JP2938001B1 - 送信電力制御回路 - Google Patents

Abstract

【要約】 【課題】 周囲の環境変化の変動とチャネル多重数に依
存しない正確な送信電力を制御することができる送信電
力制御回路を提供する。 【解決手段】 互いに位相が異なるベースバンド信号の
第１のＩ５１および第１のＱ５２が入力される送信電力
制御回路５０は、演算回路５３においてデシベル値に変
換された瞬時電力値を平均化して送信電力情報６６を生
成される。また、Ｄ／Ａ変換器５４₁〜５４₂と、直交変
調器５７と、アナログ制御信号５９により制御される可
変減衰器１５と、高周波増幅器１６とを介して第４の高
周波信号６２として出力するとともに、この送信出力の
電力値を検波回路２０において検波電圧として検出して
いる。ＣＰＵ６８は、この検波電圧は対応するデシベル
値の送信出力電力値と、送信電力情報６６とに基づいて
ディジタル制御信号６７を生成して、可変減衰器１５の
減衰量を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、送信装置の送信電
力制御回路に係わり、詳細には移動通信機の送信電力制
御回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】自動車電話や携帯電話を始めとする各種
移動通信が、社会の情報通信に対する要求および通信技
術の向上という背景とあいまって急速に社会に浸透して
きている。このような移動通信では、限られた周波数資
源をできるだけ多くのユーザを収容するためのアクセス
方式が望まれる。

【０００３】この移動通信のアクセス方式の１つに、チ
ャネルを共有するチャネル共有方式があり、通話などの
ように連続性のある通信に適しているとされている。さ
らにチャネルの共有方式についても、時間と周波数の共
有方法の違いにより周波数分割多重アクセス（Frequenc
y Division Multiple Access：以下、ＦＤＭＡと略
す。）方式や時間分割多重アクセス（Time Division Mu
ltiple Access：以下、ＴＤＭＡと略す。）方式があ
る。ＦＤＭＡ方式では、通信要求時に複数存在する周波
数チャネルのうちの１つを指定することで、同一時間上
において複数のユーザがチャネルを共有する方式であ
る。これに対してＴＤＭＡ方式では、周波数チャネルだ
けではなく周期的に時間スロットを区切ることで、さら
に多数のユーザによってチャネルを共有する方式であ
り、そのチャネル効率の良さなどを特徴としてディジタ
ルセルラー方式移動通信において採用されている。

【０００４】移動通信において、サービスを向上させる
ためには周波数の有効利用と移動通信機の小型化が必須
となる。周波数を有効利用できなければ、今後増加の見
込まれるユーザに対して、より高度なサービスを提供す
ることができなくなってしまう。また、移動通信機の小
型化は、ユーザの希望するところであるばかりでなく、
低送信電力による不要な周波数干渉の防止とともに異な
るエリアによる同一チャネル利用により周波数の有効利
用につながる。したがって、移動通信機において所望し
たレベルの電力で送信できることは重要である。このよ
うな移動通信機の送信電力を制御する送信電力制御回路
がいくつか提案されている。

【０００５】図１０は、従来提案されたＴＤＭＡ方式の
移動通信機における送信電力制御回路の構成の概要を表
わしたものである。この送信電力制御回路１０は、多重
された入力ディジタル送信データ１１の電力値を算出す
る電力算出部１２と、電力算出部１２において算出され
た電力値をアナログ信号に変換するディジタル・アナロ
グ（Ｄ／Ａ）変換器１３と、Ｄ／Ａ変換器１３によって
変換されたアナログ信号を変調する変調器１４と、変調
器１４によって変調された送信信号を所望のレベルに減
衰する可変減衰器１５と、可変減衰器により所望のレベ
ルに減衰された信号を増幅する高周波増幅器１６と、高
周波増幅器１６によって増幅された信号を送信出力信号
１７と送信電力検出用信号１８とに分配する分配器１９
とを有している。さらに、分配器１９によって分配され
た送信電力検出信号１８のダイオード検波を行う検波回
路２０と、検波回路２０によって検波された検波電圧を
ディジタル値に変換するアナログ・ディジタル（Ａ／
Ｄ）変換器２１と、ディジタル値に変換された検波電圧
値を保持するレジスタ２２とを有している。また、電力
算出部１２による算出電力値２３とレジスタ２２によっ
て保持されている検波電圧値とに基づいてディジタル制
御信号２４を生成する中央処理装置（CentralProcessin
g Unit：以下、ＣＰＵと略す。）２５と、ＣＰＵ２５に
よって生成されたディジタル制御信号２４を保持するレ
ジスタ２６と、レジスタ２６によって保持されたディジ
タル制御信号により可変減衰器１５の減衰量を制御する
ためにアナログ値に変換するＤ／Ａ変換器２７とを備え
ている。

【０００６】電力算出部１２は、バッファ２８と、電力
検出部２９と、積分回路３０とを備えている。そして、
入力ディジタル送信データ１１を一旦バッファ２８に蓄
積したのちＤ／Ａ変換器１３に対して出力するととも
に、入力ディジタル送信データ１１に基づいて送信電力
値を算出する。すなわち、電力検出部２９において入力
ディジタル送信データ１１から瞬時電力値を計算して、
積分回路３０において平均化後に算出電力値２３として
ＣＰＵ２５に対して出力する。

【０００７】ＣＰＵ２５は、入力ディジタル送信データ
１１の電力値と検波回路２０による検波電圧値とから所
定の送信電力レベルに制御するディジタル制御信号２４
を生成する。ＣＰＵ２５は算出電力値２３と検波電圧値
との形態の違いを補正する図示しない補正テーブルを参
照している。この補正テーブルは、予め求められた送信
信号出力の電力値と検波電圧値との関係を表わした特性
グラフに基づいて作成されたテーブルである。これによ
り、ＣＰＵ２５は適宜レジスタ２２より読み出した検波
電圧値に基づいて、補正テーブルを参照して対応する検
波電力値を求めて、所望の送信電力を得るためにディジ
タル制御信号２４を生成する。

