３６にセットされた閾値レベルを超える場合は、その出力はライン４０を 介して利得制御をオーバドライブするのに使われ、第１のＩＦ−ＡＧＣ増幅器１ ２の利得を直接減らすのに使われる。それによって、第１のＩＦ−ＡＧＣ増幅器 １２の出力においてＩＦ倍信号振幅を減少させる。ミキサ２０は飽和ミキサであ るために、この振幅は、また電力増幅器２２に供給されるＲＦ倍信号振幅を決定 する。電ツノ増幅器の人力信号レベルは、ピーク・クリッピング又は信号圧縮を 減らすために同しく減らされる。

したがって、閉鎖ループが形成され、増幅器によって所定の低レベルに生成され た最大信号圧縮を維持する。この様に、電力増幅器２２は、エラーを発生させる 過大な信号歪を発生させることなく、高信号レベル、ここではノイズ対信号比で 動作可能である。

さらに、この配列によれば、例えば、ミノＪ増幅器の機能がオーバタイム又は温 度変化で品質か低下する場合は、電力増幅器への入力信号振幅を減らすことによ り、信号歪を増加させないで一定に維持できる。一方、既知のマイクロ波無線通 信システムにおいては、電力増幅器が劣化すると電力増幅器に供給される信号レ ベルが増加し、一定の出力電力レベルを維持しようとするので、信号歪か増加し そのためエラーレートか増加する。

ピーククリッピング検出器の望ましい一実施例が上述されたか、検出器の他のタ イプも提供される。例えば、ＩＦＦ出力信号は位相調整され、かつ規格化され、 この信号の圧縮又はクリッピングされた部分を表わす差は、ＩＦ倍信号中振幅ピ ークの発生と相関し、圧縮又はクリッピング量を示す信号を発生する。その信号 は上述と同し方法で使用でき、第１のＩＦ−ＡＧＣ増幅器の利得を適応的な方法 で制御する。

すでに述べたように、第１のＩＦ−ＡＧＣ増幅器１２の利得は制御され、飽和ミ キサ２０が使われ、その結果、■ＦＦ号レベルは電力増幅器２２に供給されるＲ ＦＦ号レベルを直接決定する。一方、第２のＩＦ−ＡＧＣ増幅器の利得、電力増 幅器２２の利得、又は信号パス（例えば電力増幅器２２への入力）における信号 アテネータの減衰度は制御され、同様の結果が得られる。しかし、これら後者の 配列は好ましくはない。なぜなら、それらは前置歪回路１４の制御を複雑にする からである。また、ＲＦＦ力増幅器２２の利得を制御するよりも第１のＴＦ・Ａ ＧＣ増幅器の利得を制御する方がより容易だからである。

さらに、上に述べた配列では、同期した逓降変換がミキサ及びＬＰＦ３２におい て使用され、ＩＦＦ力信号を発生するが、これは本発明の本質ではない。なぜな らピーク・クリッピング検出器３８は信号の振幅にのみ応答するからである。

したがって、上述の配列において、特にセルラ無線通信で使用される多重キャリ ヤ通信システムにおいては、ＲＦＦ力信号のタップオフの部分の非同期逓降変換 が、その代わりに使用され、ＩＦＦ力信号を発生する。この場合、位相解析回路 ４４が上述のように省略される。なぜなら、非同期配列中で動作するにはそのバ ンド幅はあまりに狭いからである。

特表平５−５０７８３４　（５） 図２ 要約書 ＱＡＭマイクロ波無線通信システムにおいて、ＩＦＣ中間周波数）入力信号は増 幅され（１２）及び前置歪が与えられ（１４）、増幅されたＩＦ倍信号局部発振 器信号（１８）と混合されＲＦ（無線周波数）信号を発生し、この信号は送信す るために電力増幅器（２２）で増幅され、この前置歪は電力増幅器の非線形利得 に対して補償を行う。電力増幅器中のクリッピングはＲＦ倍信号逓降変換（３０ ）部によって制御され、電力増幅器の出力を表示するＩＦ出力信号発生する。

