JP3582929B2 - Ｔｄｍａデータ受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線通信で用いられるＴＤＭＡデータ受信装置に関し、特に、ＡＧＣアンプのゲイン設定誤差を減らし、高精度の受信処理を可能にしたものである。
【０００２】
【従来の技術】
移動通信などに用いられるＴＤＭＡデータ受信装置は、フェージングが存在する場合でも受信信号レベルを一定に保つことができるように自動利得制御（ＡＧＣ）回路を備えている。このＡＧＣ回路は、受信レベルに応じて、ＴＤＭＡフレームの周期で受信信号のゲインを更新し、受信レベルを調整する。
【０００３】
こうした機能を備える従来のＴＤＭＡデータ受信装置は、図１１に示すように、受信ＲＦ信号または周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子１と、後述するゲイン制御コードに従って入力された受信信号の振幅制御を行なうＡＧＣアンプ２と、ＡＧＣアンプ２の出力を周波数変換してベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを出力する直交検波部３と、この直交検波部３を構成する、入力受信信号の中心周波数に等しいキャリア信号を発生する局部発振器７とキャリア信号の位相をπ／２移相する移相器６とＡＧＣアンプ２の出力にキャリア信号または移相器６の出力信号を乗算する乗算器４、５と、直交検波部３の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するローパスフィルタ８、９と、ローパスフィルタ８、９の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１０、１１と、Ａ／Ｄ変換器１０、１１の出力信号を復調するベースバンド復調処理部１２と、ベースバンド復調処理部１２の出力である復号データを出力する復号データ出力端子１３と、受信スロット内のＡ／Ｄ変換器１０、１１の出力サンプル値より受信スロット内の平均受信レベルを測定するスロット内受信レベル測定部１４と、Ａ／Ｄ変換器１０、１１の入力信号振幅を所望の値に収束させるための一定の基準レベルを発生する基準レベル発生部１６と、スロット内受信レベル測定部１４の出力から基準レベル発生部１６の出力を減算した誤差信号を出力する減算器１７と、ＡＧＣアンプ２でのゲインの変化量を制御するためのスケーリングファクタを発生するスケーリングファクタ発生部１８と、減算器１７の出力である誤差信号とスケーリングファクタ発生部１８の出力であるスケーリングファクタとを乗算する乗算器１９と、現在の受信スロットでのＡＧＣアンプ２のゲイン制御信号と乗算器１９の出力とを加算してゲイン制御信号の値を更新する積分演算部２０と、この積分演算部２０を構成する加算器２１と１フレームの遅延器２２と、積分演算部２０の出力をゲイン制御コードに変換し、このコードを用いて１フレーム後の受信スロットでのＡＧＣアンプ２のゲインを設定するゲイン制御コード発生部２３とを備えている。
【０００４】
このＡＧＣアンプ２は、受信スロット内ではゲインの値を一定に保つ。
【０００５】
図１２は受信フレーム及びこれに対応する受信レベルを示している。いま図１２の受信フレームにおいて、ＲＸ０が自局の受信スロットであり、現在受信スロット３０を受信しているものと仮定する。ＡＧＣアンプ２が次式で示すゲイン特性を持ち、受信スロット内でこのゲインを一定に保持するものとする。
【０００６】
Ｇ（ｎ）＝Ｇ０・１０−Ｘ（ｎ）／２０ ・・・・・・・・（１）
Ｇ（ｎ）：ｎ番目の受信スロットでのＡＧＣアンプのゲイン
Ｘ（ｎ）：フレーム周期毎に更新されるゲイン制御コード
Ｇ０ ：ＡＧＣアンプの固有定数
このＡＧＣアンプ２によって振幅制御された直交検波部３への入力受信信号Ｓ（ｔ）が次式によって表されるものとする。
【０００７】
Ｉ（ｔ）：ベースバンド同相成分
Ｑ（ｔ）：ベースバンド直交成分
ｆｃ ：受信ＲＦ周波数またはＩＦ周波数
上述のＳ（ｔ）は直交検波部３を通してベースバンドに周波数変換された後、ローパスフィルタ８、９により２倍の搬送波成分が除去され、ベースバンドの同相成分Ｉ（ｔ）、直交成分Ｑ（ｔ）が検出される。Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）はＡ／Ｄ変換器１０、１１によりサンプル値列Ｉ（ｋＴｓ）、Ｑ（ｋＴｓ）（Ｔｓ：Ａ／Ｄ変換器１０、１１のサンプリング周期）に変換される。このＩ（ｋＴｓ）、Ｑ（ｋＴｓ）はベースバンド復調処理部１２に入力され、所定の復調方式に従って復調される。
【０００８】
一方、Ｉ（ｋＴｓ）、Ｑ（ｋＴｓ）はスロット内受信レベル測定部１４にも入力され、図１２に示す受信スロット３０内での平均受信レベルＲｓ（ｎ）を次式に従って計算する。
【０００９】
ｒ（ｋＴｓ）＝（Ｉ（ｋＴｓ）２＋Ｑ（ｋＴｓ）２）１／２ ・・・・（３）
（ｋ＝０，１，２，・・・，Ｍ−１）
Ｒｓ（ｎ）＝（１／Ｍ）・Σｒ（ｋＴｓ）
（Σはｋ＝０からＭ−１まで加算） ・・・・・・・（４）
ｒ（ｋＴｓ）：瞬時包絡線レベル
Ｍ ：受信スロット内でのサンプル数
なお、Ｒｓ（ｎ）におけるｎはｎ番目の受信スロットでの値であることを示す。
また、式（３）のｒ（ｋＴｓ）はｒ（ｋＴｓ）＝Ｉ（ｋＴｓ）２＋Ｑ（ｋＴｓ）２として計算してもよく、この場合は後述する基準レベルも２乗振幅として設定すればよい。
【００１０】
次に、減算器１７は、上記Ｒｓ（ｎ）と基準レベル発生部１６から出力される基準レベルＲｅｆとの間の誤差信号ｅ（ｎ）を計算する。
【００１１】
ｅ（ｎ）＝Ｒｓ（ｎ）−Ｒｅｆ ・・・・・・・（５）
なお、Ｒｅｆの値は、ＡＧＣアンプ２により入力受信信号が振幅制御され、Ｒｓ（ｎ）＝Ｒｅｆ（ｅ（ｎ）＝０）となったとき、Ａ／Ｄ変換器１０、１１の入力信号であるＩ（ｔ）、Ｑ（ｔ）が所望の振幅値（Ａ／Ｄ変換器が飽和しない程度の最大振幅値）となるように設定される。
【００１２】
次に、この誤差信号ｅ（ｎ）にスケーリングファクタＫ（Ｋ＞０）を乗算する。そして、積分演算部２０で、次式に示すよう、この乗算結果と現在の受信スロットでのゲイン制御信号Ｖ（ｎ−１）とを加算し、制御信号の値を更新する。
【００１３】
なお、現在の受信スロットでのゲイン制御信号をＶ（ｎ−１）と記述したのは、この値が１フレーム前（ｎ−１番目）の受信スロットで計算された値だからである。
【００１４】
次に、ゲイン制御コード発生部２３で、図１２に示す１フレーム後（ｎ＋１番目）の受信スロット３１でのＡＧＣアンプ２のゲインを設定するための制御コードＸ（ｎ＋１）を生成する。そして、このコードを図１２の受信スロット３１より前の所定のタイミングでＡＧＣアンプ２に供給する。なお、ここでは便宜上以下の関係が成立するものとする。
【００１５】
Ｘ（ｎ＋１）＝Ｖ（ｎ） ・・・・・・（７）
よって、式（６）、（７）よりＡＧＣアンプ２のゲイン制御コードは次式に従って更新される。
【００１６】
Ｘ（ｎ＋１）＝Ｘ（ｎ）＋Ｋ（Ｒｓ（ｎ）−Ｒｅｆ） ・・・・（８）
また、式（１）、（８）よりＡＧＣアンプ２のゲインは次式のように更新され、受信スロット３１（ｎ＋１番目の受信スロット）でのゲインＧ（ｎ＋１）が決定される。
【００１７】
Ｇ（ｎ＋１）＝Ｇ（ｎ）・１０−Ｋ（Ｒｓ（ｎ）−Ｒｅｆ）／２０ ・・・・（９）
従って、式（９）より、Ｒｓ（ｎ）と基準レベルＲｅｆとの間の誤差が小さくなるようにＡＧＣアンプ２のゲインが制御されることが分かる。