【０００８】ところで、上述したチャネルの共有方式よ
り、さらに多くのユーザを収容する共有方式として注目
されているものに符号分割多重アクセス（Code Divisio
n Multiple Access：以下、ＣＤＭＡと略す。）方式が
ある。ＣＤＭＡ方式では、ユーザ通信チャネル固有の符
号を使用することにより複数ユーザが同じ周波数帯域を
共有できるばかりでなく、広帯域幅の符号を用いること
によるスペクトラム拡散を実現できる。これにより、帯
域幅当たりのユーザチャネル数を多くできるとともにフ
ェージングに強い通信システムの構成を可能にし、ユー
ザ通信チャネル固有の符号を用いることによる秘匿性を
備えることができる。

【０００９】ＣＤＭＡ方式の移動通信機の電力制御回路
としては、スペクトラム拡散装置からの９０度の位相差
を有するベースバンド信号Ｉ（in-phase）、Ｑ（quadra
turephase）信号を直交変調後に√（Ｉ²＋Ｑ²）検波器
による検波電圧と可変利得増幅器との間の特性を補正す
る補正テーブルによりリニアな特性に変換することによ
り受信電界強度の検出出力に応じて可変利得増幅器の利
得を制御する技術がある。

【００１０】このようなＣＤＭＡ方式の移動通信機の電
力制御回路に関する技術は、例えば特開平９−２１９６
２５号公報「無線通信機」に開示されている。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】上述した図１０に示し
たようなＴＤＭＡ方式の移動通信機の送信電力制御回路
に用いられる補正テーブルは、移動通信機の小型化を目
的として単位が［Ｗ］（ワット）である電力値よりもｄ
Ｂ（デシベル）値として格納する方がメモリ容量が少な
くすむ。したがって、従来のＴＤＭＡ方式では検波回路
２０による検波電圧値を補正テーブルにより、これに対
応するｄＢ値の送信信号出力の電力値を変換したのち、
変換後の検波電力ｄＢ値と単位が［Ｗ］の算出電力値２
３との特性グラフに基づく特性テーブルを参照してディ
ジタル制御信号２４を生成するようになっていた。

【００１２】ＴＤＭＡ方式の移動通信機の送信電力制御
回路においては、チャネルの多重数の点で上述のような
補正を行っても十分に正確な送信電力の制御を行うこと
ができた。さらに、通信機の小型化という点では最適な
送信電力の制御方式であった。

【００１３】しかし、チャネル多重数が大幅に増加する
ＣＤＭＡ方式の移動通信機の送信電力制御回路には次に
述べるように問題がある。ＣＤＭＡ方式特有の現象とし
て、同一送信出力電力においてチャネル多重数に応じて
最大送信出力電力（以下では、ピークファクタと称
す。）が異なるため、検波回路２０による検波電圧は同
じ送信出力電力にもかかわらずチャネル多重数により変
動してしまうという特性がある。

【００１４】図１１は、送信出力電力１Ｗにおけるチャ
ネル多重数に応じた理想的な検波電圧特性を模式的に表
わしたものである。すなわち送信出力電力１Ｗにおい
て、チャネル多重数が１チャネル（以下、ＣＨと略
す。）の場合と１０ＣＨの場合との検波電圧は理想的に
は一定（電圧値Ｖ₀）になるはずである（図１１の３
１）。

【００１５】図１２は、送信出力電力１Ｗにおけるチャ
ネル多重数に応じた実際の検波電圧特性を模式的に表わ
したものである。すなわち、送信出力電力１Ｗにおい
て、実際にはＣＤＭＡ方式ではチャネル多重数に応じて
ピークファクタが異なるため、チャネル多重数が１ＣＨ
のときの検波電圧値Ｖ₀に対してチャネル多重数が１０
ＣＨのときの検波電圧値Ｖ₁へと変動してしまう。この
ようにＣＤＭＡ方式では、同一送信出力電力であっても
チャネル多重数に応じて検波電圧が変動してしまう（図
１２の３２）。

【００１６】図１３は、図１１に示した検波回路２０の
構成要部を具体的に表わしたものである。この検波回路
２０は、送信電力検出信号１８が入力される結合コンデ
ンサ３３と、ダイオード３４と、その出力は容量素子３
５と抵抗素子３６とを介してそれぞれ接地されている。
送信電力検出信号１８は結合コンデンサ３３により直流
成分がカットされたのち、ダイオード３４により半波整
流される。そして半波整流された信号は、容量素子３５
と抵抗素子３６によって決まる時定数により包絡線検波
が行われる。

【００１７】このような検波回路２０においてピークフ
ァクタが異なることで、異なる検波電圧値が得られてし
まう。

【００１８】図１４は、チャネル多重数が１ＣＨのとき
の検波回路２０に入力される送信電力検出信号を模式的
に表わしたものである。このような送信電力検出信号が
検波回路２０に入力されると、ダイオード検波を行う場
合、包絡線検波される。この検波波形３７₁、３７₂の傾
きは検波回路２０の時定数により決まるため、結果的に
検波電圧３８を検出することができる。

【００１９】図１５は、チャネル多重数が１０ＣＨのと
きの検波回路２０に入力される送信電力検出信号を模式
的に表わしたものである。このような送信電力検出信号
が検波回路２０に入力されると、ダイオード検波を行う
場合、包絡線検波される。ところが図１４に示す送信電
力検出信号とはピークファクタが異なるため、図１５に
示す波形となってしまう。ところが、検波波形３９₁、
３９₂の傾きは検波回路２０の時定数により決まるた
め、この傾きはチャネル多重数が１ＣＨの図１４と同じ
であることから、結果的に検波電圧４０を検出する。

