JP3537988B2 - 無線送信装置 - Google Patents

無線送信装置

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JP3537988B2
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/2605—Array of radiating elements provided with a feedback control over the element weights, e.g. adaptive arrays

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、アダプティブアレ
ーアンテナに対して送信を行う送信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、アダプティブアレーアンテナ送信
装置は、指向性送信を行うために、同一の信号を振幅と
位相を変えて複数のアンテナから送信するよう構成され
ている。この振幅と位相を変える処理は、アナログ信号
に対する乗算、ディジタル信号に対する乗算のどちらで
も実現できるが、ディジタル信号に対して行う方が精度
が良いため、ディジタル信号に対して、複素乗算回路を
用いて実現する場合が多い。
【０００３】図５は、アダプティブアレーアンテナ送信
装置の一例を示すものである。同装置は、図示するよう
に、送信信号Ｓにベースバンド変調回路５０１で変調処
理を行った後、ベクトル乗算回路５０２、５０３で異な
る複素重み係数W1、W2を用いてベクトル乗算処理し、こ
れを各々Ｄ／Ａ変換器５０４〜５０７でアナログ信号に
変換した後、直交変調器５０８、５０９で直交変調処理
を行って、バンドパスフィルタ５１０〜５１３によりフ
ィルタリングした信号をパワアンプ５１４、５１５で増
幅し、アンテナＡ、Ｂから送信する構成となっている。
【０００４】ここで使用される直交変調器５０８、５０
９は、入力信号レベルに対して、図６に示すような変調
特性を有している。つまり、入力信号レベルが、(α-Δ
1)から(α+Δ2)の間で変調精度は実用の範囲であるβ以
上となり、入力信号レベルがαの時に最も変調精度が良
くなる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、アダプティブ
アレイアンテナ送信では、アンテナ毎に複素重み係数W1
を乗算するために、複素重み係数の振幅|Wm|が小さい場
合には、直交変調器への入力が小さくなり、逆に、複素
重み係数の振幅|Wm|が大きい場合には、直交変調器への
入力が大きくなる。従って、複素重み係数の振幅(|W|)
によっては、直交変調回路への入力が(α-Δ1)から(α+
Δ2)の間に入らなくなるため、送信機の変調精度が劣化
することとなる。
【０００６】本発明は、直交変調器入力を適正範囲に補
正して直交変調器を適正動作させることにより、変調精
度の高いアダプティブアレーアンテナ送信装置を提供す
ることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記問題点を
解決するため、以下の構成を採る。
【０００８】請求項１記載の発明は、複数のアンテナ
と、前記アンテナの数だけ分岐されたそれぞれの送信ベ
ースバンド変調信号に対して指向性制御のための複素重
み係数を乗算するベクトル乗算手段と、このベクトル乗
算手段の出力信号を直交変調する直交変調手段と、前記
複素重み係数と予め測定した前記直交変調手段の変調精
度特性とから定まる利得により前記直交変調手段への入
力信号を利得制御する利得制御手段と、前記直交変調手
段の出力を増幅して前記アンテナから送信する送信手段
と、を具備する構成とした。
【０００９】また、請求項２記載の発明は、利得制御手
段は、ベクトル乗算手段の出力信号に対して利得制御を
実行する構成とした。
【００１０】また、請求項３記載の発明は、利得制御手
段は、ベクトル乗算手段へ入力する複素重み係数に対し
て利得制御を実行する構成とした。
【００１１】請求項４記載の発明は、送信手段は、直交
変調器への入力信号に対する制御利得の逆数により前記
直交変調手段の出力を増幅した後に送信を実行する構成
とした。
【００１２】
【００１３】
【００１４】これらの構成を採ることにより、直交変調
器への入力信号の利得制御を行うことにより、直交変調
回路への入力信号レベルを(α-Δ1)から(α+Δ2)の範囲
に入れて直交変調器を最適精度で動作させることができ
