JP2868899B2 - 時分割多重アクセス無線周波送信機の電力制御回路 - Google Patents
時分割多重アクセス無線周波送信機の電力制御回路Info
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- H03G3/3042—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
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- H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication
- H04B1/56—Circuits using the same frequency for two directions of communication with provision for simultaneous communication in two directions
Description
【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は概して無線電話、より詳しくはデジタルセル
ラ電話機（digital cellular telephones）に好適に使
用できる時分割多重アクセス（TDMA）無線周波（RF）送
信機のための電力制御回路に関する。
ラ電話機（digital cellular telephones）に好適に使
用できる時分割多重アクセス（TDMA）無線周波（RF）送
信機のための電力制御回路に関する。
アナログセルラ電話は、現在電話の通話中連続して送
信している。この種のアナログゼルラ電話機のRF送信機
は音声信号によって周波数変調され、かつ、セルラベー
スステーションによってそこから受信されたRF信号の質
に依存して８つの異なる電力レベルの１つで連続して動
作される。この種のRF送信機の出力は、例えば、米国特
許第4,523,155号に開示されている回路のような従来の
自動電力制御回路によって所望の電力レベルに維持され
る。しかし、この種の出力制御回路はTDMAセルラシステ
ムにおいては適当ではない、すなわち、RF送信機が20ミ
リ秒毎に6.67ミリ秒の間オンされ、13.33ミリ秒の間オ
フされる速いパルシングを必要とするからである。さら
に、RF送信機出力は、その周波数成分が12.15KHzを越え
る変調包絡線に沿う必要がある。これらの問題は送信機
電力増幅器へのRF入力を減衰させる可変減衰器を使用す
る出力電力制御回路によって部分的に解決される。可変
減衰器が使用されるこの種の出力電力制御回路の例は、
米国特許第4,803,440号に開示されている。しかし、可
変減衰器が使用されるこの種の出力電力制御回路が824M
Hzから849MHzの範囲のセルラ送信機周波数で動作される
と、フィールドスルー、温度安定性、製造上のばらつ
き、可変減衰器の直線性の悪さによる性能の相当な低下
が生じる。上述の理由により、レベル制御信号によって
選択された複数の電力レベルの１つでTDMA RF信号送信
機からのRF出力信号を正確、かつ、信頼性よく維持する
改良された電力制御回路を必要とする。
信している。この種のアナログゼルラ電話機のRF送信機
は音声信号によって周波数変調され、かつ、セルラベー
スステーションによってそこから受信されたRF信号の質
に依存して８つの異なる電力レベルの１つで連続して動
作される。この種のRF送信機の出力は、例えば、米国特
許第4,523,155号に開示されている回路のような従来の
自動電力制御回路によって所望の電力レベルに維持され
る。しかし、この種の出力制御回路はTDMAセルラシステ
ムにおいては適当ではない、すなわち、RF送信機が20ミ
リ秒毎に6.67ミリ秒の間オンされ、13.33ミリ秒の間オ
フされる速いパルシングを必要とするからである。さら
に、RF送信機出力は、その周波数成分が12.15KHzを越え
る変調包絡線に沿う必要がある。これらの問題は送信機
電力増幅器へのRF入力を減衰させる可変減衰器を使用す
る出力電力制御回路によって部分的に解決される。可変
減衰器が使用されるこの種の出力電力制御回路の例は、
米国特許第4,803,440号に開示されている。しかし、可
変減衰器が使用されるこの種の出力電力制御回路が824M
Hzから849MHzの範囲のセルラ送信機周波数で動作される
と、フィールドスルー、温度安定性、製造上のばらつ
き、可変減衰器の直線性の悪さによる性能の相当な低下
が生じる。上述の理由により、レベル制御信号によって
選択された複数の電力レベルの１つでTDMA RF信号送信
機からのRF出力信号を正確、かつ、信頼性よく維持する
改良された電力制御回路を必要とする。
発明の概略 簡単に説明すると、本発明はレベル制御信号によって
選択された複数の電力レベルの１つで無線周波数（RF）
出力信号の大きさを維持するために信号源からの送信中
間周波数（IF）信号およびレベル制御信号に応答する新
規な電力制御回路を包括する。この電力制御回路は、RF
基準信号を発生する基準回路と；利得制御信号の値に実
質上比例する送信IF信号を調整し調整された送信IF信号
を発生するための可変利得を有する調整回路と；調整さ
れた送信IF信号とRF基準信号を結合してRF送信信号を発
生する混合回路と;RF送信信号を増幅してRF出力信号を
発生する増幅回路と;RF出力信号に結合されRF出力信号
の大きさに関連する値を有する検出器出力信号を発生す
る検出回路と；検出器の出力信号に結合され、複数のイ
ンターバルで、検出器出力信号の値をサンプリングし、
かつ、検出器出力信号のサンプリングされた値とレベル
制御信号によって選択された所望の値との間の差に応答
して利得制御信号の値を調整する制御回路と；を具備す
る。
選択された複数の電力レベルの１つで無線周波数（RF）
出力信号の大きさを維持するために信号源からの送信中
間周波数（IF）信号およびレベル制御信号に応答する新
規な電力制御回路を包括する。この電力制御回路は、RF
基準信号を発生する基準回路と；利得制御信号の値に実
質上比例する送信IF信号を調整し調整された送信IF信号
を発生するための可変利得を有する調整回路と；調整さ
れた送信IF信号とRF基準信号を結合してRF送信信号を発
生する混合回路と;RF送信信号を増幅してRF出力信号を
発生する増幅回路と;RF出力信号に結合されRF出力信号
の大きさに関連する値を有する検出器出力信号を発生す
る検出回路と；検出器の出力信号に結合され、複数のイ
ンターバルで、検出器出力信号の値をサンプリングし、