【００２０】すなわち、ピークファクタが異なってしま
うと、検波回路の時定数によって決められた傾きが一定
であるため、検波電圧は異なった値になってしまう。検
波電圧が異なってしまうと、所望の送信出力電力を制御
することが不可能になる。

【００２１】このように、ＴＤＭＡ方式では送信電力の
制御には問題にならなかったチャネル多重数が、ＣＤＭ
Ａ方式における送信電力制御には新たに考慮する必要が
生じてしまうという問題がある。

【００２２】特開平９−２１９６２５号公報にあるよう
な従来のＣＤＭＡ方式の移動通信機の電力制御回路では
補正テーブルを構成するメモリ容量値については全く考
慮されておらず、通信機自体の小型化を阻害するばかり
かチャネル多重数に関して何ら開示も示唆もされていな
い。

【００２３】また従来のＣＤＭＡ方式の送信系において
は、周囲温度の変化などの環境が変化してしまうと、指
定された送信出力電力を正確に出力できなくなるという
問題がある。これは、高周波増幅器１６に使用されてい
るトランジスタのコレクタ損失が温度変化などの環境の
変化により変動することで、高周波増幅器１６から出力
される出力電力が変動してしまい、もはやこの変動を補
償することができないためである。このトランジスタの
コレクタ損失が温度変化に関係してしまうことは、例え
ば「絵とき トランジスタ回路 飯高成男 椎名晴夫
田口英雄 共著ｐ.２８〜２９」に記載されている。

【００２４】そこで本発明の目的は、周囲の環境変化の
変動とチャネル多重数に依存しない正確な送信電力を制
御することができる送信電力制御回路を提供することに
ある。

【００２５】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明で
は、（イ）送信信号を変調して高調波信号を生成する変
調手段と、（ロ）この変調手段によって生成された高周
波信号を所定の電力値レベルで出力する信号出力手段
と、（ハ）この信号出力手段によって出力される信号の
電力値を検波電圧として検出する検波手段と、（ニ）こ
の検波手段によって検出された検波電圧をこれに対応し
たデシベル値の第１送信出力電力値に変換するデシベル
値変換手段と、（ホ）送信信号に基づいてデシベル値と
して第２送信出力電力値を算出する送信出力電力算出手
段と、（ヘ）この送信出力電力算出手段によって算出さ
れた第２送信出力電力値を信号出力手段から出力される
電力値レベルに基づいたデシベル値の第３送信出力電力
値に補正する補正手段と、（ト）デシベル値変換手段に
よって変換されたデシベル値の第１送信出力電力値と補
正手段によって補正されたデシベル値の第３送信出力電
力値との差が零となるように信号出力手段の所定の電力
値レベルを変更する電力値レベル変更手段とを送信電力
制御回路に具備させる。

【００２６】すなわち請求項１記載の発明では、所定の
電力値レベルで出力される送信信号の電力値を検波手段
により検波電圧値として検出して、これをデシベル値変
換手段により対応する第１送信出力電力値をデシベル値
として変換するようにしている。さらに、変調前の信号
から算出した送信電力値を信号出力手段から出力される
電力値レベルに補正してデシベル値として第３送信出力
電力値として変換するようにしている。そして、これら
デシベル値の第１送信出力電力値と第３送信出力電力と
の差が零になるように信号出力の電力値レベルを変更す
るようにしている。

【００２７】請求項２記載の発明では、（イ）互いに異
なる位相を有する信号を直交変調して高周波信号を生成
する直交変調手段と、（ロ）この直交変調手段によって
生成された高周波信号を所定の電力値レベルで出力する
信号出力手段と、（ハ）この信号出力手段によって出力
される信号の電力値を検波電圧として検出する検波手段
と、（ニ）この検波手段によって検出された検波電圧を
これに対応したデシベル値の第１送信出力電力値に変換
するデシベル値変換手段と、（ホ）互いに異なる位相を
有する信号に基づいてデシベル値として第２送信出力電
力値を算出する送信出力電力算出手段と、（ヘ）この送
信出力電力算出手段によって算出された第２送信出力電
力値を信号出力手段から出力される電力値レベルに基づ
いたデシベル値の第３送信出力電力値に補正する補正手
段と、（ト）デシベル値変換手段によって変換されたデ
シベル値の第１送信出力電力値と、補正手段によって補
正されたデシベル値の第３送信出力電力値との差が零に
なるように信号出力手段の所定の電力値レベルを変更す
る電力値レベル変更手段とを送信電力制御回路に具備さ
せる。

【００２８】すなわち請求項２記載の発明では、所定の
電力値レベルで出力される直交変調された高周波信号の
電力値を検波手段により検波電圧値として検出して、こ
れをデシベル値変換手段により対応する第１送信出力電
力値をデシベル値として変換するようにしている。さら
に、直交変調前の信号から算出した送信電力値を信号出
力手段から出力される電力値レベルに補正してデシベル
値として第３送信出力電力値として変換するようにして
いる。そして、これらデシベル値の第１送信出力電力値
と第３送信出力電力値との差が零になるように信号出力
の電力値レベルを変更するようにしている。

【００２９】請求項３記載の発明では、請求項２記載の
送信電力制御回路で、送信出力電力算出手段は、互いに
異なる位相を有する信号に基づいて瞬時電力値を算出す
る瞬時電力値算出手段と、瞬時電力値に対応してデシベ
ル値として変換値を記憶する記憶手段とを有し、瞬時電
力値算出手段によって算出された瞬時電力値に対応して
記憶手段に記憶されている変換値を平均化して送信出力
電力値として出力することを特徴としている。