る。この利得制御は、ベクトル乗算手段の出力信号に対
しておこなってもよいし、ベクトル乗算手段へ入力する
複素重み係数に対しておこなってもよい。更に、その利
得制御により減衰した信号レベルを、送信パワーアンプ
において、適正出力に増幅することにより、各アンテナ
からの送信出力レベルを適正に保つことができる。パワ
ーアンプでの利得制御を行うに際して、直交変調器への
入力信号の制御利得の逆数により利得制御することによ
り、送信出力は最適となる。
【００１５】また、請求項５記載の発明は、利得制御手
段は、ＣＤＭＡ送信方式における各コードの送信信号に
対して利得制御を実行する構成とした。
【００１６】また、請求項６記載の発明は、送信手段
は、アンテナｍ(ｍ＝２〜Ｍ)、ユーザｎ(ｎ＝１〜Ｎ)、
複素重み係数Ｗm,nの場合に、ユーザＮ分の複素重み係
数の2乗和の平均値により定まる直交変調器入力の平均
値の変化分の推定値に基づいてパワーアンプの利得を制
御する構成とした。
【００１７】また、請求項７記載の発明は、送信手段
は、アンテナｍ(ｍ＝２〜Ｍ)、ユーザｎ(ｎ＝１〜Ｎ)、
複素重み係数Ｗm,nの場合に、次式により定まる直交変
調器入力の平均値の変化分の推定値に基づいてパワーア
ンプの利得を制御する構成とした。
【数３】
【００１８】また、請求項８記載の発明は、利得制御手
段は、複素重み係数と予め測定した前記直交変調手段の
変調精度特性と各コード毎の送信電力制御量とから定ま
る利得により前記直交変調手段への入力信号を利得制御
する構成とした。
【００１９】また、請求項９記載の発明は、送信手段
は、アンテナｍ(ｍ＝２〜Ｍ)、ユーザｎ(ｎ＝１〜Ｎ)、
複素重み係数Ｗm,n、送信電力制御量Ｃnの場合に、ユー
ザＮ分の複素重み係数と送信電力制御量の積の2乗和の
平均値により定まる直交変調器入力の平均値の推定値に
基づいて送信パワーアンプの利得を制御する構成とし
た。
【００２０】また、請求項１０記載の発明は、送信手段
は、アンテナｍ(ｍ＝２〜Ｍ)、ユーザｎ(ｎ＝１〜Ｎ)、
複素重み係数Ｗm,n、送信電力制御量Ｃnの場合に、次式
により定まる直交変調器入力の平均値の推定値に基づい
て送信パワーアンプの利得を制御する構成とした。
【数４】
【００２１】これらの構成により、直交変調器への入力
信号の利得制御をＣＤＭＡ送信方式において適用するこ
とができる。この際に、各コード毎に送信電力制御を行
う場合でも適用することができる。更に、送信パワーア
ンプの利得は、具体的に、請求項６と請求項７との演算
式および請求項９と請求項１０との演算式により求めら
れる。
【００２２】また、請求項１１記載の発明は、利得補正
手段は、利得制御後の複素重み係数がアンダーフローす
る場合、直交変調器の入力レベル対変調精度特性に基づ
いて制御利得を大きくする利得補正を実行する構成とし
た。また、請求項１２記載の発明は、利得補正手段は、
利得制御後の複素重み係数がオーバーフローする場合、
直交変調器の入力レベル対変調精度特性に基づいて制御
利得を小さくする利得補正を実行する構成とした。
【００２３】これらの構成により、一旦制御利得を求め
た後、直交変調器が最適動作する入力信号レベルとのず
れ量を補正して制御利得を再設定するため、全ての直交
変調器を全ての入力信号に対して最適動作させることが
できる。更に、制御利得を再設定した場合には、送信パ
ワーアンプにおいて、その再設定した制御利得の逆数に
より利得制御を行った後に送信することにより、適正レ
ベルの信号を送信することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】以下、本発明のアダプティブアレ
ーアンテナ送信装置の実施の形態を図面を用いて具体的
に説明する。
【００２５】(実施の形態１)図１は、本発明の実施の形
態１のブロック図を示す。説明を簡単にするためにアン
テナ数を2本とするが、アンテナ数をＭ本とした場合も
基本的な動作は同様である。この実施の形態1において
は、図１０に示すような直交変調器の入力電圧対変調精
度特性をあらかじめ測定しておく。この直交変調器の特
性情報である信号Ｇを利得制御回路に入力する。直交変
調器はＭ本アンテナの場合はM個あるので、それぞれの
特性を測定しておく。
【００２６】まず、送信信号Ｓ１のレベルをベースバン
ド変調回路１０１によって送信するための信号点に配置
する。次いで、ベースバンド変調信号Ｓ２、Ｓ３を、ア
ンテナＡ側のベクトル乗算回路１０２とアンテナＢ側の
ベクトル乗算回路１０３へ入力し、複素重み係数Ｗ1、