かつ、検出器出力信号のサンプリングされた値とレベル
制御信号によって選択された所望の値との間の差に応答
して利得制御信号の値を調整する制御回路と；を具備す
る。
図面の簡単な説明 第１図は本発明の実施する、第６図のTDMAセルラ電話
機600のRF送信機用電力制御回路のブロック図である。
機600のRF送信機用電力制御回路のブロック図である。
第２図は第１図の電力制御回路のタイミング図であ
る。
る。
第３図は第１図のコントローラ120によって使用され
るプロセス用フローチャートである。
るプロセス用フローチャートである。
第４図は本発明を実施する、RF送信機用電力制御回路
の他の実施例である。
の他の実施例である。
第５図は本発明を実施する、RF送信機用電力制御回路
の他の実施例である。
の他の実施例である。
第６図は第１図を好適に実施でき、第４図あるいは第
５図の変形例を実施できる本発明の電力制御回路に好便
に使用できるTDMAセルラ電話機のブロック図である。
５図の変形例を実施できる本発明の電力制御回路に好便
に使用できるTDMAセルラ電話機のブロック図である。
第７図は第１図の長時間定数検出器116の回路図であ
る。
る。
好ましい実施例の説明 第６図を参照して、TDMAセルラ電話機600のブロック
図を示し、この電話機に、好ましくは第１図のように実
施できあるいは第４図または第５図のように実施される
本発明の電力制御回路に好適に使用できる。このTDMAセ
ルラ電話機600は、その送信信号経路にマイクロフォン6
08、ボコーダ（vocoder）612、データフォーマット回路
601、直角（quadrature）変調器602、90MHz局部発振器6
06、ミキサ付き送信機、送信機フィルタ618およびアン
テナ620を含んでいる。その受信信号経路において、TDM
Aセルラ電話機600はアンテナ620、受信機フィルタ622、
直角変調器624およびデータフォーマット回路625を含ん
でいる。TDMAセルラ電話機600のチャネル周波数はマイ
クロコンピュータ614によってシンセサイザ616にロード
され、送信機604および復調器624に印加される。好まし
い実施例において、２重（duplex）無線チャネルは824M
Hzから849MHzの範囲の送信周波数を有し、869MHzから89
4MHzの範囲の受信周波数を有する。TDMAセルラ電話機60
0はマイクロコンピュータ614によって制御される。この
マイクロコンピュータはこれに記憶された制御およびシ
グナリング用コンピュータプログラムを伴なうメモリを
含んでいる。TDMAセルラ電話機600の好ましい実施例に
おいて、マイクロコンピュータ614としては例えば、モ
トローラの形式68HC11マイクロコンピュータ等の一般市
場から入手可能なマイクロコンピュータが利用できる。
セルラ電話600はTDMA RFチャネルを使用しているが、本
発明は従来の周波数分割多重アクセスセルラ電話、コー
ド分割多重アクセス電話および他の異なる送信機構を使
用する他のアナログおよびデジタルセルラ電話にも使用
できる。
図を示し、この電話機に、好ましくは第１図のように実
施できあるいは第４図または第５図のように実施される
本発明の電力制御回路に好適に使用できる。このTDMAセ
ルラ電話機600は、その送信信号経路にマイクロフォン6
08、ボコーダ（vocoder）612、データフォーマット回路
601、直角（quadrature）変調器602、90MHz局部発振器6
06、ミキサ付き送信機、送信機フィルタ618およびアン
テナ620を含んでいる。その受信信号経路において、TDM
Aセルラ電話機600はアンテナ620、受信機フィルタ622、
直角変調器624およびデータフォーマット回路625を含ん
でいる。TDMAセルラ電話機600のチャネル周波数はマイ
クロコンピュータ614によってシンセサイザ616にロード
され、送信機604および復調器624に印加される。好まし
い実施例において、２重（duplex）無線チャネルは824M
Hzから849MHzの範囲の送信周波数を有し、869MHzから89
4MHzの範囲の受信周波数を有する。TDMAセルラ電話機60
0はマイクロコンピュータ614によって制御される。この
マイクロコンピュータはこれに記憶された制御およびシ
グナリング用コンピュータプログラムを伴なうメモリを
含んでいる。TDMAセルラ電話機600の好ましい実施例に
おいて、マイクロコンピュータ614としては例えば、モ
トローラの形式68HC11マイクロコンピュータ等の一般市
場から入手可能なマイクロコンピュータが利用できる。
セルラ電話600はTDMA RFチャネルを使用しているが、本
発明は従来の周波数分割多重アクセスセルラ電話、コー
ド分割多重アクセス電話および他の異なる送信機構を使
用する他のアナログおよびデジタルセルラ電話にも使用
できる。
第６図に示すTDMAセルラ電話機600の好ましい実施例
において、直角変調器602が同出願人による1990年５月2
1日出願のステファン・ブイ・カヒル他により発明され
た米国特許出願第07/526,156号（現在米国特許第5,020,
076号、1991年５月28日許可）、「ハイブリッド変調装
置」に開示されている（ここに参照のため導入する）。
直角変調器602はTDMA RF信号を、音声、データおよびシ
グナリング情報により、π/4シフト差動直角位相シフト
キーイング（DQPSK）によって変調する。DQPSK変調につ
いては、ジョン・ジー・プロアキスによる「デジタル通
信」第１版、ISBN0−07−050927−１、171−178頁に開
示されている。データフォーマット回路601はボコーダ6
12の出力をシグナリングおよびオーバヘッド情報と結合
し、その結果をπ/4シフトDQPSK変調に基づいて送信Ｉ
およびＱ信号にエンコードする。π/4シフトDQPSK変調
およびシグナリング情報は2001アイストリート、N.W.、
ワシントンD.C.20006のエレクトロニック・インダスト
リーズ・アソシエーション、エンジニアリング・デパー
トメントによって出版され、ここから入手できるInteri
m Standard54に開示されている。
において、直角変調器602が同出願人による1990年５月2
1日出願のステファン・ブイ・カヒル他により発明され
た米国特許出願第07/526,156号（現在米国特許第5,020,
076号、1991年５月28日許可）、「ハイブリッド変調装
置」に開示されている（ここに参照のため導入する）。
直角変調器602はTDMA RF信号を、音声、データおよびシ
グナリング情報により、π/4シフト差動直角位相シフト
キーイング（DQPSK）によって変調する。DQPSK変調につ