【００１８】
このように、従来のＴＤＭＡデータ受信装置においても、図１２に示す受信レベル３２のように、受信スロット３０及び１フレーム後の受信スロット３１における受信レベルがほぼ等しい時には高精度なＡＧＣ動作が実現できる。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来のＴＤＭＡデータ受信装置では、図１２に示す受信レベル３３のように、自局の受信スロット３０にレイリーフェージングに起因したノッチがぶつかり、１フレーム後の受信スロット３１で受信レベルが高くなった場合には、受信スロット３０での受信レベルから決定された１フレーム後のＡＧＣアンプのゲインＧ（ｎ＋１）は、受信スロット３１での受信レベルに対しては過大なゲインを与えることになり、Ａ／Ｄ変換器１０、１１に対して過大入力が生じてしまうという問題があった。
【００２０】
また、この過大入力によるＡ／Ｄ変換器での飽和を避けるために基準レベルＲｅｆを必要以上に小さな値に設定すると、通常動作時においてＡ／Ｄ変換による量子化誤差が増加し、受信感度が劣化してしまうという問題があった。
【００２１】
本発明は、こうした従来の問題点を解決するものであり、フェージングに起因する受信レベルのノッチの影響を緩和し、受信装置の移動などに伴う低速での受信レベル変動だけに追従する高精度なＡＧＣ動作を行なうことができるＴＤＭＡデータ受信装置を提供することを目的としている。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明のＴＤＭＡデータ受信装置では、複数の受信スロットにおけるスロット内平均受信レベルの移動平均を取る手段を設けたり、スロット内平均受信レベルが急激に低下した受信スロットを除いてＡＧＣ手段のゲイン制御を行なう手段を設けたり、あるいは、スロット内平均受信レベルが急激に低下したときにスケーリングファクタを小さい値に変更する手段を設けている。
【００２３】
そのため、受信レベルのノッチの影響が緩和され、受信レベルの低速での変動だけに追従する高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、入力する受信信号の振幅を制御するＡＧＣ手段を具備し、自局宛受信スロットの受信レベルを測定し、この測定結果に基づいて次のフレームの自局宛受信スロットに対するＡＧＣ手段のゲインを設定するＴＤＭＡデータ受信装置において、自局宛受信スロットの受信スロット内平均受信レベルを測定するスロット内受信レベル測定手段と、現在の受信スロットのスロット内平均受信レベルを１フレーム前のスロット内平均受信レベルで除算し、除算結果が設定された閾値より小さいか否かを判定するレベル差判定手段と、レベル差判定手段がこの除算結果を閾値より小さいと判定した場合に、現在の受信スロットのスロット内平均受信レベルとして１フレーム前のスロット内平均受信レベルを出力し、レベル差判定手段の判定がそれ以外の場合に、現在の受信スロットのスロット内平均受信レベルをそのまま出力するスロット内受信レベル置換手段とを設け、スロット内受信レベル置換手段の出力に基づいてＡＧＣ手段のゲインを制御するようにしたものであり、ノッチを含む受信レベルの受信スロットを取り除くことにより、ノッチの影響を排除することができる。
【００２７】
請求項２に記載の発明は、このスロット内受信レベル置換手段の出力を対数値に変換するリニア−ログ変換手段を設け、リニア−ログ変換手段の出力を用いてＡＧＣ手段のゲインを制御するようにしたものであり、請求項１の機能を、対数値（デシベル値）によりＡＧＣ手段のゲイン制御を行なう制御系に適用できるようにしている。
【００２８】
請求項３に記載の発明は、スロット内受信レベル置換手段における現在の受信スロットからＮ−１フレーム前の受信スロットまでの出力の移動平均を演算するスロット間平均演算手段を設け、このスロット間平均演算手段の出力を用いてＡＧＣ手段のゲインを制御するようにしたものであり、ノッチを含む受信レベルの受信スロットを取り除き、且つ、複数の受信スロットの移動平均を取ることにより、ノッチの影響を排除している。
【００２９】
請求項４に記載の発明は、スロット間平均演算手段の演算結果を対数値に変換するリニア−ログ変換手段を設け、リニア−ログ変換手段の出力を用いてＡＧＣ手段のゲインを制御するようにしたものであり、請求項３の機能を、対数値（デシベル値）によりＡＧＣ手段のゲイン制御を行なう制御系に適用できるようにしている。
【００３０】
請求項５に記載の発明は、入力する受信信号の振幅を制御するＡＧＣ手段を具備し、自局宛受信スロットの受信レベルを測定し、この測定結果に基づいて次のフレームの自局宛受信スロットに対するＡＧＣ手段のゲインを設定するＴＤＭＡデータ受信装置において、自局宛受信スロットの受信スロット内平均受信レベルを測定するスロット内受信レベル測定手段と、現在の受信スロットのスロット内平均受信レベルを１フレーム前のスロット内平均受信レベルで除算し、除算結果が設定された閾値より小さいか否かを判定するレベル差判定手段と、現在の受信スロットからＮ−１フレーム前の受信スロットまでのスロット内平均受信レベルの移動平均を演算するスロット間平均演算手段と、ＡＧＣ手段のゲインの変化量を制御するスケーリングファクタを複数個有し、レベル差判定手段の判定結果を基にこのスケーリングファクタを選択するスケーリングファクタ発生手段とを設け、スロット間平均演算手段の演算結果とスケーリングファクタ発生手段の選択したスケーリングファクタとを用いてＡＧＣ手段のゲインを制御するようにしたものであり、複数の受信スロットの移動平均を取るとともに、ノッチが存在する場合にスケーリングファクタとして小さい値を用いることにより、ノッチの影響を緩和している。
【００３１】
請求項６に記載の発明は、スロット間平均演算手段の演算結果を対数値に変換するリニア−ログ変換手段を設け、リニア−ログ変換手段の出力とスケーリングファクタ発生手段の選択したスケーリングファクタとを用いてＡＧＣ手段のゲインを制御するようにしたものであり、請求項７の機能を、対数値（デシベル値）によりＡＧＣ手段のゲイン制御を行なう制御系に適用できるようにしている。
【００３４】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
【００３５】
（第１の実施の形態）
第１の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、図１に示すように、スロット内受信レベル測定部１４から出力されるスロット内平均受信レベルを用いて、現在の受信スロットからＮ−１フレーム前の受信スロットまでのスロット内平均受信レベルの移動平均演算を行ない、この演算結果を現在の受信スロットでの平均受信レベルとして減算器１７に出力するスロット間平均演算部１５を備えている。その他の構成は従来の装置（図１１）と変わりがない。
【００３６】
次に、この受信装置の動作について説明する。
【００３７】
いま、図１２の受信フレームにおいて、ＲＸＯが自局の受信スロットであり、現在受信スロット３０を受信しているものと仮定する。
【００３８】
ＡＧＣアンプ２、直交検波部３、Ａ／Ｄ変換器１０、１１は、従来の装置と同じ動作を行ない、また、Ａ／Ｄ変換器１０、１１からサンプル値列Ｉ（ｋＴｓ）、Ｑ（ｋＴｓ）（Ｔｓ：Ａ／Ｄ変換器１０、１１のサンプリング周期）が入力するスロット内受信レベル測定部１４も、従来の装置と同じように、受信スロット３０内での平均受信レベルＲｓ（ｎ）を次式に従って計算する。