Ｗ2とのベクトル乗算を行う。
【００２７】アンテナＡのベクトル乗算を行った結果
を、利得制御回路１０５、１０６において、利得制御量
算出回路１０４からの利得制御信号Ｇ１に従って利得Ａ
1で利得制御を行う。同様に、アンテナＢのベクトル乗
算を行った結果を利得制御回路１０７、１０８におい
て、利得制御量算出回路１０４からの利得制御信号Ｇ２
に従って利得Ａ2で利得制御を行う。
【００２８】これらの信号を、Ｄ／Ａ変換器１０９〜１
１２でアナログ信号に変換する。次いで、直交変調器１
１３でアンテナＡのベースバンド信号を直交変調してIF
周波数信号Ｓ４に変換する。同様に直交変調器１１４で
アンテナＢのベースバンド信号を直交変調してIF周波数
信号Ｓ５に変換する。
【００２９】次いで、ミキサ１１５でアンテナＡのＩＦ
周波数信号Ｓ４を送信周波数信号に変換した後、パワー
アンプの利得制御回路１１７で利得制御量算出回路１０
４からの利得制御信号Ｇ3に従って利得Ｂ1で利得制御を
行ってアンテナＡから送信する。同様に、ミキサ１１６
でアンテナＢのIF周波数信号Ｓ５を送信周波数信号に変
換した後、パワーアンプの利得制御回路１１８で利得制
御量算出回路１０４からの利得制御信号Ｇ4に従って利
得Ｂ2で利得制御を行ってアンテナＢから送信する。
【００３０】尚、ミキサ１１５、１１６前後のＢＰＦ
（バンドパスフィルタ）１１９、１２０、１２１、１２
２は、それぞれ直交変調後、ミキサ後の不要信号を取り
除くものである。
【００３１】上記アンテナＡの利得制御における利得Ａ
1、利得Ｂ1及びアンテナＢの利得制御における利得
Ａ2、利得Ｂ2は、利得制御回路１０４で以下のように算
出される。
【００３２】アンテナＡに関しては、直交変調器１１３
の特性情報と複素重み係数Ｗ1とに基づき、利得Ａ2と利
得Ｂ2とを算出する。直交変調器１１３の最適な入力電
圧値がα1で、|Ｗ1|=1のときのＤ／Ａ変換器１０９、１
１０の出力がα1となるように調整しているとすると、
利得Ａ１が１／|Ｗ1|になるように制御する。このと
き、利得Ｂ1はアンテナ出力端で送信信号が|Ｗ1|倍され
る必要があるので、|Ｗ1|となり、以下の式（数５）に
より決定される。
【００３３】同様に、アンテナＢに関しては、直交変調
器１１４の特性情報と複素重み係数Ｗ2とに基づき、利
得Ａ2と利得Ｂ2とを算出し、利得Ａ2は１／|Ｗ2|、利得
Ｂ2は|Ｗ2|となり、以下の式（数６）により決定され
る。
【００３４】アンテナ番号をmとすれば、式（数５）と
式（数６）とは以下のようになる。
【数５】
【数６】
【００３５】式（数５）、式（数６）について説明す
る。例としてＱＰＳＫ変調方式を用いる。 ＱＰＳＫ変
調方式では、平均送信電力は、式（数７）となる。ただ
し、式(数７)の第１項はＱＰＳＫ変調方式の信号点(a,
a)の電力で、式(数７)の第２項はＱＰＳＫ変調方式の信
号点(a,-a)の電力で、式(数７)の第３項はＱＰＳＫ変調
方式の信号点(-a,-a)の電力で、式(数７)の第４項はＱ
ＰＳＫ変調方式の信号点(-a,a)の電力である。それぞれ
の信号点数は、k1、k2、k3、k4であり、信号点の総数は
式(数８)のようにKとなる。
【００３６】ＱＰＳＫ変調方式で、重み係数Ｗを乗算し
て送信する場合の平均送信電力は、式(数９)となる。た
だし、重み係数Ｗが複素数であるから、 ＱＰＳＫ変調
方式の信号点を複素数で表現している。このように、平
均送信電力は重み係数を乗算ことにより式(数７)から式
(数９)へ|Ｗ|2倍に変化する。電力の変化量が|W|2倍で
あるから、振幅の変化量は|W|倍である。
【数７】
【数８】
【数９】
【００３７】このように、直交変調器への入力信号の利
得制御Ａmを行うとともに、送信前にもとの信号レベル
に戻す利得制御Ｂmを行うことにより、直交変調回路へ
の入力信号レベルを(α-Δ1)から(α+Δ2)の範囲に入れ
て直交変調器を最適精度で動作させつつ、高出力の送信
を行うことができる。
【００３８】(実施の形態２)図２は、本発明の実施の形
態２のブロック図を示す。実施の形態１では、Ｄ／Ａ変
換器の前に設けた利得制御回路１０５、１０６により利
得A1と利得A2とで利得制御を行っているが、実施の形態
２では、利得制御回路２０５と利得制御回路２０７とに
より、ベクトル乗算回路２０２、２０３に入力する複素
重み係数Ｗ1、Ｗ2に対して、利得Ａ1、Ａ2による利得制
御を行う。
【００３９】利得制御回路２０５では、複素重み係数Ｗ
1を利得制御量算出回路２０４からの制御情報Ｇ1で割っ