いては、ジョン・ジー・プロアキスによる「デジタル通
信」第１版、ISBN0−07−050927−１、171−178頁に開
示されている。データフォーマット回路601はボコーダ6
12の出力をシグナリングおよびオーバヘッド情報と結合
し、その結果をπ/4シフトDQPSK変調に基づいて送信Ｉ
およびＱ信号にエンコードする。π/4シフトDQPSK変調
およびシグナリング情報は2001アイストリート、N.W.、
ワシントンD.C.20006のエレクトロニック・インダスト
リーズ・アソシエーション、エンジニアリング・デパー
トメントによって出版され、ここから入手できるInteri
m Standard54に開示されている。
π/4シフトDQPSK変調を表わす信号ベクトルは余弦成
分と正弦成分から成る。余弦成分の大きさを表わす信号
は同相またはＩ信号としても知られており、正弦成分の
大きさを表わす信号は直角またはＱ信号としても知られ
ている。余弦およひ正弦信号を表わすＩおよびＱは局部
発振器606からの90MHz信号の周波数において直交直角位
相成分である。変調された送信IF信号102がＩとＱ信号
を加算して作られる。
分と正弦成分から成る。余弦成分の大きさを表わす信号
は同相またはＩ信号としても知られており、正弦成分の
大きさを表わす信号は直角またはＱ信号としても知られ
ている。余弦およひ正弦信号を表わすＩおよびＱは局部
発振器606からの90MHz信号の周波数において直交直角位
相成分である。変調された送信IF信号102がＩとＱ信号
を加算して作られる。
ＩおよびＱ信号のベクトル成分を表わす符号（symbol
s）は該ベクトル成分をシフトすることによってデータ
フォーマット回路601で発生される。すなわち、±π/4
または±３π/4ラジアンのIF信号102の位相シフトが発
生される。各位相シフトは４つの可能なシンボルの１つ
をエンコードする。
s）は該ベクトル成分をシフトすることによってデータ
フォーマット回路601で発生される。すなわち、±π/4
または±３π/4ラジアンのIF信号102の位相シフトが発
生される。各位相シフトは４つの可能なシンボルの１つ
をエンコードする。
変調器602によって、いずれ変調されるボコーダ612か
らの直列デジタルデータがまずデータフォーマット回路
601でビット対に変換される。各ビット対は前回送信さ
れたシンボルに関して所望のベクトルシフトであるシン
ボルを指定する。シンボルベクトルへのビットペアのマ
ッピングは次式による。
らの直列デジタルデータがまずデータフォーマット回路
601でビット対に変換される。各ビット対は前回送信さ
れたシンボルに関して所望のベクトルシフトであるシン
ボルを指定する。シンボルベクトルへのビットペアのマ
ッピングは次式による。
Ｉ（ｋ）＝Ｉ（ｋ−１）cos（Δφ（Ｘ（ｋ）,Y
（ｋ））−Ｑ（ｋ−１）sin（Δφ（Ｘ（ｋ）,Y
（ｋ））） Ｑ（ｋ）＝Ｉ（ｋ−１）sin（Δφ（Ｘ（ｋ）,Y
（ｋ）））＋Ｑ（ｋ−１）cos（Δφ（Ｘ（ｋ）,Y
（ｋ））） ここに、ｋはビットペアの指数;1および２のペアのビ
ットに対しｋ＝１、３および４のペアのビットに対しｋ
＝２等々になる。Ｉ（ｋ−１）およびＱ（ｋ−１）は前
回シンボルベクトルの余弦および正弦の大きさである。
Ｘ（ｋ）はビットペア（ｋ）の第１のビットを表わしか
つＹ（ｋ）はビットペア（ｋ）の第２ビットを表わす。
位相変化Δφは次表に基づいて決定される。
（ｋ））−Ｑ（ｋ−１）sin（Δφ（Ｘ（ｋ）,Y
（ｋ））） Ｑ（ｋ）＝Ｉ（ｋ−１）sin（Δφ（Ｘ（ｋ）,Y
（ｋ）））＋Ｑ（ｋ−１）cos（Δφ（Ｘ（ｋ）,Y
（ｋ））） ここに、ｋはビットペアの指数;1および２のペアのビ
ットに対しｋ＝１、３および４のペアのビットに対しｋ
＝２等々になる。Ｉ（ｋ−１）およびＱ（ｋ−１）は前
回シンボルベクトルの余弦および正弦の大きさである。
Ｘ（ｋ）はビットペア（ｋ）の第１のビットを表わしか
つＹ（ｋ）はビットペア（ｋ）の第２ビットを表わす。
位相変化Δφは次表に基づいて決定される。
Ｘ（ｋ） Ｙ（ｋ） Δφ（Ｘ（ｋ）,Y（ｋ）） １ １ −３π/4 ０ １ ３π/4 ０ ０ π/4 １ ０ −π/4 従って、４つの可能なシンボルの１つが直列データ流れ
の各２ビットに対して送信される。
の各２ビットに対して送信される。
変調につき、π/4シフトDQPSKの用語を用いる理由お
よびどのように動作するかをここで明白にすると、位相
シフトはベクトル空間におけるπ/4増分であり、シンボ
ルは前回シンボルベクトルに関し差動的にエンコードさ
れ、IF信号102の量を含む情報はいずれか２つのシンボ
ル間の４つの可能なシフトの内の１つの位相シフトにな
る。変調器602の動作は次式で表わされる。
よびどのように動作するかをここで明白にすると、位相
シフトはベクトル空間におけるπ/4増分であり、シンボ
ルは前回シンボルベクトルに関し差動的にエンコードさ
れ、IF信号102の量を含む情報はいずれか２つのシンボ
ル間の４つの可能なシフトの内の１つの位相シフトにな
る。変調器602の動作は次式で表わされる。
Vout（ｔ）＝（Ｉ（ｔ））cos（２πft）＋（Ｑ
（ｔ））sin（２πft） ここに、Vout（ｔ）は変調されたIF信号102であり、Ｉ
（ｔ）およびＱ（ｔ）は時間の関数として前述のように
規定したＩ（ｋ）およびＱ（ｋ）であり、ｆは90MHzの
送信IFである。
（ｔ））sin（２πft） ここに、Vout（ｔ）は変調されたIF信号102であり、Ｉ
（ｔ）およびＱ（ｔ）は時間の関数として前述のように
規定したＩ（ｋ）およびＱ（ｋ）であり、ｆは90MHzの
送信IFである。
第６図のTDMAセルラ電話機600の好ましい実施例にお
いて、直角復調器624は本出願人による1990年９月28日
出願、米国特許出願第07/590,401号、「キャリア信号パ
ラメータによってい決定される調節可能な応答時間を有
するキャリア復元方法および装置」発明者、Stephen V.
Cahill、によって実現できる（ここに参照のため導入す
る）。直角復調器624はπ/4シフトDQPSKに基づく情報に
よって変調されたTDMA RF信号を復調し、受信Ｉおよび
Ｑ信号を発生する。この受信ＩおよびＱ信号はデータデ
フォーマット回路625によってデフォーマットおよびデ
コードされ、デシタル化された音声信号が復元され、ボ
コーダ612に印加される。
いて、直角復調器624は本出願人による1990年９月28日
出願、米国特許出願第07/590,401号、「キャリア信号パ
ラメータによってい決定される調節可能な応答時間を有
するキャリア復元方法および装置」発明者、Stephen V.