【００３９】
ｒ（ｋＴｓ）＝（Ｉ（ｋＴｓ）２＋Ｑ（ｋＴｓ）２）１／２ ・・・・（３）
（ｋ＝０，１，２，・・・，Ｍ−１）
Ｒｓ（ｎ）＝（１／Ｍ）・Σｒ（ｋＴｓ） ・・・・・・・（４）
（Σはｋ＝０からＭ−１まで加算）
ｒ（ｋＴｓ）：瞬時包絡線レベル
Ｍ ：受信スロット内でのサンプル数
なお、Ｒｓ（ｎ）におけるｎはｎ番目の受信スロットでの値であることを示す。
また、式（３）のｒ（ｋＴｓ）はｒ（ｋＴｓ）＝（Ｉ（ｋＴｓ）２＋Ｑ（ｋＴｓ）２）として計算してもよく、この場合は後述する基準レベルも２乗振幅として設定すればよい。
【００４０】
次に、スロット間平均演算部１５は、現在の受信スロットからＮ−１フレーム前の受信スロットまでのスロット内平均受信レベルを用いて、次式に示すような移動平均演算を行ない、この演算結果を現在の受信スロットでの平均受信レベルとして出力する。
【００４１】
Ｒａｖｅ（ｎ）＝（１／Ｎ）・ΣＲｓ（ｎ−ｋ） ・・・・・・・（１０）
（Σはｋ＝０からＮ−１まで加算）
Ｎ：移動平均演算を行なう受信スロット数（Ｎ≧１）
次に、減算器１７は、Ｒａｖｅ（ｎ）と基準レベル発生部１６から出力される基準レベルＲｅｆとの間の誤差信号ｅ（ｎ）を次式により計算する。
【００４２】
ｅ（ｎ）＝Ｒａｖｅ（ｎ）−Ｒｅｆ ・・・・・・（１１）
次に、この誤差信号ｅ（ｎ）にスケーリングファクタＫ（Ｋ＞０）を乗算する。そして、積分演算部２０は、次式に示すよう、この乗算結果を現在の受信スロットでのゲイン制御信号Ｖ（ｎ−１）に加算し、制御信号の値を更新する。
【００４３】
次に、ゲイン制御コード発生部２３は、図１２に示す１フレーム後（ｎ＋１番目）の受信スロット３１でのＡＧＣアンプ２のゲインを設定するための制御コードＸ（ｎ＋１）を式（１３）により更新し、このコードを受信スロット３１より前の所定のタイミングでＡＧＣアンプ２に供給する。なお、ここでは便宜上、Ｘ（ｎ＋１）＝Ｖ（ｎ）の関係が成立するものとする。
【００４４】
Ｘ（ｎ＋１）＝Ｘ（ｎ）＋Ｋ（Ｒａｖｅ（ｎ）−Ｒｅｆ）・・・・（１３）
また、式（１）、（１３）よりＡＧＣアンプ２のゲインは次式のように更新され、受信スロット３１（ｎ＋１番目の受信スロット）のゲインＧ（ｎ＋１）が決定される。
【００４５】
Ｇ（ｎ＋１）＝Ｇ（ｎ）・１０−Ｋ（Ｒａｖｅ（ｎ）−Ｒｅｆ）／２０ ・・・・（１４）
従って、式（１４）より、Ｒａｖｅ（ｎ）と基準レベルＲｅｆとの間の誤差が小さくなるようにＡＧＣアンプ２のゲインが制御されることが分かる。
【００４６】
このように、第１の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置では、スロット間平均演算部１５において式（１０）に示すスロット間移動平均演算を行ない、この演算結果を現在の受信スロットでの平均受信レベルとしているため、図１２に示す受信レベル３３のように自局の受信スロット３０にレイリーフェージングに起因した受信レベルのノッチがぶつかり、１フレーム後の受信スロット３１で受信レベルが高くなった場合でも、ノッチの影響が緩和され、受信装置の移動などに伴う受信レベルの低速での変動だけに追随する高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【００４７】
（第２の実施の形態）
第２の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、対数値でＡＧＣアンプのゲイン制御を行なう制御系に適応できるようにしたものであり、図２に示すように、スロット間平均演算部１５の出力を対数値（デシベル値）に変換するリニア−ログ変換部２４を備えている。その他の構成は第１の実施形態（図１）と変わりがない。
【００４８】
この装置では、ＡＧＣアンプ２が次式（１５）に示すゲイン特性を持ち、受信スロット内において、このゲインを一定に保つ。
Ｇ（ｎ）＝Ｇ０・１０−ＸＬ（ｎ）／２０ ・・・・・・・（１５）
Ｇ（ｎ）：ｎ番目の受信スロットでのＡＧＣアンプのゲイン
ＸＬ（ｎ）：フレーム周期毎に更新されるゲイン制御コード
Ｇ０ ：ＡＧＣアンプの固有定数。
【００４９】
直交検波部３、Ａ／Ｄ変換器１０、１１、スロット間平均演算部１５は、第１の実施形態と同じ動作を行ない、スロット間平均演算部１５は、移動平均を次式
Ｒａｖｅ（ｎ）＝（１／Ｎ）・ΣＲｓ（ｎ−ｋ） ・・・・・・・（１０）
（Σはｋ＝０からＮ−１まで加算）
Ｎ：移動平均演算を行なう受信スロット数（Ｎ≧１）
によって演算し、その演算結果を現在の受信スロットでの平均受信レベルとして出力する。リニア−ログ変換部２４は、このＲａｖｅ（ｎ）を次式に示すような対数値（デシベル値）に変換する。
【００５０】
Ｌａｖｅ（ｎ）＝２０ｌｏｇ１０（Ｒａｖｅ（ｎ）） ・・・・・・・（１６）
次に、減算器１７は、このＬａｖｅ（ｎ）と、基準レベル発生部１６から出力される基準レベルＲｅｆの対数値との間の誤差信号ｅ（ｎ）を次式（１７）により計算する。
【００５１】
なお、Ｒｅｆの値は、従来の装置と同様、ＡＧＣアンプ２により入力受信信号が振幅制御され、Ｒａｖｅ（ｎ）＝Ｒｅｆ（ｅ（ｎ）＝０）となったとき、Ａ／Ｄ変換器１０、１１の入力信号であるＩ（ｔ）、Ｑ（ｔ）が所望の振幅値（Ａ／Ｄ変換器が飽和しない程度の最大振幅値）となるように設定する。
【００５２】
次に、この誤差信号ｅ（ｎ）にスケーリングファクタＫ（Ｋ＞０）を乗算する。積分演算部２０は、次式に示すよう、この乗算結果と現在の受信スロットでのゲイン制御信号ＶＬ（ｎ−１）とを加算し、制御信号の値を更新する。
【００５３】
なお、現在の受信スロットでのゲイン制御信号をＶＬ（ｎ−１）と記述したのは、この値が１フレーム前（ｎ−１番目）の受信スロットで計算された値だからである。
【００５４】
次に、ゲイン制御コード発生部２６は、図１２に示す１フレーム後（ｎ＋１番目）の受信スロット３１でのＡＧＣアンプ２のゲインを設定するための制御コードＸＬ（ｎ＋１）を生成する。そして、このコードを受信スロット３１より前の所定のタイミングでＡＧＣアンプ２に供給する。なお。ここでは便宜上以下の関係が成立するものとする。
【００５５】
ＸＬ（ｎ＋１）＝ＶＬ（ｎ） ・・・・・・（１９）
よって、式（１８）、（１９）より、ＡＧＣアンプ２のゲイン制御コードは次式に従って更新される。
【００５６】
また、式（１５）、（２０）よりＡＧＣアンプ２のゲインは次式のように更新され、受信スロット３１（ｎ＋１番目の受信スロット）でのゲインＧ（ｎ＋１）が決定される。
【００５７】
Ｇ（ｎ＋１）＝Ｇ（ｎ）（Ｒｅｆ／Ｒａｖｅ（ｎ））Ｋ ・・・・（２１）従って、式（２１）より、Ｒａｖｅ（ｎ）が基準レベルＲｅｆの値に近づくようにＡＧＣアンプ２のゲインが制御されることが分かる。
【００５８】
このように、第２の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、対数値（デシベル値）でＡＧＣアンプのゲイン制御を行なう制御系を備えた装置であって、自局の受信スロットにレイリーフェージングに起因する受信レベルのノッチがぶつかった場合に、ノッチの影響を緩和し、受信レベルの低速での変動だけに追従する高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【００５９】
（第３の実施の形態）