て利得制御を行う。同様に、利得制御回路２０７では複
素重み係数Ｗ2を利得制御量算出回路２０４からの制御
情報Ｇ2で割って、利得制御を行う。
【００４０】更に、パワーアンプの利得制御回路２１７
で利得制御量算出回路２０４からの利得制御信号Ｇ3に
従って利得Ｂ1で利得制御を行い、利得制御回路２１８
で利得制御量算出回路２０４からの利得制御信号Ｇ4に
従って利得Ｂ2で利得制御を行う点については、実施の
形態１と同様である。
【００４１】利得Ａ1、Ａ2と利得Ｂ1、Ｂ2とは、アンテ
ナ番号をｍとすれば、式(数１０)と式(数１１)とにより
定まる。
【数１０】
【数１１】
【００４２】このように、実施の形態２においては、予
め複素重み係数Ｗ1、Ｗ2に対して利得制御を行うことに
より、ベクトル乗算回路２０２、２０３における処理
は、振幅は変化させずに位相だけを回転させるだけでよ
く、簡単な回路構成で直交変調器への入力信号の範囲を
一定にすることができる。
【００４３】(実施の形態３)図３は、本発明の実施の形
態３のブロック図を示す。本実施の形態では、ＣＤＭＡ
通信方式のマルチコードを多重して送信する場合のアダ
プティブアレイアンテナ送信装置について説明する。説
明を簡単にするために、アンテナ数を２、コード数を２
としている。尚、アンテナｍのコードnの複素重み係数
を一般的にＷm,nと表記する。
【００４４】利得制御の方法としては、実施の形態１で
示したように、ベクトル乗算を行った後にＤ／Ａ変換器
の直前で行う方法と、実施の形態２で示したように、ベ
クトル乗算を行う複素重み係数の振幅を補正する方法と
があるが、いずれの方法を採っても効果は同様である。
実施の形態３以降では、実施の形態２と同様に複素重み
係数の振幅を補正する方法で動作を説明する。
【００４５】まず、送信信号Ｓ１のレベルをベースバン
ド変調回路３０１ａ及び３０１ｂによって送信するため
の信号点に配置する。次いで、コード１のベースバンド
変調信号Ｓ２をアンテナＡのベクトル乗算回路３０２ａ
とアンテナＢのベクトル乗算回路３０３ａへ入力する。
同様に、コード２のベースバンド変調信号Ｓ３をアンテ
ナＡのベクトル乗算回路３０２ｂとアンテナＢのベクト
ル乗算回路３０３ｂへ入力する。
【００４６】次いで、利得制御回路３０５、３０６にお
いて、アンテナＡ、コード１及びコード２の複素重み係
数Ｗ1,1、Ｗ1,2を、利得制御量算出回路３０４からの制
御信号Ｇ1に従って利得制御行い、ベクトル乗算回路３
０２ａ、３０２ｂへ入力する。また、利得制御回路３０
７、３０８において、アンテナＢ、コード１及びコード
２の複素重み係数Ｗ2,1、Ｗ2,2を、利得制御量算出回路
３０４からの制御信号Ｇ2に従って利得制御行い、ベク
トル乗算回路３０３ａ、３０３ｂへ入力する。
【００４７】次いで、ベクトル乗算回路３０２ａ、３０
２ｂ、３０３ａ、３０３ｂで、ベースバンド変調信号Ｓ
２、Ｓ３と利得制御を行った複素重み係数ＷＧ1、Ｗ
Ｇ2、ＷＧ3、ＷＧ4とのベクトル乗算を行う。次いで、
アンテナＡからの送信信号となる、２系統に分離された
ベクトル乗算回路３０２ａ、３０２ｂの出力を加算器３
２３で加算し、アンテナＢからの送信信号となる、２系
統に分離されたベクトル乗算回路３０３ａ、３０３ｂの
出力を加算器３２４で加算する。これらを各々Ｄ／Ａ変
換した信号を、実施の形態１と同様に、送信周波数帯に
アップコンバートして送信する。その際、パワーアンプ
の利得制御回路３１７、３１８の制御利得Ｂmは、利得
制御量算出回路３０４により、以下の式(数１２)に基づ
いて決定される。
【００４８】コード数が２の場合には、一般に、アンテ
ナ１の直交変調器１の入力の平均値の変化量の推定値
は、
【数１２】 倍となる。
【００４９】ＱＰＳＫ変調方式を例として、式(数１２)
について説明する。送信信号はコード1に重み係数W1,1
を乗算した結果と、コード2に重み係数W1,2を乗算した
結果を加算した結果である。コード1のＱＰＳＫ信号点
は、振幅を■2×aとすると、位相はπ/4、3π/4、5π/
4、7π/4となるので、ｌ１＝０，１，２，３の４通りで
あり、コード2も同様にＱＰＳＫ信号点はｌ２＝０，
１，２，３の４通りである。それぞれが４通りであるか
ら合計１６通りとなる。信号数が多いと仮定し、この１
６通りが等しい確率で起こるとすると、電力の平均が、
式(数１３)のように算出することができる。この式で
は、コード１とコード２の位相の組み合せ(ｌ１,ｌ２)
は等しい１／１６の確率で生じることを利用している。
このように、式(数７)に示した重み係数を用いない場合