Cahill、によって実現できる（ここに参照のため導入す
る）。直角復調器624はπ/4シフトDQPSKに基づく情報に
よって変調されたTDMA RF信号を復調し、受信Ｉおよび
Ｑ信号を発生する。この受信ＩおよびＱ信号はデータデ
フォーマット回路625によってデフォーマットおよびデ
コードされ、デシタル化された音声信号が復元され、ボ
コーダ612に印加される。
第６図のTDMAセルラ電話機600の好ましい実施例にお
いて、ボコーダ612は本出願人による米国特許第4,817,1
57号および同第4,896,361号（ここに参照のため導入す
る）によって実現できる。ボコーダ612はコード励起リ
ニアプレディクション（CELP）コーディングに基づいて
音声信号をエンコードし、デコードする。フィルタ618,
622はデュプレクサとして相互連結されTDMA RF信号をア
ンテナ620に送信し、かつ、このアンテナからTDMA RF信
号を受信する。フィルタ618,622は例えば米国特許第4,4
31,977号、同第4,692,726号、同第4,716,391号および同
第4,742,562号（ここに参照のため導入する）に開示さ
れているフィルタのような任意の適切な従来のフィルタ
とすることができる。ボコーダ612、データフォーマッ
ト回路601、データフォーマット回路625、直角変調器60
2および直角復調器624は、例えばモトローラのDSP56000
型デジタル信号プロセッサのような市販のデジタル信号
プロセッサとすることができる。
いて、ボコーダ612は本出願人による米国特許第4,817,1
57号および同第4,896,361号（ここに参照のため導入す
る）によって実現できる。ボコーダ612はコード励起リ
ニアプレディクション（CELP）コーディングに基づいて
音声信号をエンコードし、デコードする。フィルタ618,
622はデュプレクサとして相互連結されTDMA RF信号をア
ンテナ620に送信し、かつ、このアンテナからTDMA RF信
号を受信する。フィルタ618,622は例えば米国特許第4,4
31,977号、同第4,692,726号、同第4,716,391号および同
第4,742,562号（ここに参照のため導入する）に開示さ
れているフィルタのような任意の適切な従来のフィルタ
とすることができる。ボコーダ612、データフォーマッ
ト回路601、データフォーマット回路625、直角変調器60
2および直角復調器624は、例えばモトローラのDSP56000
型デジタル信号プロセッサのような市販のデジタル信号
プロセッサとすることができる。
本発明によれば、第６図の送信機604の電力制御回路
は第１図に示したもので好適に実現でき、さらに第４図
または第５図に示したものによっても実現できる。本発
明の電力制御回路はTDMAセルラ電話機600に使用されて
いるが、従来の周波数分割多重アクセスセルラ電話機、
コード分割多重アクセスセルラ電話、および別の送信機
構を使用した他のアナログおよびデジタルセルラ電話機
にも使用可能である。第１図を参照して、電力制御回路
は可変利得段104、ミキサ106、バンドパスフィルタ109
および順方向経路の方向性カプラ112、検出器116、アナ
ログ−デジタル（A/D）コンバータ118、デジタルコント
ローラ120および帰還経路のデジタル−アナログ（D/A）
コンバータ126を含んでいる。直角変調器602からの送信
IF信号102は90MHzの周波数を有しており、DQPSK情報で
変調される。可変利得段104はD/Aコンバータの出力信号
128に応答してIF信号102の大きさを調節するための可変
利得を有している。この可変利得段104は可変利得増幅
器または可変利得減衰器によって構成でき、その利得は
実質上利得制御信号128の値に比例して調節される。好
ましい実施例において、可変利得段104はモトローラのM
C1350型IF増幅器と同様の可変利得増幅器である。可変
利得段104からの調節されたIF信号がシンセサイザ616か
らのRF基準信号108と混合され、RF送信信号が生成され
る。このRF送信信号はバンドパスフィルタ109によって
ろ波され、RF増幅器110によって増幅されて、RF送信出
力信号114が発生される。送信出力信号114は方向性カプ
ラ112によって、送信フィルタ618、次にアンテナ620に
送信のため結合される。
は第１図に示したもので好適に実現でき、さらに第４図
または第５図に示したものによっても実現できる。本発
明の電力制御回路はTDMAセルラ電話機600に使用されて
いるが、従来の周波数分割多重アクセスセルラ電話機、
コード分割多重アクセスセルラ電話、および別の送信機
構を使用した他のアナログおよびデジタルセルラ電話機
にも使用可能である。第１図を参照して、電力制御回路
は可変利得段104、ミキサ106、バンドパスフィルタ109
および順方向経路の方向性カプラ112、検出器116、アナ
ログ−デジタル（A/D）コンバータ118、デジタルコント
ローラ120および帰還経路のデジタル−アナログ（D/A）
コンバータ126を含んでいる。直角変調器602からの送信
IF信号102は90MHzの周波数を有しており、DQPSK情報で
変調される。可変利得段104はD/Aコンバータの出力信号
128に応答してIF信号102の大きさを調節するための可変
利得を有している。この可変利得段104は可変利得増幅
器または可変利得減衰器によって構成でき、その利得は
実質上利得制御信号128の値に比例して調節される。好
ましい実施例において、可変利得段104はモトローラのM
C1350型IF増幅器と同様の可変利得増幅器である。可変
利得段104からの調節されたIF信号がシンセサイザ616か
らのRF基準信号108と混合され、RF送信信号が生成され
る。このRF送信信号はバンドパスフィルタ109によって
ろ波され、RF増幅器110によって増幅されて、RF送信出
力信号114が発生される。送信出力信号114は方向性カプ
ラ112によって、送信フィルタ618、次にアンテナ620に
送信のため結合される。
第１図の電力制御回路の動作を図２のタイミング図に
よってさらに説明する。タイミング信号124は一連の送
信インターバルを規定する波形を有しており、第２図に
おいては１つのTDMA RFチャネルに対して３つの可能な
タイムスロットTS1、TS2およびTS3の内のタイムスロッ
トTS1に対応している。TDMA RFチャネルは各々約6.67ミ
リ秒の３つのタイムスロットTS1、TS2およびTS3を含む2
0ミリ秒の多重フレームからなる。TDMAセルラシステム
のセルラ電話通話中、TDMAセルラ電話機600はあるTDMA
RFチャネルおよびそのチャネルのあるタイムスロットに
割当てられ、音声信号、シグナリング情報およびオーバ
ーヘッド情報を含む変調送信出力信号114を送信する。
従って、送信出力信号114は割当てられたタイムスロッ
トの間に電力レベル信号122によって選択された所望の
電力レベルで送信される必要がある。
よってさらに説明する。タイミング信号124は一連の送
信インターバルを規定する波形を有しており、第２図に
おいては１つのTDMA RFチャネルに対して３つの可能な