第３の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、受信スロットがノッチにぶつかったとき、スロット内平均受信レベルとして、ノッチにぶつからなかった受信スロットでのスロット内平均受信レベルを代わりに用いるようにしている。
【００６０】
この受信装置は、図３に示すように、現在の受信スロットでのスロット内平均受信レベルを１フレーム前のスロット内平均受信レベルで除算し、その結果が設定された閾値より小さいか否かを判定するレベル差判定部２７と、レベル差判定部２７において除算結果が閾値より小さいと判定された場合に限り、フェージングによる受信レベルのノッチに起因して現在の受信スロットでのスロット内平均受信レベルが小さくなったと判断し、現在の受信スロットでのスロット内平均受信レベルを１フレーム前のスロット内平均受信レベルに置き換えるスロット内受信レベル置換部３４を備えている。その他の構成は第１の実施形態（図１）と変わりがない。
【００６１】
この受信装置では、スロット内受信レベル測定部１４が、図１２に示す受信スロット３０内での平均受信レベルＲｓ（ｎ）を次式に従って計算する。
【００６２】
ｒ（ｋＴｓ）＝（Ｉ（ｋＴｓ）２＋Ｑ（ｋＴｓ）２）１／２ ・・・・（３）
（ｋ＝０，１，２，・・・，Ｍ−１）
Ｒｓ（ｎ）＝（１／Ｍ）・Σｒ（ｋＴｓ） ・・・・・・・（４）
（Σはｋ＝０からＭ−１まで加算）
ｒ（ｋＴｓ）：瞬時包絡線レベル
Ｍ ：受信スロット内でのサンプル数。
【００６３】
次に、レベル差判定部２７は、次式（２２）に示すように、現在の受信スロットでのスロット内平均受信レベルＲｓ（ｎ）を１フレーム前のスロット内平均受信レベルＲｓ（ｎ−１）で除算し、除算結果Ｄが設定された閾値Ｖｔｈより小さいか否かを判定する。
【００６４】
Ｄ＝Ｒｓ（ｎ）／Ｒｓ（ｎ−１） ・・・・・・（２２）
スロット内受信レベル置換部３４は、レベル判定部２７が、除算結果Ｄについて閾値Ｖｔｈより小さいと判定した場合に限り、フェージングによる受信レベルのノッチに起因して現在の受信スロットでのスロット内平均受信レベルが小さくなったと判断し、現在の受信スロットでのスロット内平均受信レベルＲｓ（ｎ）を１フレーム前のスロット内平均受信レベルＲｓ（ｎ−１）に置き換える。即ち、スロット内受信レベル置換部３４の出力Ｒｃ（ｎ）は次のようになる。
【００６５】
Ｄ≧Ｖｔｈ ： Ｒｃ（ｎ）＝Ｒｓ（ｎ） ・・・・・（２３ａ）
Ｄ＜Ｖｔｈ ： Ｒｃ（ｎ）＝Ｒｓ（ｎ−１） ・・・・・（２３ｂ）
減算器１７は、スロット内受信レベル置換部３４の出力Ｒｃ（ｎ）と基準レベル発生部１６から出力される基準レベルＲｅｆとの間の誤差信号ｅ（ｎ）を次式（２４）により計算する。
【００６６】
ｅ（ｎ）＝Ｒｃ（ｎ）−Ｒｅｆ ・・・・・・（２４）
次に、乗算器１９は、この誤差信号ｅ（ｎ）にスケーリングファクタＫ（Ｋ＞０）を乗算し、積分演算部２０は、次式（２５）に示すように、この乗算結果と現在の受信スロットでのゲイン制御信号Ｖ（ｎ−１）とを加算し、制御信号の値を更新する。
【００６７】
ゲイン制御コード発生部２３は、１フレーム後（ｎ＋１番目）の受信スロット３１でのＡＧＣアンプ２のゲインを設定するための制御コードＸ（ｎ＋１）を生成し、このコードを受信スロット３１より前の所定のタイミングでＡＧＣアンプ２に供給する。
【００６８】
そのため、式（２５）、（７）よりＡＧＣアンプ２のゲイン制御コードは次式に従って更新される。
【００６９】
Ｘ（ｎ＋１）＝Ｘ（ｎ）＋Ｋ（Ｒｃ（ｎ）−Ｒｅｆ） ・・・・（２６）
また、式（１）、（２６）よりＡＧＣアンプ２のゲインは次式のように更新され、受信スロット３１（ｎ＋１番目の受信スロット）でのゲインＧ（ｎ＋１）が決定される。
【００７０】
Ｇ（ｎ＋１）＝Ｇ（ｎ）・１０−Ｋ（Ｒｃ（ｎ）−Ｒｅｆ）／２０ ・・・・（２７）
従って、式（２７）より、Ｒｃ（ｎ）と基準レベルＲｅｆとの間の誤差が小さくなるようにＡＧＣアンプ２のゲインが制御されることが分かる。
【００７１】
このように、第３の実施形態のＴＤＭＡ受信装置では、図１２に示す受信レベル３３のように、自局の受信スロット３０に受信レベルのノッチがぶつかり、１フレーム後の受信スロット３１で受信レベルが高くなる場合でも、レベル差判定部２７が受信レベルのノッチを検出し、ノッチにぶつかった受信スロットでのスロット内平均受信レベルを１フレーム前のスロット内平均受信レベルで置き換えているため、ノッチの影響が取り除かれる。従って、受信レベルの低速での変動だけに追随する高精度のＡＧＣ動作を行なうことができる。
【００７２】
（第４の実施の形態）
第４の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、第３の実施形態の構成を、対数値でＡＧＣアンプのゲインを制御する受信装置に適用できるようにしたものであり、図４に示すように、スロット内受信レベル置換部３４の出力を対数値（デシベル値）に変換するリニア−ログ変換部２４を備えている。その他の構成は、第３の実施形態（図３）と変わりがない。
【００７３】
この受信装置では、ＡＧＣアンプ２が、第２の実施形態と同じように、
Ｇ（ｎ）＝Ｇ０・１０−ＸＬ（ｎ）／２０ ・・・・（１５）
のゲイン特性を持つ。
【００７４】
また、スロット内受信レベル置換部３４が次式
Ｄ≧Ｖｔｈ ： Ｒｃ（ｎ）＝Ｒｓ（ｎ） ・・・・・（２３ａ）
Ｄ＜Ｖｔｈ ： Ｒｃ（ｎ）＝Ｒｓ（ｎ−１） ・・・・・（２３ｂ）
によりＲｃ（ｎ）を出力すると、リニア−ログ変換部２４は、スロット内受信レベル置換部３４の出力Ｒｃ（ｎ）を次式に示すように対数値（デシベル値）に変換する。
【００７５】
Ｌｃ（ｎ）＝２０ｌｏｇ１０（Ｒｃ（ｎ）） ・・・・・・（２８）
次に、減算器１７は、このＬｃ（ｎ）と基準レベル発生部１６から出力される基準レベルＲｅｆの対数値との間の誤差信号ｅ（ｎ）を次式により計算する。
【００７６】
乗算器１９は、この誤差信号ｅ（ｎ）とスケーリングファクタＫ（Ｋ＞０）とを乗算する。積分演算部２０は、この乗算結果と現在の受信スロットでのゲイン制御信号ＶＬ（ｎ−１）とを次式によって加算し、制御信号の値を更新する。
【００７７】
次に、ゲイン制御コード発生部２６は、１フレーム後（ｎ＋１番目）の受信スロット３１でのＡＧＣアンプ２のゲインを設定するための制御コードＸＬ（ｎ＋１）を生成し、受信スロット３１を受信する前の所定のタイミングでＡＧＣアンプ２に供給する。なお、ここでは便宜上以下の関係が成立するものとする。
【００７８】
ＸＬ（ｎ＋１）＝ＶＬ（ｎ） ・・・・（１９）
この式（３０）、（１９）よりＡＧＣアンプ２のゲイン制御コードは次式に従って更新される。
【００７９】
また、式（１５）、（３１）よりＡＧＣアンプ２のゲインは次式のように更新され、受信スロット３１（ｎ＋１番目の受信スロット）でのゲインＧ（ｎ＋１）が決定される。
【００８０】
Ｇ（ｎ＋１）＝Ｇ（ｎ）（Ｒｅｆ／Ｒｃ（ｎ））Ｋ ・・・・（３２）
従って、式（３２）より、Ｒｃ（ｎ）が基準レベルＲｅｆの値に近づくようにＡＧＣアンプ２のゲインが制御されることが分かる。
【００８１】
このように、第４の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、対数値（デシベル値）でＡＧＣアンプのゲイン制御を行なう制御系を持つ受信装置において、ノッチの影響を取り除き、受信レベルの低速での変動だけに追従する高精度なＡＧＣ動作を可能にする。