の平均電力に対して変化している。従って、振幅の変化
分は式(数１２)に示す値になる。このようにして、すべ
ての送信信号について実際に送信電力の平均値を算出す
ることなく、簡便な方法で平均値を推定することができ
る。
【００５０】ＰＳＫ(Phase Shift Keying)変調方式に
ついて説明したが、ＡＰＳＫ(Amplitude Phase Shift
Keying)変調方式やＱＡＭM(Quadrature Amplitude
Modulation)変調方式でも同様である。
【数１３】
【００５１】そこで、実施の形態３では、利得制御回路
３０５、３０６において、アンテナＡのコード１のベク
トル乗算回路３０２ａへの複素重み係数Ｗ1,1とコード
２のベクトル乗算回路３０２ｂへの複素重み係数Ｗ1,2
を、それぞれ、
【数１４】 で割って得た利得Ａ1により、利得制御を行う。これに
対応して利得制御回路３１７により利得Ｂ1を
【数１５】 分だけ増幅して送信を行う。
【００５２】同様に、アンテナＢのコード１のベクトル
乗算回路３０３ａへの複素重み係数Ｗ2,1とコード２の
ベクトル乗算回路３０３ｂへの複素重み係数Ｗ2,2を、
それぞれ、
【数１６】 で割って得た利得Ａ2により、利得制御を行う。これに
対応して利得制御回路３１８により利得Ｂ2を
【数１７】 分だけ増幅して送信を行う。
【００５３】一般的には、Ｍ本のアンテナのｍ番目のア
ンテナにおいて、コード１に対する利得制御Ａm,1およ
びコード１に対する利得制御Ａm,2の利得をＡm、利得制
御制御回路３１７、３１８の利得をＢmとすると、これ
ら利得を以下のように表すことができる。
【数１８】
【数１９】
【００５４】アンテナ数がＭで、コード数がＮの場合に
ついて定式化すると、平均電力は重み係数のパワを加算
した値となる。従って、直交変調器入力は重み係数のパ
ワを加算して結果の平方根となる。よって、制御利得Ａ
m、Ｂmは以下のようになる。
【数２０】
【数２１】
【００５５】このように、実施の形態３では、ＣＤＭＡ
通信方式のマルチコードを多重して送信するアダプティ
ブアレイアンテナ送信装置においても、重み係数を乗算
することによる平均電力の増加分を加味した利得制御を
行うことにより、全ての直交変調器を全ての入力信号に
対して最適動作させることができる。
【００５６】(実施の形態４)実施の形態３では、ｍ番目
のアンテナ毎のコードnの複素重み係数Ｗm,nに式(数２
０)に示す係数を掛けて直交変調器への入力を一定に保
つように制御している。すなわち、複素乗算回路の複素
重み係数は次式(数２２)に示す値となっている。
【数２２】
【００５７】しかし、実際のハードウェアでは乗算器の
ビット数は有限である。従って、式(数２２)の複素重み
係数の振幅が大きすぎる場合は複素乗算器においてオー
バーフローすなわち桁あふれしてしまい、正しい演算結
果が得られない。逆に、複素重み係数の振幅が小さすぎ
る場合は複素乗算器においてアンダーフローすなわち桁
落ちし、演算性度が不足する。よって、直交変調器の特
性を測定した結果から、所望の変調精度βを実現できる
よう、つまり図１０のような特性の直交変調器が(α-Δ
1)から(α+Δ2)の入力範囲で動作するように、式(数２
２)を補正する必要がある。
【００５８】実施の形態４の回路構成は、利得制御量算
出回路３０４の動作以外は実施の形態３と同様であるた
め、図３を参照して説明する。利得制御量算出回路３０
４では、直交変調器の特性情報Ｇと複素重み係数
Ｗ1,1、Ｗ1,2、Ｗ2,1、Ｗ2,2から利得制御情報Ｇ1、Ｇ2
を式(数１８)に基づいて決定する。
【００５９】次に、上記の各複素重み係数について、利
得制御回路３０５、３０６、３０７、３０８において式
(数２２)に示す演算を行うことにより、条件（１）から
条件（３）のいずれに当てはまるか判定し、利得制御情
報Ｇ1、Ｇ2を算出し直すようにした。
【００６０】条件 （１）ｍ番目のアンテナの補正した全ての複素重み係数
の中でオーバーフローする係数がある場合、複素重み係
数を式(数２３)のようにする。このため、制御利得を式
(数２４)、式(数２５)に示す値にする。これらの式は、
直交変調器入力の平均値がαに設定されている場合にお
いて、オーバーフローする複素重み係数をなくし、か
つ、変調精度を維持するために直交変調器入力の平均値
が(α-Δ1)となるように補正している。これにより複素
重み係数は(α-Δ1)/α倍となる。この処理でオーバー
フローが補正されないほど複素重み係数が大きい場合
は、複素重み係数にオーバーフローとならない最大値を