【００３０】すなわち請求項３記載の発明では、互いに
異なる位相を有する信号に基づいて瞬時電力値を算出
後、算出した瞬時電力値をデシベル値に変換するための
記憶手段を用いることによって、デシベル値の送信出力
電力値を出力するようにしている。

【００３１】請求項４記載の発明では、請求項１〜３記
載の送信電力制御回路で、デシベル値変換手段は、検波
手段によって検出された検波電圧とデシベル値の第１送
信出力電力値とを変換のために対応付けて記憶する第１
の記憶手段を有し、検波電圧をこれに対応してこの第１
の記憶手段に記憶されている第１送信出力電力値に変換
することを特徴としている。

【００３２】すなわち請求項４記載の発明では、デシベ
ル値の変換を検波手段によって検出された検波電圧とデ
シベル値の第１送信出力電力値とを変換のために対応付
けて記憶する第１の記憶手段を備え、検波手段によって
検出された検波電圧からこの第１の記憶手段を参照して
これに対応して記憶されている第１送信出力電力値を出
力させるようにしている。

【００３３】請求項５記載の発明では、請求項１〜４記
載の送信電力制御回路で、補正手段は、送信出力電力算
出手段によって算出された第２送信出力電力値と信号出
力手段から出力される電力値レベルに基づいたデシベル
値の第３送信出力電力値とを変換のために対応付けて記
憶する第２の記憶手段を有し、第２送信出力電力値をこ
れに対応してこの第２の記憶手段に記憶されている第３
送信出力電力値に補正することを特徴としている。

【００３４】すなわち請求項５記載の発明では、補正手
段による補正を、送信出力電力算出手段によって算出さ
れた第２送信出力電力値と信号出力手段から出力される
電力値レベルに基づいたデシベル値の第３送信出力電力
値とを変換のために対応付けて記憶する第２の記憶手段
を備え、送信出力電力算出手段によって算出された第２
の送信出力電力値からこの第２の記憶手段を参照してこ
れに対応して記憶されている第３送信出力電力値を出力
させるようにしている。請求項６記載の発明では、請求
項５記載の送信電力制御回路で、第２の記憶手段は信号
出力手段によって出力されるまでの損失分を補正するデ
シベル値の第３送信出力電力値を記憶することを特徴と
している。 すなわち請求項６記載の発明では、補正手段
には信号出力手段から出力されるまでの系損失分を補正
するようにデシベル値の変換を行うようにしている。 請
求項７記載の発明では、請求項３記載の送信電力制御回
路で、送信出力電力算出手段は、所定のサンプリング時
間ごとに前回サンプリング時における記憶手段に記憶さ
れている変換値から検波手段の時定数により決定される
減算値を減算する減算手段と、記憶手段に記憶されてい
る変換値と減算手段の減算結果のうち大きい方を選択す
る比較手段とを備え、この比較手段の出力値を平均化し
て送信出力電力値として出力することを特徴としてい
る。 すなわち請求項７記載の発明では、サンプリング周
期ごとに前回サンプリングした検波特性と同等に加工し
た送信電力値から検波手段の時定数に対応した減算値が
減算されるようにしている。そして、このサンプリング
周期ごとに検波特性と同等に加工した送信電力値とこの
減算結果の大きい方を選択出力させることで積分計算を
行うようにしている。

【００３５】

【発明の実施の形態】

【００３６】

【実施例】以下実施例につき本発明を詳細に説明する。

【００３７】図１は、本発明の一実施例におけるＣＤＭ
Ａ方式の移動通信機の送信電力制御回路の構成の概要を
表わしたものである。図１１に示す従来の送信電力制御
回路と同一部分には同一番号を付し、説明を適宜省略す
る。この送信電力制御回路５０は、互いに９０度の位相
が異なるベースバンド信号の第１のＩ５１および第１の
Ｑ５２が入力される演算回路５３と、演算回路５３から
そのまま出力された第１のＩ５１および第１のＱ５２を
アナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器５４₁〜５４₂と、
Ｄ／Ａ変換器５４₁によってアナログ信号に変換された
第２のＩ５５とＤ／Ａ変換器５４₂によってアナログ信
号に変換された第２のＱ５６とを直交変調する直交変調
器５７とを備えている。さらに、直交変調器５７によっ
て変調された第１の高周波信号５８の減衰量がアナログ
制御信号５９により制御される可変減衰器１５と、可変
減衰器１５によって減衰された第２の高周波信号６０を
増幅する高周波増幅器１６と、高周波増幅器１６によっ
て増幅された第３の高周波信号６１を第４の高周波信号
６２として出力するとともに検波回路２０に対して第１
の送信出力電力検出信号６３を分配する分配器１９とを
備えている。

【００３８】このように、送信電力制御回路５０に入力
された互いに異なる位相を有するベースバンド信号第１
のＩ５１および第１のＱ５２は直交変調されて出力され
る一方、この出力される信号の電力値を検出するために
第１の送信出力電力検出信号６３として分配されるよう
になっている。

【００３９】また送信電力制御回路５０は、第１の送信
出力電力検出信号６３を検波して直流電圧に変換する検
波回路２０と、検波回路２０によって変換された第２の
送信出力電力検出信号６４をディジタル信号に変換する
Ａ／Ｄ変換器２１と、Ａ／Ｄ変換器２１によって変換さ
れた第３の送信出力電力検出信号６５を保持するレジス
タ２２と、演算回路５３によって生成された送信出力電
力情報６６とレジスタ２２によって保持された第３の送
信出力電力検出信号６５とに基づいて可変減衰器１５の
減衰量を制御するためのディジタル制御信号６７を生成
するＣＰＵ６８と、ディジタル制御信号６７を保持する
レジスタ２６と、レジスタ２６によって保持されたディ
ジタル制御信号６７をアナログ信号に変換してアナログ
制御信号５９を生成するＤ／Ａ変換器２７とを有してい
る。