【００８２】
（第５の実施の形態）
第５の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、第３の実施形態において、平均受信レベルを複数の受信スロットの移動平均から求めるように構成したものであり、図５に示すように、現在の受信スロットからＮ−１フレーム前の受信スロットまでのスロット内受信レベル置換部３４の出力を移動平均し、この演算結果を現在の受信スロットでの平均受信レベルとして出力するスロット間平均演算部２８を備えている。その他の構成は第３の実施形態（図３）と変わりがない。
【００８３】
この受信装置では、スロット内受信レベル置換部３４が次式
Ｄ≧Ｖｔｈ ： Ｒｃ（ｎ）＝Ｒｓ（ｎ） ・・・・・（２３ａ）
Ｄ＜Ｖｔｈ ： Ｒｃ（ｎ）＝Ｒｓ（ｎ−１） ・・・・・（２３ｂ）
によりＲｃ（ｎ）を出力すると、スロット間平均演算部２８は、現在の受信スロットからＮ−１フレーム前の受信スロットまでのスロット内受信レベル置換部３４の出力を、次式に示すように移動平均演算を行ない、この演算結果を現在の受信スロットでの平均受信レベルとして出力する。
【００８４】
Ｒｃａｖｅ（ｎ）＝（１／Ｎ）・Σ Ｒｃ（ｎ−ｋ）・・・・・・（３３）
（Σはｋ＝０からＮ−１まで加算）
Ｎ：移動平均演算を行なう受信スロット数（Ｎ≧１）
減算器１７は、このＲｃａｖｅ（ｎ）と基準レベル発生部１６から出力される基準レベルＲｅｆとの間の誤差信号ｅ（ｎ）を次式により計算する。
【００８５】
ｅ（ｎ）＝Ｒｃａｖｅ（ｎ）−Ｒｅｆ ・・・・・（３４）
乗算器１９は、この誤差信号ｅ（ｎ）とスケーリングファクタＫ（Ｋ＞０）とを乗算し、積分演算部２０は、次式に示すように、この乗算結果と現在の受信スロットでのゲイン制御信号Ｖ（ｎ−１）とを加算し、制御信号の値を更新する。
【００８６】
ゲイン制御コード発生部２３は、１フレーム後（ｎ＋１番目）の受信スロット３１でのＡＧＣアンプ２のゲインを設定するための制御コードＸ（ｎ＋１）を生成し、その受信スロット３１の受信より前の所定のタイミングでＡＧＣアンプ２に供給する。
【００８７】
ＡＧＣアンプ２のゲイン制御コードは次式に従って更新される。
【００８８】
Ｘ（ｎ＋１）＝Ｘ（ｎ）＋Ｋ（Ｒｃａｖｅ（ｎ）−Ｒｅｆ）・・・・（３６）
また、ＡＧＣアンプ２のゲインは次式のように更新され、受信スロット３１（ｎ＋１番目の受信スロット）でのゲインＧ（ｎ＋１）が決定される。
【００８９】
Ｇ（ｎ＋１）＝Ｇ（ｎ）・１０−Ｋ（Ｒｃａｖｅ（ｎ）−Ｒｅｆ）／２０ ・・・・（３７）
従って、式（３７）より、Ｒｃａｖｅ（ｎ）と基準レベルＲｅｆとの間の誤差が小さくなるようにＡＧＣアンプ２のゲインが制御されることが分かる。
【００９０】
このように、第５の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、自局の受信スロット３０にレイリーフェージングに起因した受信レベルのノッチがぶつかり、１フレーム後の受信スロット３１で受信レベルが高くなる場合でも、ノッチのぶつかった受信スロットでのスロット内平均受信レベルを１フレーム前のスロット内平均受信レベルで置き換えるとともに、複数の受信スロットに渡る移動平均を取っているため、ノッチの影響が取り除かれ、低速の受信レベル変動にだけ追従する高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【００９１】
（第６の実施の形態）
第６の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、第５の実施形態の構成を、対数値でＡＧＣアンプのゲインを制御する受信装置に適用できるようにしたものであり、図６に示すように、スロット間平均演算部２８の出力を対数値（デシベル値）に変換するリニア−ログ変換部２４を備えている。その他の構成は、第５の実施形態（図５）と変わりがない。
【００９２】
この受信装置のリニア−ログ変換部２４は、スロット間平均演算部２８が、式（３３）によって演算し、出力する平均受信レベルＲｃａｖｅ（ｎ）を、次式に示すように対数値（デシベル値）に変換する。
【００９３】
Ｌｃａｖｅ（ｎ）＝２０ｌｏｇ１０（Ｒｃａｖｅ（ｎ）） ・・・・・（３４）
減算器１７は、このＬｃａｖｅ（ｎ）と基準レベル発生部１６から出力される基準レベルＲｅｆの対数値との間の誤差信号ｅ（ｎ）を計算する。
【００９４】
乗算器１９は、この誤差信号ｅ（ｎ）とスケーリングファクタＫ（Ｋ＞０）とを乗算し、積分演算部２０は、ゲイン制御信号の値を次式によって更新する。
【００９５】
また、ゲイン制御コード発生部２６は、ＡＧＣアンプ２のゲイン制御コードを次式によって更新する。
【００９６】
ＡＧＣアンプ２のゲインは次式のように更新され、受信スロット３１（ｎ＋１番目の受信スロット）でのゲインＧ（ｎ＋１）が決定される。
【００９７】
Ｇ（ｎ＋１）＝Ｇ（ｎ）（Ｒｅｆ／Ｒｃａｖｅ（ｎ））Ｋ ・・・・（３８）
このように、第６の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、対数値（デシベル値）でＡＧＣアンプのゲイン制御を行なう制御系を持つ受信装置において、ノッチのぶつかった受信スロットでのスロット内平均受信レベルを１フレーム前のスロット内平均受信レベルで置き換えるとともに、複数の受信スロットに渡る移動平均を取ることにより、ノッチの影響を取り除き、低速の受信レベル変動にだけ追従する高精度なＡＧＣ動作を行なわせることができる。
【００９８】
（第７の実施の形態）
第７の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、受信スロットにノッチがぶつかった場合に、スケーリングファクタを小さい値に切り換える。
【００９９】
この受信装置は、図７に示すように、現在の受信スロットでのスロット内平均受信レベルを１フレーム前のスロット内平均受信レベルで除算し、その結果が設定された閾値より小さいか否かを判定し、閾値よりも小さい場合に、フェージングによる受信レベルのノッチに起因して現在の受信スロットでのスロット内平均受信レベルが小さくなったと判断し、その結果をスケーリングファクタ発生部２９に伝えるレベル差判定部２７と、ＡＧＣアンプ２でのゲインの変化量を制御するための値として異なる２つのスケーリングファクタを持ち、レベル差判定部２７の判定結果に応じて、出力するスケーリングファクタの値を選択するスケーリングファクタ発生部２９とを備えている。その他の構成は第１の実施形態（図１）と変わりがない。
【０１００】
スケーリングファクタ発生部２９は、レベル差判定部２７が、受信レベルのノッチにぶつかったと判定した場合に、小さい値のスケーリングファクタを選択し、そうでない場合に、大きい値のスケーリングファクタを選択する。
【０１０１】
この受信装置では、スロット内受信レベル測定部１４が、受信スロット３０内での平均受信レベルＲｓ（ｎ）を次式（３）（４）
ｒ（ｋＴｓ）＝（Ｉ（ｋＴｓ）２＋Ｑ（ｋＴｓ）２）１／２ ・・・・（３）
（ｋ＝０，１，２，・・・，Ｍ−１）
Ｒｓ（ｎ）＝（１／Ｍ）・Σ ｒ（ｋＴｓ） ・・・・・・・（４）
（Σはｋ＝１からＭ−１まで加算）
ｒ（ｋＴｓ）：瞬時包絡線レベル
Ｍ ：受信スロット内でのサンプル数
により計算すると、レベル差判定部２７は、次式（２２）に示すように、現在の受信スロットでのスロット内平均受信レベルＲｓ（ｎ）を１フレーム前のスロット内平均受信レベルＲｓ（ｎ−１）で除算し、除算結果Ｄが設定された閾値Ｖｔｈより小さいか否かを判定する。