タイムスロットTS1、TS2およびTS3の内のタイムスロッ
トTS1に対応している。TDMA RFチャネルは各々約6.67ミ
リ秒の３つのタイムスロットTS1、TS2およびTS3を含む2
0ミリ秒の多重フレームからなる。TDMAセルラシステム
のセルラ電話通話中、TDMAセルラ電話機600はあるTDMA
RFチャネルおよびそのチャネルのあるタイムスロットに
割当てられ、音声信号、シグナリング情報およびオーバ
ーヘッド情報を含む変調送信出力信号114を送信する。
従って、送信出力信号114は割当てられたタイムスロッ
トの間に電力レベル信号122によって選択された所望の
電力レベルで送信される必要がある。
本発明の特徴によれば、D/Aコンバータ126は、そのメ
モリに記憶された値で各割当てられたタイムスロットの
始めにコントローラ120によってロードされ、各割当て
られたタイムスロットの終りに、ゼロの値でロードさ
れ、送信出力信号114を本質的にオン・オフする。加え
るに、増幅器110はまたバイアス制御信号136によってそ
のバイアスをゲートオン・オフすることによってもオン
・オフできる。第２図のD/Aコンバータ出力128はタイム
スロットからタイムスロットに変化する値を有し、所望
の電力レベルに送信出力信号114の出力電力を維持す
る。第２図の検出器出力130の波形はタイムスロット長
さに関して検出器116の比較的長い時定数のために指数
関数的応答を有する。検出器116の比較的長い時定数の
ために、タイムスロットの終端近くでの検出器116の出
力は送信出力信号114の平均値に関連する値を有してい
る。第７図に示すように検出器116は、ダイオード702と
コンデンサ704からなる整流回路およびコンデンサ704、
708と抵抗器706とからなる平均化回路を含んでいる。好
ましい実施例において、要素704、706および708からな
る平均化回路は約１ミリ秒の時定数を有する。
モリに記憶された値で各割当てられたタイムスロットの
始めにコントローラ120によってロードされ、各割当て
られたタイムスロットの終りに、ゼロの値でロードさ
れ、送信出力信号114を本質的にオン・オフする。加え
るに、増幅器110はまたバイアス制御信号136によってそ
のバイアスをゲートオン・オフすることによってもオン
・オフできる。第２図のD/Aコンバータ出力128はタイム
スロットからタイムスロットに変化する値を有し、所望
の電力レベルに送信出力信号114の出力電力を維持す
る。第２図の検出器出力130の波形はタイムスロット長
さに関して検出器116の比較的長い時定数のために指数
関数的応答を有する。検出器116の比較的長い時定数の
ために、タイムスロットの終端近くでの検出器116の出
力は送信出力信号114の平均値に関連する値を有してい
る。第７図に示すように検出器116は、ダイオード702と
コンデンサ704からなる整流回路およびコンデンサ704、
708と抵抗器706とからなる平均化回路を含んでいる。好
ましい実施例において、要素704、706および708からな
る平均化回路は約１ミリ秒の時定数を有する。
第２図のサンプルタイムによって示されたように各タ
イムスロットの終り近くにおいて、検出器出力130の値
がサンプルされ、コントローラ120を用いて、選択され
た電力レベルのための所望の値から検出器出力130のサ
ンプル値を減算し、予め選択されたファクタによってこ
の差がスケーリングされ、このスケーリングされた差が
メモリに記憶された前回の値に加算されてD/Aコンバー
タ出力128の新しい値が算出される。D/Aコンバータ出力
128の新しい値がコントローラ120によってそのメモリに
記憶され、次の割当てタイムスロットの始めにD/Aコン
バータ126にロードされる。
イムスロットの終り近くにおいて、検出器出力130の値
がサンプルされ、コントローラ120を用いて、選択され
た電力レベルのための所望の値から検出器出力130のサ
ンプル値を減算し、予め選択されたファクタによってこ
の差がスケーリングされ、このスケーリングされた差が
メモリに記憶された前回の値に加算されてD/Aコンバー
タ出力128の新しい値が算出される。D/Aコンバータ出力
128の新しい値がコントローラ120によってそのメモリに
記憶され、次の割当てタイムスロットの始めにD/Aコン
バータ126にロードされる。
次に、第３図を参照すると、所望の電力レベルで送信
出力信号114の出力電力を維持するためにコントローラ1
20によって使用されるプロセスのフローチャートが示さ
れている。開始（START）ブロック302から入ると、処理
は、決定ブロック304に進行し、ここでタイミング信号1
24のチェックが行なわれて、この信号124が２進数の１
状態にあるかどうかを決定する。１状態でなければ、NO
岐路がとられ待機される。タイミング信号124が２進数
の１状態であれば、YES岐路が決定ブロック304からブロ
ック306に進行し、ここで送信機604が最初にキーアップ
（すなわち、タンーンオン）されるかどうかが決定され
る。送信機が最初にキーアップされる場合には、YES岐
路がブロック308にとられ、ここでD/Aコンバータ出力12
8の初期値がコントローラ120のメモリ中のルックアップ
テーブルから検索される。送信機604が最初にキーアッ
プされなければ、NO岐路が決定ブロック306からブロッ
ク307にとられ、ここでD/Aコンバータ出力128のために
前回記憶された（すなわち、前回割当てられたタイムス
ロット中に記憶された）値がコントローラ120のメモリ
から検索される。次に、ブロック310で、D/Aコンバータ
出力128の検索値がD/Aコンバータ126に印加される。D/A
コンバータ126が印加された値をアナログ電圧に変換
し、これを可変利得段104に印加して利得の大きさを調
節する。
出力信号114の出力電力を維持するためにコントローラ1
20によって使用されるプロセスのフローチャートが示さ
れている。開始（START）ブロック302から入ると、処理
は、決定ブロック304に進行し、ここでタイミング信号1
24のチェックが行なわれて、この信号124が２進数の１
状態にあるかどうかを決定する。１状態でなければ、NO
岐路がとられ待機される。タイミング信号124が２進数
の１状態であれば、YES岐路が決定ブロック304からブロ
ック306に進行し、ここで送信機604が最初にキーアップ
（すなわち、タンーンオン）されるかどうかが決定され
る。送信機が最初にキーアップされる場合には、YES岐
路がブロック308にとられ、ここでD/Aコンバータ出力12
8の初期値がコントローラ120のメモリ中のルックアップ
テーブルから検索される。送信機604が最初にキーアッ
プされなければ、NO岐路が決定ブロック306からブロッ
ク307にとられ、ここでD/Aコンバータ出力128のために
前回記憶された（すなわち、前回割当てられたタイムス
ロット中に記憶された）値がコントローラ120のメモリ
から検索される。次に、ブロック310で、D/Aコンバータ
出力128の検索値がD/Aコンバータ126に印加される。D/A