【００４０】このような送信電力制御回路５０の演算回
路５３に入力されるベースバンド信号の第１のＩ５１お
よび第１のＱ５２は、図示しない外部装置によって送信
データをスペクトラム拡散させるとともにチャネル数に
応じて多重された信号である。これらのベースバンド信
号の電力値を算出して、単位変換することにより特性補
正するためのテーブルの容量を節約するとともにチャネ
ル多重数に依存することなく正確な送信出力電力を制御
できるようにしている。

【００４１】図２は、図１に示した演算回路５３の構成
要部の概要を表わしたものである。この演算回路５３
は、ベースバンド信号の第１のＩ５１および第１のＱ５
２をバッファリングするとともにＤ／Ａ変換器５４₁〜
５４₂にそれぞれ出力するバッファ回路７０と、このバ
ッファ回路７０にバッファリングされた互いに位相が９
０度異なるベースバンド信号の瞬時電力値を計算する瞬
時電力計算回路７１と、瞬時電力計算回路７１によって
計算された瞬時電力値をｄＢ（デシベル）値に変換する
電力・ｄＢ変換回路７２と、電力・ｄＢ変換回路７２に
よって単位変換されたベースバンド信号の送信電力値を
積分する積分回路７３と、積分回路７３に平均化された
値を更にためこんで平均化する平均化回路７４とを備え
ている。

【００４２】この演算回路５３は異なる位相のベースバ
ンド信号から瞬時電力値を求め、電力・ｄＢ変換回路７
２によってｄＢ値を単位とする送信出力電力を算出する
ことができるようになっている。ベースバンド信号第１
のＩ５１および第１のＱ５２は、Ｉ−Ｑ平面において瞬
時的に変化する信号であり、それぞれＩ（ｔ）、Ｑ
（ｔ）として表わすことができる。

【００４３】図３は、図２に示した瞬時電力計算回路７
１の機能構成を模式的に表わしたものである。バッファ
回路７０よりベースバンド信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）
信号が入力されると、乗算器７５₁、７５₂においてそれ
ぞれ次の（１）式で示す値Ｉ₁および（２）式で示す値
Ｉ₂が計算される。

【００４４】Ｉ₁＝Ｉ（ｔ）² ・・・（１） Ｉ₂＝Ｑ（ｔ）² ・・・（２）

【００４５】そして、加算器７６はこれら（１）式およ
び（２）式より、次の（３）式で示す瞬時電力値Ｉ₃が
計算される。この計算された瞬時電力値Ｉ₃の単位は
［Ｗ］（ワット）である。

【００４６】 Ｉ₃＝Ｉ₁＋Ｉ₂＝（Ｉ（ｔ）²＋Ｑ（ｔ）²） ・・・（３）

【００４７】そして、この瞬時電力計算回路７１によっ
て計算された単位が［Ｗ］（ワット）である瞬時電力値
Ｉ₃は、電力・ｄＢ変換回路７２によってｄＢ値に変換
される。すなわち、対数変換される。このような対数変
換は、瞬時電力値Ｉ₃に対応したｄＢ値を記憶した変換
テーブルを参照することにより行うことができる。

【００４８】図４は、上述した対数変換用の変換テーブ
ルを作成するときの特性グラフを模式的に表わしたもの
である。この特性グラフは、瞬時電力値（単位はＷ）か
らそれに対応するｄＢ値（単位はｄＢｍ）を参照するこ
とができ、適当な間隔で特性曲線７７上の値が変換テー
ブルに記憶される。

【００４９】このようにしてｄＢ値に変換された瞬時電
力値は、積分回路７３に入力される。

【００５０】図５は、図２に示した積分回路７３の構成
の概要を表わしたものである。この積分回路７３は、比
較回路７８と、減算回路７９とを備えており、機能的に
次の（４）式および（５）式を実現することができる。

【００５１】 Ｓsel（ＫＴ）＝Ｓout（（Ｋ−１）Ｔ）−Ｘ …（４） Ｓout（ＫＴ）＝ｍａｘ（Ｓin（ＫＴ），Ｓsel（ＫＴ））…（５）

【００５２】（５）式においてＳｉｎ（ＫＴ）は電力・
ｄＢ変換回路７２から入力されるｄＢ値に変換された送
信電力値であり、Ｓｏｕｔ（ＫＴ）は所定の時間間隔ご
とに求められた点で検波回路２０の検波特性と同等の形
態に加工されたｄＢ値である。（４）式における“Ｘ”
は、検波回路２０の時定数によって決められた傾きで減
算される減算値である。ｍａｘ（）は、Ｓｉｎ（ＫＴ）
とＳｓｅｌ（ＫＴ）の値を比較し、大きい方が比較回路
７８より出力されることを表わしている。したがって、
電力・ｄＢ変換回路７２から、Ｓｉｎ（ＫＴ）が比較回
路７８に入力されると、Ｓｉｎ（ＫＴ）とＳｓｅｌ（Ｋ
Ｔ）との値のうちＳｏｕｔ（ＫＴ）として大きな方を出
力させる。このＳｏｕｔ（ＫＴ）は、平均化回路７４と
減算回路７９に入力される。減算回路７９では、検波回
路２０の時定数によって決められた傾き“Ｘ”で減算さ
れ、比較回路７８に入力される。そして、比較回路７８
に入力されたＳｏｕｔ（ＫＴ）は、Ｓｓｅｌ（ＫＴ）と
して、Ｓｉｎ（ＫＴ）と比較されることになる。