【０１０２】
Ｄ＝Ｒｓ（ｎ）／Ｒｓ（ｎ−１） ・・・・・・（２２）
レベル差判定部２７は、この判定した結果をスケーリングファクタ発生部２９に伝える。スケーリングファクタ発生部２９は、ＡＧＣアンプ２でのゲインの変化量を制御するための値として、異なる２つのスケーリングファクタＫ１、Ｋ２（Ｋ１，Ｋ２＞０、Ｋ１＜Ｋ２）を持ち、レベル差判定部２７での判定結果がＤ＜Ｖｔｈの場合には、フェージングに起因した受信レベルのノッチにぶつかったと判断して、小さい値のスケーリングファクタＫ１を選択し、また、Ｄ≧Ｖｔｈの場合には、大きい値のスケーリングファクタＫ２を選択して出力する。
【０１０３】
一方、スロット内受信レベル測定部１４から受信スロット３０内の平均受信レベルＲｓ（ｎ）が入力したスロット間平均演算部１５は、現在の受信スロットからＮ−１フレーム前の受信スロットまでのスロット内平均受信レベルの移動平均を次式（１０）によって演算し、この演算結果を現在の受信スロットでの平均受信レベルとして出力する。
【０１０４】
Ｒａｖｅ（ｎ）＝（１／Ｎ）・Σ Ｒｓ（ｎ−ｋ） ・・・・・・・（１０）
（Σはｋ＝０からＮ−１まで加算）
Ｎ：移動平均演算を行なう受信スロット数（Ｎ≧１）
減算器１７は、このＲａｖｅ（ｎ）と基準レベル発生部１６から出力される基準レベルＲｅｆとの間の誤差信号ｅ（ｎ）を
ｅ（ｎ）＝Ｒａｖｅ（ｎ）−Ｒｅｆ ・・・・・・（１１）
により計算し、乗算器１９は、この誤差信号ｅ（ｎ）とスケーリングファクタ発生部２９から出力されるスケーリングファクタＫｉ（ｉ＝１または２）とを乗算し、積分演算部２０は、この乗算結果と現在の受信スロットでのゲイン制御信号Ｖ（ｎ−１）とを加算して、次式（３９）により、制御信号の値を更新する。
【０１０５】
ゲイン制御コード発生部２３は、１フレーム後（ｎ＋１番目）の受信スロット３１でのＡＧＣアンプ２のゲインを設定するための制御コードＸ（ｎ＋１）を次式に従って更新する。
【０１０６】
Ｘ（ｎ＋１）＝Ｘ（ｎ）＋Ｋｉ（Ｒａｖｅ（ｎ）−Ｒｅｆ）・・・・（４０）
また、ＡＧＣアンプ２のゲインは次式のように更新され、受信スロット３１（ｎ＋１番目の受信スロット）でのゲインＧ（ｎ＋１）が決定される。
【０１０７】
Ｇ（ｎ＋１）＝Ｇ（ｎ）・１０−Ｋｉ（Ｒａｖｅ（ｎ）−Ｒｅｆ）／２０ ・・・・（４１）
従って、式（４１）より、Ｒａｖｅ（ｎ）と基準レベルＲｅｆとの間の誤差が小さくなるようにＡＧＣアンプ２のゲインが制御されることが分かる。また、同式より、スケーリングファクタＫｉの値を切り換えることによりゲインの変化量を制御することができ、例えば受信レベルのノッチが生じた場合でも、Ｋｉを小さな値に切り換えることによってゲインの過剰増加を押さえることができるということが分かる。
【０１０８】
このように、第７の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、図１２に示す受信レベル３３のように、自局の受信スロット３０にレイリーフェージングに起因する受信レベルのノッチがぶつかり、１フレーム後の受信スロット３１で受信レベルが高くなる場合でも、レベル差判定部２７でこのノッチを検出し、ＡＧＣアンプのゲイン変化量を制御するスケーリングファクタの値を切り換えることにより、ノッチの影響を緩和し、受信レベルの低速での変動だけに追従する高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【０１０９】
（第８の実施の形態）
第８の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、第７の実施形態の構成を、対数値でＡＧＣアンプのゲインを制御する受信装置に適用できるようにしたものであり、図８に示すように、スロット間平均演算部１５の出力を対数値（デシベル値）に変換するリニア−ログ変換部２４を備えている。その他の構成は、第７の実施形態（図７）と変わりがない。
【０１１０】
このリニア−ログ変換部２４は、スロット間平均演算部１５が出力する移動平均の演算結果
Ｒａｖｅ（ｎ）＝（１／Ｎ）・Σ Ｒｓ（ｎ−ｋ） ・・・・・・・（１０）
（Σはｋ＝０からＮ−１まで加算）
Ｎ：移動平均演算を行なう受信スロット数（Ｎ≧１）
を、次式に示すような対数値（デシベル値）に変換する。
【０１１１】
Ｌａｖｅ（ｎ）＝２０ｌｏｇ１０（Ｒａｖｅ（ｎ）） ・・・・・・（１６）
減算器１７は、このＬａｖｅ（ｎ）と基準レベル発生部１６から出力される基準レベルＲｅｆの対数値との間の誤差信号ｅ（ｎ）を
により計算し、乗算器１９は、この誤差信号ｅ（ｎ）とスケーリングファクタ発生部２９から出力されるスケーリングファクタＫｉ（ｉ＝１または２）とを乗算し、積分演算部２０は、この乗算結果と現在の受信スロットでのゲイン制御信号ＶＬ（ｎ−１）とを加算して、次式（４２）により、制御信号の値を更新する。
【０１１２】
このときＡＧＣアンプ２のゲイン制御コードは次式に従って更新される。
【０１１３】
また、ＡＧＣアンプ２のゲインは次式のように更新され、受信スロット３１（ｎ＋１番目の受信スロット）でのゲインＧ（ｎ＋１）が決定される。
【０１１４】
Ｇ（ｎ＋１）＝Ｇ（ｎ）（Ｒｅｆ／Ｒａｖｅ（ｎ））Ｋｉ ・・・・（４４）
従って、式（４４）より、Ｒａｖｅ（ｎ）が基準レベルＲｅｆの値に近づくようにＡＧＣアンプ２のゲインが制御されることが分かる。また同式より、スケーリングファクタＫｉの値を切り換えることによりゲインの変化量を制御することができ、例えば受信レベルのノッチが生じた場合でも、Ｋｉを小さな値に切り換えることによってゲインの過剰増加を抑えることができるということが分かる。
【０１１５】
このように、第８の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、対数値（デシベル値）でＡＧＣアンプのゲイン制御を行なう制御系を持つ受信装置において、スケーリングファクタの値を切り換えることによりノッチの影響を緩和する動作を行なうことができる。
【０１１６】
（第９の実施の形態）
第９の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、直交検波をディジタル的に実行する。
【０１１７】
この受信装置は、図９に示すように、受信ＲＦ信号またはＩＦ信号の中心周波数をｆｃとするとき、第１〜第８の実施形態の装置のＡＧＣアンプ２の出力信号をサンプリング周波数ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）（ｋ＝０，１，２，・・・）でＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器３５と、Ａ／Ｄ変換器３５の出力に対してディジタル乗算器３７、３８でローカル周波数ｆｓ／４のローカル信号ｃｏｓ（πｍ／２）、ｓｉｎ（πｍ／２）（ｍ＝０，±１，±２，・・・）を乗算し、ベースバンドの同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを検出するディジタル直交検波部３６と、ディジタル直交検波部３６の出力Ｉ、Ｑに含まれる中心周波数（ｐ＋（１／２））ｆｓ（ｐ＝０，±１，±２，・・・）の不要成分を除去するディジタルローパスフィルタ３９とを備えており、ディジタルローパスフィルタ３９、４０の出力は第１〜第８の実施形態の装置のベースバンド復調処理部１２及びスロット内受信レベル測定部１４に供給される。