コンバータ126が印加された値をアナログ電圧に変換
し、これを可変利得段104に印加して利得の大きさを調
節する。
次に、第３図の決定ブロック312でタイミング信号124
のチェックが行なわれ、タイミング信号124が２進数０
状態であるかどうか決定する。０状態でなければ、NO岐
路がとられ待機される。タイミング信号124が２進数０
状態をとれば、YES岐路が決定ブロック312からブロック
314に進行し、ここで検出器出力130の値がA/Dコンバー
タ118から読取られる。次に、ブロック316で送信機604
がD/Aコンバータ出力128を０に設定することによってデ
キー（すなわち、シャットオフ）される。次に、ブロッ
ク318で、D/Aコンバータ出力128の新しい値が、選択さ
れた電力レベルに対する所望の値から検出器出力130の
サンプル値を減算し、予め選択されたファクタによって
その差をスケーリングし、このスケーリングされた差を
メモリに記憶されたD/Aコンバータ出力128の前回値に加
算することによって、計算される。次に、D/Aコンバー
タ出力128の新しい値が次に割当てられたタイムスロッ
トで使用するためにブロック320でコントローラ120のメ
モリに記憶され、制御が決定ブロック304に戻され次に
割当てられたタイムスロットに対して前述の工程が繰返
される。
のチェックが行なわれ、タイミング信号124が２進数０
状態であるかどうか決定する。０状態でなければ、NO岐
路がとられ待機される。タイミング信号124が２進数０
状態をとれば、YES岐路が決定ブロック312からブロック
314に進行し、ここで検出器出力130の値がA/Dコンバー
タ118から読取られる。次に、ブロック316で送信機604
がD/Aコンバータ出力128を０に設定することによってデ
キー（すなわち、シャットオフ）される。次に、ブロッ
ク318で、D/Aコンバータ出力128の新しい値が、選択さ
れた電力レベルに対する所望の値から検出器出力130の
サンプル値を減算し、予め選択されたファクタによって
その差をスケーリングし、このスケーリングされた差を
メモリに記憶されたD/Aコンバータ出力128の前回値に加
算することによって、計算される。次に、D/Aコンバー
タ出力128の新しい値が次に割当てられたタイムスロッ
トで使用するためにブロック320でコントローラ120のメ
モリに記憶され、制御が決定ブロック304に戻され次に
割当てられたタイムスロットに対して前述の工程が繰返
される。
第４図を参照すると、本発明を実現するTDMA RF送信
機の電力制御回路の他の実施例を示す。この実施例にお
いては、第１図のような長時定数検出器116ではなく、
出力電力が検出器426によって連続して検出され、修正
される。この検出器はレベル調整の前に、変調された送
信IF信号の変調包絡線を抽出する。検出器426の出力は
スケーリングされた変調包絡線（modulation envelop
e）信号を生成するためにマルチプライヤD/Aコンバータ
（DAC）428によって乗算される。倍率（scaling facto
r）は送信出力信号114（すなわち、各電力レベルには所
定の倍率がある）の所望の電力レベルを発生するように
選択される。DAC428からのスケーリングされた変調包絡
信号はエラー増幅器424の正入力に印加される。この増
幅器で可変利得段104の利得を調整するための利得制御
信号を発生する。検出器422（ダイオード検出器とする
ことができる）がカプラ112を介して送信出力信号114の
一部を受信し、送信出力信号114の送信包絡線を表わす
検出器出力信号を発生する。時間の遅れなしに、この包
絡線信号はエラー増幅器424への負の入力を形成する。
可変利得段104、ミキサ106、バンドパスフィルタ130お
よび増幅器110が、検出器422からの送信包絡線とDAC428
からの変調包絡線との間のエラーを減じゼロにするよう
に動作し、マイクロコンピュータ614によってマルチプ
ライヤDAC428に印加されたスケーリングファクタによっ
て選択された所望の電力レベルで送信出力信号114の出
力電力を維持する。マイクロコンピュータ614によってD
AC428に印加されたスケーリングファクタは、電力レベ
ル信号122が第１図のデジタルコントローラ120に印加さ
れるのと実質上同様にして、レベル制御信号によって選
択される。第４図において、ミキサ404、408、位相シフ
タ406およびコンバイナ410が、上述の同時係属米国特許
出願第07/526,156号に述べられているような直角変調器
を形成する。次いで、第５図を参照して、本発明を実施
するTDMA RF送信機の電力制御回路の他の実施例を示
す。第５図の実施例においては、第４図の方法がダイオ
ード検出器524およびA/Dコンバータ118によって別の方
法で実施され、その出力はデジタルコントローラ502に
接続されている。デジタルコントローラ502、D/Aコンバ
ータ504および512、ミキサ404および408、位相シフタ40
6およびコンバイナ410によって上述の同時係属米国特許
出願第07/526,156号で述べられたような直角変調器を形
成する。比較機能は、第４図のエラー増幅器424の方法
でデジタルコントローラ502に導入され、その１つの入
力はA/Dコンバータ118の出力であり、他の入力Ｇは送信
I SIGNAL、送信Q SIGNAL、およびPOWER LEVEL信号122か
ら引出されるスケーリングされた大きさの信号で、次式
で算出される。
機の電力制御回路の他の実施例を示す。この実施例にお
いては、第１図のような長時定数検出器116ではなく、
出力電力が検出器426によって連続して検出され、修正
される。この検出器はレベル調整の前に、変調された送
信IF信号の変調包絡線を抽出する。検出器426の出力は
スケーリングされた変調包絡線（modulation envelop
e）信号を生成するためにマルチプライヤD/Aコンバータ
（DAC）428によって乗算される。倍率（scaling facto
r）は送信出力信号114（すなわち、各電力レベルには所
定の倍率がある）の所望の電力レベルを発生するように
選択される。DAC428からのスケーリングされた変調包絡
信号はエラー増幅器424の正入力に印加される。この増
幅器で可変利得段104の利得を調整するための利得制御
信号を発生する。検出器422（ダイオード検出器とする
ことができる）がカプラ112を介して送信出力信号114の
一部を受信し、送信出力信号114の送信包絡線を表わす
検出器出力信号を発生する。時間の遅れなしに、この包
絡線信号はエラー増幅器424への負の入力を形成する。
可変利得段104、ミキサ106、バンドパスフィルタ130お
よび増幅器110が、検出器422からの送信包絡線とDAC428
からの変調包絡線との間のエラーを減じゼロにするよう
に動作し、マイクロコンピュータ614によってマルチプ
ライヤDAC428に印加されたスケーリングファクタによっ
て選択された所望の電力レベルで送信出力信号114の出
力電力を維持する。マイクロコンピュータ614によってD
AC428に印加されたスケーリングファクタは、電力レベ