【００５３】このようにして時間Ｔ間隔で積分された積
分値は、平均化回路７４において平均化され、送信出力
電力情報が生成されるようになっている。

【００５４】図６は、図２に示した平均化回路７４の構
成要部の概要を表わしたものである。この平均化回路７
４は、積分回路７３より入力されるＳｏｕｔ（ＫＴ）が
入力されるシフトレジスタ８０と、シフトレジスタ８０
からパラレルに入力されることによって次々に加算する
加算回路８１と、加算回路８１による加算結果を蓄積す
るビット位置によって割り算を行うことができるシフト
レジスタ８２とを有している。これによりｄＢ値の瞬時
電力値は時々刻々と変動しているが、平均化回路７４に
より次々と加算する一方で、シフトレジスタ８２への蓄
積ビット位置を変更することで指定した時間は一定値を
保持するとともに平均化を行う平均化回路を構成するこ
とができる。例えば、４個所の平均をとる場合は、加算
回路８１による４個所の瞬時電力値の加算結果を、２ビ
ットシフトするようにシフトレジスタの蓄積ビット位置
を変更すればよい。このようにして平均化回路７４によ
って平均化された瞬時電力値は、送信出力電力情報６６
としてＣＰＵ６８に入力される。

【００５５】このような送信出力電力情報６６の生成制
御を可能とする演算回路５３は、ＣＰＵ６８あるいは図
示しない別のＣＰＵと読み出し専用メモリ（Read Only
Memory：以下、ＲＯＭと略す。）などの所定の記憶装置
を備えており、このＲＯＭに記憶された処理手順に基づ
き制御することができる。

【００５６】図７は、このように演算回路５３において
送信出力電力情報６６を生成する処理手順の概要を表わ
したものである。まず、図示しない外部装置によって送
信データをスペクトラム拡散させるとともにチャネル数
に応じて多重された信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）を受信
させる（ステップＳ８５）。受信したＩ（ｔ）およびＱ
（ｔ）から図３に示した瞬時電力計算回路７１において
瞬時電力値を計算させる（ステップＳ８６）。計算した
瞬時電力値は、図４に示したようなテーブル値をもつ電
力・ｄＢ変換回路７２においてｄＢ値に変換させる（ス
テップＳ８７）。そして、ｄＢ値に変換された瞬時電力
値を、図５に示すような積分回路７３において積分する
ことにより、検波回路２０の検波特性と同等の形態に加
工する（ステップＳ８８）。このように積分された瞬時
電力値は、更に蓄積されて平均化回路７４において平均
化することにより送信出力電力情報６６を生成して（ス
テップＳ８９）、ＣＰＵ６８に出力させる。

【００５７】次に、図１に戻って説明を続ける。互いに
９０度の位相が異なるベースバンド信号の第１のＩ５１
および第１のＱ５２は演算回路５３のバッファ回路７０
においてバッファリングされたあと、瞬時電力計算回路
７１とは別にそれぞれＤ／Ａ変換器５４₁、５４₂に対し
て出力される。Ｄ／Ａ変換器５４₁、５４₂ではそれぞれ
アナログ信号に変換されて第２のＩ５５および第２のＱ
５６として出力される。第２のＩ５５および第２のＱ５
６は直交変調器５７に入力されて、１つの搬送波でこれ
ら信号を送信させるように直交変調される。直交変調器
５７によって直交変調された第１の高周波信号５８は、
可変減衰器１５に入力される。可変減衰器１５では、Ｄ
／Ａ変換器２７によってアナログ信号に変換されたアナ
ログ制御信号５９により所望のレベルに減衰されるよう
になっている。

【００５８】Ｄ／Ａ変換器２７は、例えば「ＮＥＣ 汎
用リニアＩＣデータブック ｐ．６９２〜７０４」記載
の「μＰＤ６３７６」に代表されるＤ／Ａ変換器で簡単
に構成することができる。また、可変減衰器１５は、
「‘９２．９ 日立ダイオードカタログ ｐ．４６５〜
４６６」記載の「ＨＶＭ１４Ｓ」に代表されるＰＩＮダ
イオードを使用することにより構成することができる。

【００５９】可変減衰器１５によって減衰された第２の
高周波信号６０は、高周波増幅器１６に入力され、所定
の増幅度で第３の高周波信号６１として増幅される。第
３の高周波信号６１は分配器１９に入力され、一方は送
信電力制御回路５０の出力信号として第４の高周波信号
６２と、他方は検波回路２０に対して第１の送信出力電
力検出信号６３とに分配される。

【００６０】検波回路２０は、図１３に示したようにダ
イオード検波され、第４の送信出力電力検出信号６４と
して検波電圧を出力する。この検波回路２０は送信出力
電力検出信号と送信出力電力との関係のデータテーブル
を構成する際に、単位が［Ｗ］である電力値よりもメモ
リ容量値が少なくてすむようにｄＢ値で作成できるよう
にダイオード検波を行っている。これにより、ＣＤＭＡ
方式ではチャネル多重数に応じてピークファクタが異な
ることにより、制御の精度を上げるためにもより多くの
テーブルを構成する必要があるが、ｄＢ値で構成するこ
とによりメモリの省容量化にも適している。

【００６１】検波回路２０によって検波された第２の送
信出力電力検出信号６４は、Ａ／Ｄ変換器２１に対して
出力され、ディジタル信号の第３の送信出力電力検出信
号６５に変換される。第３の送信出力電力検出信号６５
は、レジスタ２２により保持される。

【００６２】ＣＰＵ６８は、送信出力電力情報６６と、
レジスタ２２に保持された第３の送信出力電力検出信号
６５とに基づいて可変減衰器１５の減衰量を制御するた
めのディジタル制御信号６７を生成する。すなわち、ま
ず演算装置５３からのｄＢ値の送信出力電力情報６６に
基づいて、実際の送信出力電力を求める。このとき予め
送信出力電力情報に対応して、図１に示すＤ／Ａ変換器
５４₁〜５４₂や直交変調器５７から分配器１９に至る素
子の挿入損失を含めた送信出力電力との関係を求めてお
き、所定の間隔でテーブルとして記憶しておく。これに
より、演算回路５３から出力された送信出力電力情報６
６から、簡単に対応する送信出力電力を求めることがで
きる。