設定する。
【数２３】
【数２４】
【数２５】
【００６１】（２）ｍ番目のアンテナの補正した全ての
複素重み係数の中でアンダーフローする係数がある場
合、係数を式(数２６)のようにする。このため、制御利
得を式(数２７)、式(数２８)に示す値にする。
【００６２】この式は、直交変調器入力の平均値がαに
設定されている場合において、アンダーフローする複素
重み係数をなくし、かつ、変調精度を維持するために直
交変調器入力の平均値が(α+Δ2)となるように補正して
いる。これにより複素重み係数は(α+Δ2)/α倍とな
る。この処理でアンダーフローが補正されないほど複素
重み係数が小さい場合は、複素重み係数に0を設定す
る。
【数２６】
【数２７】
【数２８】
【００６３】（３）ｍ番目のアンテナの補正した全ての
複素重み係数の中でオーバーフローする係数がなく、か
つ、アンダーフローする係数がない場合は補正を行わ
ず、利得制御量を式(数２９)、式(数３０)に示す値にす
る。
【数２９】
【数３０】
【００６４】この補正を行ったアンテナでは、直交変調
器出力が(α-Δ1)/α倍または(α+Δ2)/α倍されるの
で、それぞれに応じて、送信時にパワーアンプの利得制
御回路で利得をα/(α-Δ1)倍またはα/(α+Δ2)するこ
とにより、適正な信号レベルとする。
【００６５】このように、実施の形態４では、複素重み
係数の振幅がオーバーフロー又はアンダーフローする場
合に制御利得を算出し直すことにより、確実に直交変調
器への入力信号を適正な範囲に維持することができる。
【００６６】(実施の形態５)無線通信においては、不要
な干渉を押さえる目的や電力使用量を削減する目的で送
信パワアンプの利得を小さくしたり、回線品質を保持す
るためにパワアンプの利得を大きくする場合がある。こ
れを一般的に送信電力制御と呼ぶ。実施の形態５では、
アダプティブアレイアンテナ送信において送信電力制御
を行う場合について説明する。
【００６７】図4を用いて実施の形態５の動作を説明す
る。利得制御量算出回路４０４の動作以外は実施の形態
３と同様である。
【００６８】直交変調器の特性情報Ｇと複素重み係数Ｗ
1,1、Ｗ1,2、Ｗ2,1、Ｗ2,2およびコード１の送信電力制
御情報Ｃ1とコード２の送信電力制御情報Ｃ2とを利得制
御量算出回路４０４に入力する。利得制御量算出回路４
０４では、式(数３２)に基づいて利得制御回路４０５、
４０６への利得制御情報Ｇ1、Ｇ2を決定するとともに、
式(数３３)に基づいて利得制御回路４０７、４０８への
利得制御情報Ｇ3、Ｇ4を決定する。
【００６９】上記の送信電力制御はコード毎に行うた
め、送信電力制御量をＣnとすれば、アンテナｍ、コー
ドｎに対して、制御情報は複素重み係数Ｗm,n、送信電
力Ｃnとなる。この場合、直交変調器入力は、
【数３１】 倍される。
【００７０】式(数２６)は、式(数５)を導出した際に、
コードｎの複素重み係数(Wn,m)に対して送信電力制御の
係数Cnを乗算することによって算出できる。そのため、
複素重み係数に対してアンテナ毎に式(数３２)に示す利
得制御量Ａmで利得制御し、アンテナ毎の送信パワアン
プの利得制御回路の利得を式(数３３)に示す利得制御量
Ｂmとする。
【数３２】
【数３３】
【００７１】尚、実施の形態４で説明したように、式
(数３２)に示す振幅補正を行った複素重み係数が大きす
ぎて複素乗算器がオーバーフローする場合や、逆に、複
素重み係数が小さすぎて複素乗算器がアンダーフローす
る場合は、実施の形態４で示したような補正を行う。
【００７２】このように、実施の形態５では、送信電力
制御をコード毎に行うことにより生ずる直交変調器入力
の変動を補正することにより、アダプティブアレイアン
テナ送信において送信電力制御を行う場合においても、
直交変調器を最適精度で動作させつつ、アダプティブア
レイアンテナ送信用の重み係数の乗算の精度を適正に保
った状態で送信を実現することができる。
【００７３】(実施の形態６)以上の実施の形態では、パ
ワアンプの利得を制御利得Ｂmで行ってきたが、パワア
ンプの特性によっては、制御利得Ｂmの変動に高速に追
従できない場合がある。実施の形態６は、この問題を解
決するものである。
【００７４】実施の形態６の回路構成は、利得制御量算
出回路１０４の動作以外は実施の形態１と同様であるた
め、図１を用いて説明する。
【００７５】直交変調器の特性情報Ｇと複素重み係数Ｗ
1、Ｗ2を利得制御量算出回路１０４に入力する。この利
得制御量算出回路１０４では、仮の利得制御量Ｇ1、