ル信号122が第１図のデジタルコントローラ120に印加さ
れるのと実質上同様にして、レベル制御信号によって選
択される。第４図において、ミキサ404、408、位相シフ
タ406およびコンバイナ410が、上述の同時係属米国特許
出願第07/526,156号に述べられているような直角変調器
を形成する。次いで、第５図を参照して、本発明を実施
するTDMA RF送信機の電力制御回路の他の実施例を示
す。第５図の実施例においては、第４図の方法がダイオ
ード検出器524およびA/Dコンバータ118によって別の方
法で実施され、その出力はデジタルコントローラ502に
接続されている。デジタルコントローラ502、D/Aコンバ
ータ504および512、ミキサ404および408、位相シフタ40
6およびコンバイナ410によって上述の同時係属米国特許
出願第07/526,156号で述べられたような直角変調器を形
成する。比較機能は、第４図のエラー増幅器424の方法
でデジタルコントローラ502に導入され、その１つの入
力はA/Dコンバータ118の出力であり、他の入力Ｇは送信
I SIGNAL、送信Q SIGNAL、およびPOWER LEVEL信号122か
ら引出されるスケーリングされた大きさの信号で、次式
で算出される。
Ｇ＝［(I SIGNAL)2＋(Q SIGNAL)2］1/2×POWER LEVEL×
Ｃ ここに、Ｃは固定成分利得を修正する倍率定数である
（すなわち、各電力レベルは所定の電力レベル定数POWE
R LEVELおよび所定の倍率定数Ｃを有している。）。
Ｃ ここに、Ｃは固定成分利得を修正する倍率定数である
（すなわち、各電力レベルは所定の電力レベル定数POWE
R LEVELおよび所定の倍率定数Ｃを有している。）。
第５図の実施例において、デジタルコントローラ502
の比較機能に応答して、送信出力信号114の周期的な調
整が各割当てられたタイムスロット中に実行されるが、
この調整は可変利得段104、さらにI SIGNALおよびQ SIG
NALがデジタルコントローラ502を介してD/Aコンバータ5
04、512に送られるときに、デジタルコントローラ502に
よってこれらのI SIGNALおよびQ SIGNALに印加される利
得調整によって実行される。デジタルコントローラ502
におけるこの付加的な利得調整は送信出力信号114の出
力電力の全範囲にわたる増大を許容し、その制限された
量の増大はD/Aコンバータ504、512の利用可能な範囲で
ある。
の比較機能に応答して、送信出力信号114の周期的な調
整が各割当てられたタイムスロット中に実行されるが、
この調整は可変利得段104、さらにI SIGNALおよびQ SIG
NALがデジタルコントローラ502を介してD/Aコンバータ5
04、512に送られるときに、デジタルコントローラ502に
よってこれらのI SIGNALおよびQ SIGNALに印加される利
得調整によって実行される。デジタルコントローラ502
におけるこの付加的な利得調整は送信出力信号114の出
力電力の全範囲にわたる増大を許容し、その制限された
量の増大はD/Aコンバータ504、512の利用可能な範囲で
ある。
第５図の実施例において、各割当てタイムスロット中
に周期的な調整が送信出力信号114に対して実行される
回数は、検出器524の必要なダイナミックレンジを最小
にするように選択される。EIA IS−54によれば、変調は
π/4シフトDQPSKにおいてアルファが0.35SQRCベースバ
ンドろ波に等しいものと特定されている。π/4シフトDQ
PSK変調はRFキャリア信号の包絡線を変調する。RFキャ
リア信号の包絡線変調は、検出器524が動作しなければ
ならないダイナミックレンジを増大する。0.35SQRCベー
スバンドろ波に等しいアルファを伴なうπ/4シフトDQPS
Kの場合において、ピーク−平均包絡線電力は3dBであ
り、平均−最小包絡線電力は14dBである。この結果、付
加的な17dBが８つの4dBの電力ステップをカバーするた
めに検出器524の28dBダイナミックレンジに加えられ
る。検出器524が作動しなければならないダイナミック
レンジを最小にするために、送信出力信号114がπ/4シ
フトDQPSK変調の最大有効点（maximum effect points）
で好適にサンプルされる。これだけの回数でのサンプリ
ングが、付加的なダイナミックレンジを17dBから4dBに
減少させる。最大有効点が発生する各タイムスロットの
ある点は周知であり、アルファが0.35SQRCの有限インパ
ルス応答のベースバンドフィルタにおける入力インパル
スの位置によって決定される。最大有効点についてもEI
A IS−54に示されている。
に周期的な調整が送信出力信号114に対して実行される
回数は、検出器524の必要なダイナミックレンジを最小
にするように選択される。EIA IS−54によれば、変調は
π/4シフトDQPSKにおいてアルファが0.35SQRCベースバ
ンドろ波に等しいものと特定されている。π/4シフトDQ
PSK変調はRFキャリア信号の包絡線を変調する。RFキャ
リア信号の包絡線変調は、検出器524が動作しなければ
ならないダイナミックレンジを増大する。0.35SQRCベー
スバンドろ波に等しいアルファを伴なうπ/4シフトDQPS
Kの場合において、ピーク−平均包絡線電力は3dBであ
り、平均−最小包絡線電力は14dBである。この結果、付
加的な17dBが８つの4dBの電力ステップをカバーするた
めに検出器524の28dBダイナミックレンジに加えられ
る。検出器524が作動しなければならないダイナミック
レンジを最小にするために、送信出力信号114がπ/4シ
フトDQPSK変調の最大有効点（maximum effect points）
で好適にサンプルされる。これだけの回数でのサンプリ
ングが、付加的なダイナミックレンジを17dBから4dBに
減少させる。最大有効点が発生する各タイムスロットの
ある点は周知であり、アルファが0.35SQRCの有限インパ
ルス応答のベースバンドフィルタにおける入力インパル
スの位置によって決定される。最大有効点についてもEI
A IS−54に示されている。
要約すると、独特の出力電力制御回路が例えばTDMA R
Fチャネルの割当てられたタイムスロットのような一連
の送信インターバル中に電力レベル信号によって選択さ
れた所望の電力レベルに送信出力信号の出力電力を維持
する。動作について説明すると、可変利得段が変調IF信
号を調節するのに使用され、該変調IF信号はRF基準信号
と混合されて送信RF信号を発生する。送信RF信号はRF増
幅器によって増幅され送信RF出力信号を発生し、この信
号が送信されるべく方向性カプラおよび送信フィルタに
よってアンテナに結合される。本発明の新規な出力電力
制御回路は、従来の周波数分割多重アクセスセルラ電話
機、コード分割多重アクセスセルラ電話機および異なる
送信機構を用いた他のアナログおよびデジタルセルラ電
話機のみならず、TDMAセルラ電話機にも好適に使用でき
る。
Fチャネルの割当てられたタイムスロットのような一連
の送信インターバル中に電力レベル信号によって選択さ