【００６３】図８は、このような送信出力電力情報６６
と実際の送信出力電力との関係を模式的に表わしたもの
である。このように、送信出力電力情報６６に対応し
て、第４の高周波信号６２として出力されるまでの素子
挿入損失などの各種損失を考慮に入れた実際の送信出力
電力をｄＢ値として適当な間隔で記憶しておく。したが
って、送信出力電力情報６６を入力するたびに対応する
送信出力電力を求めることができるようになっている
（図８の９０）。

【００６４】次にＣＰＵ６８は、レジスタ２２より読み
出した第３の送信出力電力検出信号６５を、この電圧値
に対応して予め求めておいた送信出力電力をｄＢ値で求
める。

【００６５】図９は、このような第３の送信出力電力検
出信号６５と送信出力電力との関係を模式的に表わした
ものである。このように第３の送信電力検出信号６５の
電圧値に対応する送信出力電力をｄＢ値で予め求めてお
き、適当な間隔で第３の送信出力電力検出信号６５に対
応した送信出力電力の値をテーブルに記憶させるように
する（図９の９１）。これにより、第１の送信出力電力
検出信号６３を検波した検波電圧に基づいた第３の送信
出力電力検出信号６５の電圧値に対応する送信出力電力
をｄＢ値として容易に求めることができる。

【００６６】このように、送信出力電力情報６６と第３
の送信出力電力検出信号６５とがそれぞれ同等の形態に
変換できるテーブルを設けたので、例えば送信出力電力
情報６６を基準として第３の送信出力電力検出信号６５
の差を検出して、この送信出力電力情報６６と第３の送
信出力電力検出信号６５の差異が“０”になるようにデ
ィジタル制御信号６７を生成するようにすればよい。そ
の他に送信出力電力情報６６と第３の送信出力電力検出
信号６５とをそれぞれｄＢ値に変換して、これらの差が
“０”になるようにする方法もある。

【００６７】上述したように生成されたディジタル制御
信号６７は、レジスタ２６に保持された後、Ｄ／Ａ変換
器２７でアナログ値に変換される。このＤ／Ａ変換器２
７でアナログ信号に変換されたアナログ制御信号５９
は、可変減衰器１５の減衰量を制御することができるの
で、このアナログ制御信号５９により指定された送信出
力電力を正確に出力させることができるようになる。

【００６８】なお本実施例ではＣＤＭＡ方式の移動通信
機の送信出力電力制御回路について説明したが、ＴＤＭ
Ａ方式の移動通信機の送信出力電力制御回路にも適用す
ることができ、より正確な送信出力電力の制御をするこ
とができるようになる。

【００６９】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、検
波電圧をデシベル値の送信出力電力値に変換するととも
に、基準となる算出した第２送信出力電力値をもデシベ
ル値に変換することで検波特性と同等の形態に加工し、
さらに信号出力手段とは別経路で補正されたデシベル値
を用いて、信号出力手段の出力電力レベルを変更するよ
うにしている。これにより、同一送信出力電力において
もチャネル多重数によりピークファクタが異なるＣＤＭ
Ａ方式特有の現象が発生しても指定された送信出力電力
を正確に出力させることができるようになる。また、出
力電力を検波して可変減衰器の減衰量を制御するように
しているので、環境の変化など何らかの原因により出力
端子から出力される送信出力電力に変動が生じても、指
定された送信出力電力を正確に出力させることができ
る。さらにまた、デシベル値の差が零になるように出力
電力レベルを変更するようにすることで、蓄積効率の優
れた制御を精密に、かつ簡素な構成で実現することがで
きるようになる。

【００７０】さらに請求項３記載の発明によれば、瞬時
電力値を求めてから記憶手段に記憶したデシベル値の変
換値を平均化して出力するようにしたことで、複雑な送
信電力値の算出を簡単な構成で実現することができ、送
信電力値算出の高速化と装置の小型化とを図ることがで
きる。

【００７１】さらに請求項４または請求項５記載の発明
によれば、それぞれ変換のために対応付けて記憶するよ
うにしたので変換処理を簡素化することができる。さら
にまた請求項６記載の発明によれば、変更すべき補正量
をより細かくできるため、非常に簡素な構成で木目細か
い送信電力を制御することができるようになる。 また請
求項７記載の発明によれば、検波回路の時定数を用いた
より正確な積分演算とその小型化および高速化を図るこ
とができる。これにより、正確な送信電力演算とそれに
よる木目細かい制御および小型化を実現する移動通信機
を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例における送信電力制御回路の
構成の概要を示すブロック図である。