【０１１８】
このＡ／Ｄ変換器３５への入力信号Ｓ（ｔ）の中心周波数ｆｃとＡ／Ｄ変換器３５のサンプリング周波数ｆｓとの間に
ｆｃ＝（４ｋ＋１）ｆｓ／４ （ｋ＝０，１，２，・・） ・・（４５）
という関係が成立するとき、Ａ／Ｄ変換器３５の出力サンプル値列Ｓ（ｍＴｓ）は次式のように表される。
【０１１９】
Ｓ（ｍＴｓ）＝Ｉ（ｍＴｓ）ｃｏｓ（πｍ／２）
＋Ｑ（ｍＴｓ）ｓｉｎ（πｍ／２） ・・（４６）
そして、この信号は次式の周波数ｆ０を中心周波数として分布する。
【０１２０】
ｆ０ ＝ｐｆｓ±（ｆｓ／４）（ｐ＝０ ±１，±２、・・） ・・（４７）
直交検波部３６は、このＳ（ｍＴｓ）にローカル周波数ｆｓ／４のローカル信号ｃｏｓ（πｍ／２）、ｓｉｎ（πｍ／２）を乗算して、次式（４８）（４９）で表されるＸｉ（ｍＴｓ）、Ｘｑ（ｍＴｓ）を出力する。この出力Ｘｉ（ｍＴｓ）、Ｘｑ（ｍＴｓ）は、乗算するローカル周波数ｆｓ／４のローカル信号ｃｏｓ（πｍ／２）、ｓｉｎ（πｍ／２）が（１，０，−１，０）、（０，１，０，−１）を１周期とする周期系列であることから分かるように、１サンプルおきに０が内挿さた形となる。
【０１２１】
この結果、直交検波部３６の出力は等価的にサンプリング周波数がｆｓ／２となる。
【０１２２】
直交検波部３６の出力に含まれる２倍高調波成分に相当するｐｆｓ±（ｆｓ／２）（ｐ＝０，±１，±２，・・）という成分は、サンプリング周波数ｆｓのディジタルローパスフィルタ３９、４０による帯域制限を受けて抑圧される。その結果、ディジタルローパスフィルタ３９、４０から、サンプリング周波数ｆｓのベースバンド信号Ｉ０（ｍＴｓ）、Ｑ０（ｍＴｓ）が出力される。ただし、ディジタルローパスフィルタ３９、４０は、Ｘｉ（ｍＴｓ）、Ｘｑ（ｍＴｓ）の内挿０点を補間するためのものであり、Ｉ０（ｍＴｓ）、Ｑ０（ｍＴｓ）のパワーとＸｉ（ｍＴｓ）、Ｘｑ（ｍＴｓ）のパワーとはほぼ等しい値である。
【０１２３】
こうして得られたＩ０（ｍＴｓ）、Ｑ０（ｍＴｓ）を用いてスロット内受信レベルを測定し、第１〜第８の実施形態と同様のＡＧＣ動作が行なわれる。
【０１２４】
このように、第９の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、アナログ直交検波部３の機能をディジタル直交検波部３６で実現することができる。従って、アナログ部品を削減することができ、また、Ｉ、Ｑ間のゲインアンバランスや非直交性の影響を取り除いて高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【０１２５】
（第１０の実施の形態）
第１０の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、ＡＧＣアンプの出力のディジタル値から直接スロット内受信レベルを測定している。
【０１２６】
この受信装置は、図１０に示すように、ＡＧＣアンプ２の出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器３５と、Ａ／Ｄ変換器３５の出力にローカル信号を乗算してベースバンドの同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを検出するディジタル直交検波部３６と、ディジタル直交検波部３６の出力Ｉ、Ｑに含まれる不要成分を除去するディジタルローパスフィルタ３９と、Ａ／Ｄ変換器３５の出力の絶対値を計算する絶対値演算部４１と、絶対値演算部４１の出力より受信スロット内の平均受信レベルを測定するスロット内受信レベル測定部４２とを備えており、ディジタルローパスフィルタ３９、４０の出力は、第１〜第８の実施形態の受信装置のベースバンド復調処理部１２に供給され、スロット内受信レベル測定部４２の出力は、第１、第２の実施形態の受信装置のスロット間平均演算部１５、または第３〜第６の実施形態の受信装置のレベル差判定部２７及びスロット内受信レベル置換部３４、または第７、第８の実施形態の受信装置のレベル差判定部２７及びスロット間平均演算部１５に供給される。
【０１２７】
この受信装置のＡ／Ｄ変換器３５、直交検波部３６及びディジタルローパスフィルタ３９、４０の動作は、第９の実施形態と変わりがない。
【０１２８】
絶対値演算部４１は、Ａ／Ｄ変換器３５の出力サンプル値Ｓ（ｍＴｓ）の絶対値｜Ｓ（ｍＴｓ）｜を計算する。このとき以下の関係が成立する。
【０１２９】
スロット内受信レベル測定部４２は、この値を用いて、次式に従って受信スロット内の平均受信レベルを測定する。
【０１３０】
Ｒｓ（ｎ）＝（１／Ｍ）・Σ ｜Ｓ（ｋＴｓ）｜ ・・・・・・（５１）
（Σはｋ＝０からＭ−１まで加算）
Ｒｓ（ｎ）：ｎ番目の受信スロットでのスロット内平均受信レベル
Ｍ ：受信スロット内でのサンプル数
そして、このＲｓ（ｎ）を第１、第２の実施形態の受信装置のスロット間平均演算部１５、または第３〜第６の実施形態の受信装置のレベル差判定部２７及びスロット内受信レベル置換部３４、または第７、第８の実施形態の受信装置のレベル差判定部２７及びスロット間平均演算部１５に供給し、第１〜第８の実施形態と同様のＡＧＣ動作を行なう。
【０１３１】
このように、第１０の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、ディジタルローパスフィルタ３９、４０を通さずに、Ａ／Ｄ変換直後の信号を用いてスロット内平均受信レベルを測定しているため、より正確なレベル測定値が得られ、高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【０１３２】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明のＴＤＭＡデータ受信装置は、受信レベルのノッチによる影響が緩和され、受信レベルの低速での変動だけに追従する高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【０１３３】
また、ＡＧＣアンプのゲイン制御を対数値（デシベル値）によって行なう受信装置において、こうした高精度なＡＧＣ動作を行なわせることができる。
【０１３４】
また、直交検波部の機能をディジタル化した装置では、アナログ部品を削減することができ、また、Ｉ、Ｑ間のゲインアンバランスや非直交性の影響を取り除いて、高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【０１３５】