Ｇ2、Ｇ3、Ｇ4を上述の式(数３)、式(数４)に基づいて
算出する。
【００７６】次いで、各アンテナの仮に算出した利得制
御量とパワアンプの追従性について判定する。判定手順
は、まず、パワアンプの追従できる利得制御量をしきい
値として設定する。次に、仮に算出した利得制御量がし
きい値未満である場合は、利得制御量にパワアンプが追
従できると判定する。仮に算出した利得制御量がしきい
値以上の場合は、利得制御量にパワアンプが追従できな
いと判定する。
【００７７】具体的には、利得制御量Bmの値とパワアン
プの追従性を判定する利得制御量しきい値Ｐとを比較す
る。利得制御量Ｂmがしきい値Ｐより小さい場合はパワ
アンプが追従できるということであるから、利得制御量
をＢmをそのまま用いる。利得制御量Ｂmがパワアンプの
追従性を判定するしきい値Ｐより大きい場合は、パワア
ンプが追従できないということであるから、利得制御量
を追従可能しきい値Ｐとする。
【００７８】つまり、Ｂm≦Ｐの場合には、Ｂmをそのま
ま使い、Ａm=１/Ｂm、であり、Ｂm＞Ｐの場合には、Ｂm
=Ｐ、Ａm=１/Ｐ、となる。
【００７９】このように、実施の形態６では、制御利得
Ｂmを段階制御することとし、この制御利得Ｂmに対応し
て制御利得Ａmの値を再設定することにより、パワアン
プの利得制御特性を補償するものである。これは、利得
制御を相関を持たせた制御利得Ａmと制御利得Ｂmとの双
方により行うことで可能となる。
【００８０】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、直交変
調器への入力信号の利得制御を行うことにより、直交変
調回路への入力信号レベルを(α-Δ1)から(α+Δ2)の範
囲に入れて直交変調器を最適精度で動作させることがで
きる。この利得制御は、ベクトル乗算手段の出力信号に
対しておこなってもよいし、ベクトル乗算手段へ入力す
る複素重み係数に対しておこなってもよい。更に、その
利得制御により減衰した信号レベルを、送信パワーアン
プにおいて、適正出力に増幅することにより、各アンテ
ナからの送信出力レベルを適正に保つことができる。パ
ワーアンプでの利得制御を行うに際して、直交変調器へ
の入力信号の制御利得の逆数により利得制御することに
より、送信出力は最適になる。
【００８１】また、これらの構成により、直交変調器へ
の入力信号の利得制御をＣＤＭＡ送信方式方式において
適用することができる。この際に、各コード毎に送信電
力制御を行う場合でも適用することができる。
【００８２】また、一旦制御利得を求めた後、直交変調
器が最適動作する入力信号レベルとのずれ量を補正して
制御利得を再設定するため、全ての直交変調器を全ての
入力信号に対して最適動作させることができる。更に、
制御利得を再設定した場合には、送信パワーアンプにお
いて、その再設定した制御利得の逆数により利得制御を
行った後に送信することにより、適正レベルの信号を送
信することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のアダプティブアレーアンテナ送信装置
の実施の形態１及び実施の形態６のブロック図。
【図２】本発明のアダプティブアレーアンテナ送信装置
の実施の形態２のブロック図。
【図３】実施の本発明のアダプティブアレーアンテナ送
信装置の実施の形態３及び実施の形態４のブロック図。
【図４】本発明のアダプティブアレーアンテナ送信装置
の実施の形態５のブロック図。
【図５】従来のアダプティブアレイアンテナ送信装置
【図６】直交変調器の変調特性の説明図
【符号の説明】
102、103 ベクトル乗算回路 104 利得制御量算出回路 105、106、107、108 利得制御回路 113、114 直交変調器 117、118 利得制御回路 204 利得制御量算出回路 205、207、217、218 利得制御回路 304 利得制御量算出回路 305、306、307、308、317、318 利得制御回路 404 利得制御量算出回路 405、406、407、408 利得制御回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−274687（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−102767（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−115012（ＪＰ，Ａ) 特表 平５−508525（ＪＰ，Ａ) 特表 平５−503408（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38