れた所望の電力レベルに送信出力信号の出力電力を維持
する。動作について説明すると、可変利得段が変調IF信
号を調節するのに使用され、該変調IF信号はRF基準信号
と混合されて送信RF信号を発生する。送信RF信号はRF増
幅器によって増幅され送信RF出力信号を発生し、この信
号が送信されるべく方向性カプラおよび送信フィルタに
よってアンテナに結合される。本発明の新規な出力電力
制御回路は、従来の周波数分割多重アクセスセルラ電話
機、コード分割多重アクセスセルラ電話機および異なる
送信機構を用いた他のアナログおよびデジタルセルラ電
話機のみならず、TDMAセルラ電話機にも好適に使用でき
る。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−104132（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−502010（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−36812（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−243004（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−82729（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 1/02 - 1/04 H04B 1/38 - 1/58
Claims (10)
- 【請求項１】レベル制御信号によって複数の電力レベル
から選択された１つの電力レベルで無線周波数（RF）出
力信号の大きさを維持するために信号源からのレベル制
御信号および送信中間周波数（IF）信号に応答する電力
制御回路であって、 RF基準信号を発生する基準手段と； 利得制御信号の値に実質上比例して送信IF信号を調整
し、調整されたIF信号を発生するための可変利得を有す
る調整手段と； 調整された送信IF信号とRF基準信号を結合してRF送信信
号を発生する混合手段と； RF送信信号を増幅してRF出力信号を発生する増幅手段
と； RF出力信号に結合されRF出力信号の大きさに関連する値
を有する検出器出力信号を発生する検出手段と； 検出器の出力信号に結合され、複数のインターバルで、
検出器出力信号の値をサンプリングするとともに検出器
出力信号のサンプルされた値とレベル制御信号によって
選択された電力レベルの所望の値との間の差に応答して
利得制御信号の値を調整する制御手段と； を具備することを特徴とする電力制御回路。 - 【請求項２】前記制御手段が検出手段に接続されたアナ
ログ−デジタル変換手段と、調整手段に接続されたデジ
タル−アナログ変換手段と、前記アナログ−デジタル変
換手段および前記デジタル−アナログ変換手段に接続さ
れた処理手段とを含み、前記アナログ−デジタル変換手
段が、検出器出力をデジタル信号に変換し、前記処理手
段がデジタル化信号をサンプルして検出器出力信号の値
をサンプルするとともに、デジタル化利得制御信号を発
生し、前記デジタル−アナログ変換手段がデジタル化利
得制御信号を利得制御信号に変換することを特徴とする
請求項１に記載の電力制御回路。 - 【請求項３】アンテナ手段と、方向性結合手段とをさら
に含み、前記方向性結合手段がRF出力信号の一部をアン
テナ手段に結合し、RF出力信号の他の部分を検出器手段
に結合することを特徴とする請求項１に記載の電力制御
回路。 - 【請求項４】前記検出手段がダイオード検出手段から成
ることを特徴とする請求項１に記載の電力制御回路。 - 【請求項５】前記混合手段および前記増幅器手段を相互
連結するフィルタ手段をさらに含むことを特徴とする請
求項１に記載の電力制御回路。 - 【請求項６】時分割多重アクセス（TDMA）セルラ電話装
置であって、： アンテナと； 該アンテナに接続され、送信中間周波数（IF）信号を発
生し、時分割多重アクセス（TDMA）無線周波（RF）出力
信号を送信するためのTDMA送信機と； 前記アンテナに接続され、TDMA RF入力信号を受信する
ためのTDMA受信機と； TDMA RF出力信号を送信するために一連の送信インター
バルを規定するタイミング信号を生成し、複数のレベル
から１つの電力レベルを選択するために複数のレベル制
御信号を発生するためにTDMA送信機およびTDMA受信機に
接続された処理手段と； を具備し、前記TDMA送信機はさらに、前記タイミング信
号およびレベル制御信号に結合され、TDMA RF出力信号
の大きさを選択された電力レベルに維持する電力制御回
路を含み、該電力制御回路が、 RF基準信号を発生する基準手段と； 利得制御信号の値を記憶する記憶手段と； 利得制御信号の記憶された値に実質上比例して送信時間
インターバル中送信IF信号を調整し、調整された送信IF
信号を発生するための可変利得を有しており、送信イン
ターバル中以外の時間においては送信IF信号を実質上阻
止する調整手段と； 調整された送信IF信号とRF基準信号を結合してTDMA RF
送信信号を発生する混合手段と； TDMA RF送信信号を増幅してTDMA RF出力信号を発生する
増幅手段と； TDMA RF出力信号の平均的な大きさに関する値を有する
検出器出力信号を発生するためにTDMA RF出力信号に結
合された検出手段と； 検出器の出力信号に結合され、実質上各送信インターバ
ルの終りで、検出器の出力信号の値をサンプリングし、
検出器出力信号のサンプルされた値と選択された電力レ
ベルの所望の値との間の差に応答して利得制御信号の値
を調整し、利得制御信号の調整された値をメモリ手段に
記憶する制御手段と； をさらに含むことを特徴とするTDMAセルラ電話装置。 - 【請求項７】前記制御手段が検出器手段に接続されたア
ナログ−デジタル変換手段と、調整手段に接続されたデ
ジタル−アナログ変換手段と、前記アナログ−デジタル
変換手段と前記デジタル−アナログ変換手段とに接続さ
れた処理手段とを含んでおり、前記アナログ−デジタル
変換手段が検出器出力をデジタル化信号に変換し、前記
処理手段がデジタル化信号をサンプリングして検出器出
力信号の値をサイプルするとともにデジタル化利得制御
信号を発生し、前記デジタル−アナログ変換手段が前記
デジタル化利得制御信号を前記利得制御信号に変換する
ことを特徴とする請求項６に記載のTDMAセルラ電話装
置。 - 【請求項８】アンテナ手段と方向性結合手段とをさらに
含み、前記方向性結合手段がRF出力信号の一部をアンテ
ナ手段に接続し、RF出力信号の他の部分を検出器手段に
接続することを特徴とする請求項６に記載のTDMAセルラ
電話装置。 - 【請求項９】前記検出器手段が直列接続されたダイオー
ド検出器手段と平均化手段とを具備することを特徴とす
る請求項６に記載のTDMAセルラ電話装置。 - 【請求項１０】前記混合手段と前記増幅手段とを相互連
結するフィルタ手段をさらに含んでいることを特徴とす
る請求項６に記載のTDMAセルラ電話装置。
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