【図２】本実施例における演算回路５３の構成要部を示
すブロック図である。

【図３】本実施例における瞬時電力計算回路７１の機能
構成を示す構成図である。

【図４】本実施例における電力・ｄＢ変換回路７２のテ
ーブルを作成するための特性グラフを模式的に表わした
模式図である。

【図５】本実施例における積分回路７３の構成要部を示
すブロック図である。

【図６】本実施例における平均化回路７４の構成要部を
示すブロック図である。

【図７】本実施例における演算回路５３における送信出
力電力情報６６の生成手順の概要を示すフロー図であ
る。

【図８】本実施例における送信出力電力情報６６と送信
出力電力の関係を模式的に示す模式図である。

【図９】本実施例における第３の送信出力電力検出信号
６５と送信出力電力の関係を模式的に示す模式図であ
る。

【図１０】従来提案されたＴＤＭＡ方式の移動通信機に
おける送信出力電力制御回路の構成の概要を示すブロッ
ク図である。

【図１１】チャネル多重数に応じた理想的な検波電圧特
性を示す模式図である。

【図１２】チャネル多重数に応じた実際の検波電圧特性
を示す模式図である。

【図１３】検波回路２０の構成要部を示す構成図であ
る。

【図１４】チャネル多重数が１ＣＨのときの送信出力電
力検出信号を示す模式図である。

【図１５】チャネル多重数が１０ＣＨのときの送信出力
電力検出信号を示す模式図である。

【符号の説明】

１５ 可変減衰器 １６ 高周波増幅器 １９ 分配器 ２０ 検波回路 ２１ Ａ／Ｄ変換器 ２２、２６ レジスタ ２７、５４₁〜５４₂ Ｄ／Ａ変換器 ５１ 第１のＩ ５２ 第１のＱ ５３ 演算回路 ５５ 第２のＩ ５６ 第２のＱ ５７ 直交変調器 ５８ 第１の高周波信号 ５９ アナログ制御信号 ６０ 第２の高周波信号 ６１ 第３の高周波信号 ６２ 第４の高周波信号 ６３ 第１の送信出力電力検出信号 ６４ 第２の送信出力電力検出信号 ６５ 第３の送信出力電力検出信号 ６６ 送信出力電力情報 ６７ ディジタル制御信号 ６８ ＣＰＵ

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−85731（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−132872（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−8768（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−64814（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−41919（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−327599（ＪＰ，Ａ) 特表 平８−510614（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04Q 7/00 - 7/38

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信信号を変調して高調波信号を生成す
   る変調手段と、 この変調手段によって生成された高周波信号を所定の電
   力値レベルで出力する信号出力手段と、 この信号出力手段によって出力される信号の電力値を検
   波電圧として検出する検波手段と、 この検波手段によって検出された検波電圧をこれに対応
   したデシベル値の第１送信出力電力値に変換するデシベ
   ル値変換手段と、 前記送信信号に基づいてデシベル値として第２送信出力
   電力値を算出する送信出力電力算出手段と、 この送信出力電力算出手段によって算出された第２送信
   出力電力値を前記信号出力手段から出力される電力値レ
   ベルに基づいたデシベル値の第３送信出力電力値に補正
   する補正手段と、 前記デシベル値変換手段によって変換されたデシベル値
   の第１送信出力電力値と補正手段によって補正されたデ
   シベル値の第３送信出力電力値との差が零となるように
   前記信号出力手段の所定の電力値レベルを変更する電力
   値レベル変更手段とを具備することを特徴とする送信電
   力制御回路。
2. 【請求項２】 互いに異なる位相を有する信号を直交変
   調して高周波信号を生成する直交変調手段と、 この直交変調手段によって生成された高周波信号を所定
   の電力値レベルで出力する信号出力手段と、 この信号出力手段によって出力される信号の電力値を検
   波電圧として検出する検波手段と、 この検波手段によって検出された検波電圧をこれに対応
   したデシベル値の第１送信出力電力値に変換するデシベ
   ル値変換手段と、 前記互いに異なる位相を有する信号に基づいてデシベル
   値として第２送信出力電力値を算出する送信出力電力算
   出手段と、 この送信出力電力算出手段によって算出された第２送信
   出力電力値を前記信号出力手段から出力される電力値レ
   ベルに基づいたデシベル値の第３送信出力電力値に補正
   する補正手段と、 前記デシベル値変換手段によって変換されたデシベル値
   の第１送信出力電力値と、補正手段によって補正された
   デシベル値の第３送信出力電力値との差が零になるよう
   に前記信号出力手段の所定の電力値レベルを変更する電
   力値レベル変更手段とを具備することを特徴とする送信
   電力制御回路。
3. 【請求項３】 前記送信出力電力算出手段は、前記互い
   に異なる位相を有する信号に基づいて瞬時電力値を算出
   する瞬時電力値算出手段と、前記瞬時電力値に対応して
   デシベル値として変換値を記憶する記憶手段とを有し、
   前記瞬時電力値算出手段によって算出された瞬時電力値
   に対応して記憶手段に記憶されている変換値を平均化し
   て前記送信出力電力値として出力することを特徴とする
   請求項２記載の送信電力制御回路。
4. 【請求項４】 前記デシベル値変換手段は、前記検波手
   段によって検出された検波電圧とデシベル値の第１送信
   出力電力値とを変換のために対応付けて記憶する第１の
   記憶手段を有し、前記検波電圧をこれに対応してこの第
   １の記憶手段に記憶されている第１送信出力電力値に変
   換することを特徴とする請求項１〜３記載の送信電力制
   御回路。
5. 【請求項５】 前記補正手段は、前記送信出力電力算出
   手段によって算出された第２送信出力電力値と前記信号
   出力手段から出力される電力値レベルに基づいたデシベ
   ル値の第３送信出力電力値とを変換のために対応付けて
   記憶する第２の記憶手段を有し、前記第２送信出力電力
   値をこれに対応してこの第２の記憶手段に記憶されてい
   る第３送信出力電力値に補正することを特徴とする請求
   項１〜４記載の送信電力制御回路。
6. 【請求項６】 前記第２の記憶手段は前記信号出力手段
   によって出力されるまでの損失分を補正するデシベル値
   の第３送信出力電力値を記憶することを特徴とする請求
   項５記載の送信電力制御回路。
7. 【請求項７】 前記送信出力電力算出手段は、所定のサ
   ンプリング時間ごとに前回サンプリング時における前記
   記憶手段に記憶されている変換値から前記検 波手段の時
   定数により決定される減算値を減算する減算手段と、前
   記記憶手段に記憶されている前記変換値と前記減算手段
   の減算結果のうち大きい方を選択する比較手段とを備
   え、この比較手段の出力値を平均化して前記送信出力電
   力値として出力することを特徴とする請求項３記載の送
   信電力制御回路。