Claims (12)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 複数のアンテナと、前記アンテナの数だ
    け分岐されたそれぞれの送信ベースバンド変調信号に対
    して指向性制御のための複素重み係数を乗算するベクト
    ル乗算手段と、このベクトル乗算手段の出力信号を直交
    変調する直交変調手段と、前記複素重み係数と予め測定
    した前記直交変調手段の変調精度特性とから定まる利得
    により前記直交変調手段への入力信号を利得制御する利
    得制御手段と、前記直交変調手段の出力を増幅して前記
    アンテナから送信する送信手段と、を具備することを特
    徴とする無線送信装置。
  2. 【請求項２】 利得制御手段は、ベクトル乗算手段の出
    力信号に対して利得制御を実行することを特徴とする請
    求項１記載の無線送信装置。
  3. 【請求項３】 利得制御手段は、ベクトル乗算手段へ入
    力する複素重み係数に対して利得制御を実行することを
    特徴とする請求項２記載の無線送信装置。
  4. 【請求項４】 送信手段は、直交変調器への入力信号に
    対する制御利得の逆数により前記直交変調手段の出力を
    増幅した後に送信を実行することを特徴とする請求項１
    乃至請求項３のいずれかに記載の無線送信装置。
  5. 【請求項５】 利得制御手段は、ＣＤＭＡ送信方式にお
    ける各コードの送信信号に対して利得制御を実行するこ
    とを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載
    の無線送信装置。
  6. 【請求項６】 送信手段は、アンテナｍ(ｍ＝２〜Ｍ)、
    ユーザｎ(ｎ＝１〜Ｎ)、複素重み係数Ｗm,nの場合に、
    ユーザＮ分の複素重み係数の2乗和の平均値により定ま
    る直交変調器入力の平均値の変化分の推定値に基づいて
    パワーアンプの利得を制御することを特徴とする請求項
    ５記載の無線送信装置。
  7. 【請求項７】 送信手段は、アンテナｍ(ｍ＝２〜Ｍ)、
    ユーザｎ(ｎ＝１〜Ｎ)、複素重み係数Ｗm,nの場合に、
    次式により定まる直交変調器入力の平均値の変化分の推
    定値に基づいてパワーアンプの利得を制御することを特
    徴とする請求項５記載の無線送信装置。 【数１】
  8. 【請求項８】 利得制御手段は、複素重み係数と予め測
    定した前記直交変調手段の変調精度特性と各コード毎の
    送信電力制御量とから定まる利得により前記直交変調手
    段への入力信号を利得制御することを特徴とする請求項
    ５記載の無線送信装置。
  9. 【請求項９】 送信手段は、アンテナｍ(ｍ＝２〜Ｍ)、
    ユーザｎ(ｎ＝１〜Ｎ)、複素重み係数Ｗm,n、送信電力
    制御量Ｃnの場合に、ユーザＮ分の複素重み係数と送信
    電力制御量の積の2乗和の平均値により定まる直交変調
    器入力の平均値の推定値に基づいて送信パワーアンプの
    利得を制御することを特徴とする請求項８記載の無線送
    信装置。
  10. 【請求項１０】 送信手段は、アンテナｍ(ｍ＝２〜
    Ｍ)、ユーザｎ(ｎ＝１〜Ｎ)、複素重み係数Ｗm,n、送信
    電力制御量Ｃnの場合に、次式により定まる直交変調器
    入力の平均値の推定値に基づいて送信パワーアンプの利
    得を制御することを特徴とする請求項８記載の無線送信
    装置。 【数２】
  11. 【請求項１１】 利得補正手段は、利得制御後の複素重
    み係数がアンダーフローする場合、直交変調器の入力レ
    ベル対変調精度特性に基づいて制御利得を大きくする利
    得補正を実行することを特徴とする請求項１乃至請求項
    １０のいずれかに記載の無線送信装置。
  12. 【請求項１２】 利得補正手段は、利得制御後の複素重
    み係数がオーバーフローする場合、直交変調器の入力レ
    ベル対変調精度特性に基づいて制御利得を小さくする利
    得補正を実行することを特徴とする請求項１乃至請求項
    １０のいずれかに記載の無線送信装置。
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