ＩＦ人力信号とＩＦ出力信号を比較する（３８）ことによって信号圧縮をモニタ し、モニタされた信号圧縮によってＩＦ増幅器利得を制御する（３６）。

手　続　補　正　書

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．ＩＦ（中間周波数）入力信号が局部発振器信号と混合され、送信用無線周波 数信号を発生させるＲＦ（無線周波数）通信システムの電力増幅器でクリッピン グを制御する方法において： 局部発振器信号（３１）及び無線周波数信号（２４）から、電力増幅器（２２） の出力を表わすＩＦ出力信号（３２）を発生し、ＩＦ入力信号の入力（１０）と ＲＦ信号の出力間で、ＩＦ出力信号とＩＦ入力信号とを比較する（３８）ことに よって信号圧縮をモニタし、ＩＦ入力信号の入力及びＲＦ信号の出力間でモニタ された信号圧縮によって信号利得を制御し（３６）、電力増幅器中のクリッピン グを制御するステップを含むことを特徴とする方法。 ２．請求項１の方法において： ＩＦ入力信号は、飽和ミキサ（２０）中で局部発振器信号と混合され、ミキサの 入力信号のレベルによって決定されたレベルを有するＲＦ信号を発生し、モニタ された信号圧縮によってＩＦ入力信号の入力（１０）とＲＦ信号の出力（２４） 間で信号利得を制御するステップは、ＩＦ入力信号の入力とミキサ間でＩＦ入力 信号増幅器（１２）の利得を制御することを特徴とする方法。 ３．請求項２の方法において： 増幅器（１２）中のＩＦ入力信号の増幅の次にＩＦ入力信号の前置歪を発生し（ １４）、それを増幅し（１６）、その増幅器の利得はモニタされた信号圧縮によ り制御されることを特徴とする方法。 ４．請求項１、２及び３の方法において：信号圧縮をモニタするステップは各Ｉ Ｆ入出力信号を矩形にして（４８）復調信号を発生し、各復調信号と積分によっ て発生された各適応レベル間の差を積分し（３８３、３８４）、積分された信号 間の差（３８９）によって利得制御信号を発生するステップを含むことを特徴と する方法。 ５．ＩＦ（中間周波数）入力信号を増幅する手段（１２）と、局部発振器信号を 増幅ＩＦ信号と混合して無線周波数信号を発生するミキサ（２０）と、送信のた めにＲＦ信号を増幅する電力増幅器（２２）とを含むＲＦ（無線周波数）通信シ ステムのための送信機において： 電力増幅器の出力を表わすＩＦ出力信号を増幅されたＲＦ信号から発生させるた めの手段（３０）と、 ＩＦ入力信号とＩＦ出力信号に応答し、ＩＦ入力信号の入力と電力増幅器の出力 間で信号圧縮をモニタする手段（３８、４８）と、ＩＦ入力信号の入力と電力増 幅器の出力間でモニタ信号圧縮によって信号利得を制御し、それによって電力増 幅器におけるクリッピングを制御する手段（３６）とを含むことを特徴とする送 信機。 ６．請求項５の送信機において： 前記ミキサは、増幅されたＩＦ入力信号の振幅によって決定されるレベルを用い てＲＦ周波数信号を発生する飽和ミキサ（２０）であり、モニタ信号圧縮による 信号利得を制御する手段（３６）はＩＦ入力信号を増幅するための手段（１２） の利得を制御する手段を含むことを特徴とする送信機。 ７．請求項６の送信機において： ＩＦ入力信号を増幅する手段はＩＦ入力信号が供給される第１のＩＦ増幅器（１ ２）と、第２のＩＦ増幅器（１６）、及び第１のＩＦ増幅器の出力を第２のＩＦ 増幅器の入力に結合する前置歪回路（１４）を含み、モニタ信号圧縮による信号 利得を制御する手段（３６）は第１のＩＦ増幅器（１２）の利得を制御する手段 を含むことを特徴とする送信機。 ８．請求項５、６又は７の送信機において：信号圧縮をモニタする手段（３８、 ４８）は、復調された信号を発生するために各ＩＦ入出力信号を矩形にする手段 （４８）と、各復調された信号と積分によって発生された各適応レベルと間の差 を積分する手段（３８３、３８４）、及び積分信号間の差により利得制御信号を 発生する手段（３８９）を含むことを特徴とする送信機。