また、この直交検波を行なう前のＡ／Ｄ変換直後の信号を用いてスロットの受信レベルを測定する装置では、より正確なレベル測定値が得られ、高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図２】本発明の第２の実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図３】本発明の第３の実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図４】本発明の第４の実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図５】本発明の第５の実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図６】本発明の第６の実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図７】本発明の第７の実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図８】本発明の第８の実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図９】本発明の第９の実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図１０】本発明の第１０のの実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図１１】従来のＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図１２】受信フレーム及び対応する受信レベルを示す図である。
【符号の説明】
１ 受信信号入力端子
２ ＡＧＣアンプ
３ 直交検波部
４、５、１９ 乗算器
６ π／２移相器
７ 局部発振器
８、９ ローパスフィルタ
１０、１１ Ａ／Ｄ変換器
１２ ベースバンド復調処理部
１３ 復号データ出力端子
１４ スロット内受信レベル測定部
１５、２８ スロット間平均演算部
１６、２５ 基準レベル発生部
１７ 減算器
１８、２９ スケーリングファクタ発生部
２０ 積分演算部
２１ 加算器
２２ １フレーム遅延器
２３、２６ ゲイン制御コード発生部
２７ レベル差判定部
３０、３１ 自局の受信スロット
３２、３３ 受信レベル
３４ スロット内受信レベル置換部
３５ Ａ／Ｄ変換器
３６ ディジタル直交検波部
３７、３８ ディジタル乗算器
３９、４０ ディジタルローパスフィルタ
４１ 絶対値演算部
４２ スロット内受信レベル測定部
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線通信で用いられるＴＤＭＡデータ受信装置に関し、特に、ＡＧＣアンプのゲイン設定誤差を減らし、高精度の受信処理を可能にしたものである。
【０００２】
【従来の技術】
移動通信などに用いられるＴＤＭＡデータ受信装置は、フェージングが存在する場合でも受信信号レベルを一定に保つことができるように自動利得制御（ＡＧＣ）回路を備えている。このＡＧＣ回路は、受信レベルに応じて、ＴＤＭＡフレームの周期で受信信号のゲインを更新し、受信レベルを調整する。
【０００３】
こうした機能を備える従来のＴＤＭＡデータ受信装置は、図１１に示すように、受信ＲＦ信号または周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子１と、後述するゲイン制御コードに従って入力された受信信号の振幅制御を行なうＡＧＣアンプ２と、ＡＧＣアンプ２の出力を周波数変換してベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを出力する直交検波部３と、この直交検波部３を構成する、入力受信信号の中心周波数に等しいキャリア信号を発生する局部発振器７とキャリア信号の位相をπ／２移相する移相器６とＡＧＣアンプ２の出力にキャリア信号または移相器６の出力信号を乗算する乗算器４、５と、直交検波部３の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するローパスフィルタ８、９と、ローパスフィルタ８、９の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１０、１１と、Ａ／Ｄ変換器１０、１１の出力信号を復調するベースバンド復調処理部１２と、ベースバンド復調処理部１２の出力である復号データを出力する復号データ出力端子１３と、受信スロット内のＡ／Ｄ変換器１０、１１の出力サンプル値より受信スロット内の平均受信レベルを測定するスロット内受信レベル測定部１４と、Ａ／Ｄ変換器１０、１１の入力信号振幅を所望の値に収束させるための一定の基準レベルを発生する基準レベル発生部１６と、スロット内受信レベル測定部１４の出力から基準レベル発生部１６の出力を減算した誤差信号を出力する減算器１７と、ＡＧＣアンプ２でのゲインの変化量を制御するためのスケーリングファクタを発生するスケーリングファクタ発生部１８と、減算器１７の出力である誤差信号とスケーリングファクタ発生部１８の出力であるスケーリングファクタとを乗算する乗算器１９と、現在の受信スロットでのＡＧＣアンプ２のゲイン制御信号と乗算器１９の出力とを加算してゲイン制御信号の値を更新する積分演算部２０と、この積分演算部２０を構成する加算器２１と１フレームの遅延器２２と、積分演算部２０の出力をゲイン制御コードに変換し、このコードを用いて１フレーム後の受信スロットでのＡＧＣアンプ２のゲインを設定するゲイン制御コード発生部２３とを備えている。
【０００４】
このＡＧＣアンプ２は、受信スロット内ではゲインの値を一定に保つ。
【０００５】
図１２は受信フレーム及びこれに対応する受信レベルを示している。いま図１２の受信フレームにおいて、ＲＸ０が自局の受信スロットであり、現在受信スロット３０を受信しているものと仮定する。ＡＧＣアンプ２が次式で示すゲイン特性を持ち、受信スロット内でこのゲインを一定に保持するものとする。
【０００６】
Ｇ（ｎ）＝Ｇ０・１０−Ｘ（ｎ）／２０ ・・・・・・・・（１）
Ｇ（ｎ）：ｎ番目の受信スロットでのＡＧＣアンプのゲイン
Ｘ（ｎ）：フレーム周期毎に更新されるゲイン制御コード
Ｇ０ ：ＡＧＣアンプの固有定数
このＡＧＣアンプ２によって振幅制御された直交検波部３への入力受信信号Ｓ（ｔ）が次式によって表されるものとする。
【０００７】
Ｑ（ｔ）：ベースバンド直交成分
ｆｃ ：受信ＲＦ周波数またはＩＦ周波数
上述のＳ（ｔ）は直交検波部３を通してベースバンドに周波数変換された後、ローパスフィルタ８、９により２倍の搬送波成分が除去され、ベースバンドの同相成分Ｉ（ｔ）、直交成分Ｑ（ｔ）が検出される。Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）はＡ／Ｄ変換器１０、１１によりサンプル値列Ｉ（ｋＴｓ）、Ｑ（ｋＴｓ）（Ｔｓ：Ａ／Ｄ変換器１０、１１のサンプリング周期）に変換される。このＩ（ｋＴｓ）、Ｑ（ｋＴｓ）はベースバンド復調処理部１２に入力され、所定の復調方式に従って復調される。
【０００８】
一方、Ｉ（ｋＴｓ）、Ｑ（ｋＴｓ）はスロット内受信レベル測定部１４にも入力され、図１２に示す受信スロット３０内での平均受信レベルＲｓ（ｎ）を次式に従って計算する。
【０００９】
ｒ（ｋＴｓ）＝（Ｉ（ｋＴｓ）２＋Ｑ（ｋＴｓ）２）１／２ ・・・・（３）
（ｋ＝０，１，２，・・・，Ｍ−１）
Ｒｓ（ｎ）＝（１／Ｍ）・Σｒ（ｋＴｓ）
（Σはｋ＝０からＭ−１まで加算） ・・・・・・・（４）
ｒ（ｋＴｓ）：瞬時包絡線レベル
Ｍ ：受信スロット内でのサンプル数
なお、Ｒｓ（ｎ）におけるｎはｎ番目の受信スロットでの値であることを示す。
また、式（３）のｒ（ｋＴｓ）はｒ（ｋＴｓ）＝Ｉ（ｋＴｓ）２＋Ｑ（ｋＴｓ）２として計算してもよく、この場合は後述する基準レベルも２乗振幅として設定すればよい。
【００１０】
次に、減算器１７は、上記Ｒｓ（ｎ）と基準レベル発生部１６から出力される基準レベルＲｅｆとの間の誤差信号ｅ（ｎ）を計算する。
【００１１】
ｅ（ｎ）＝Ｒｓ（ｎ）−Ｒｅｆ ・・・・・・・（５）
なお、Ｒｅｆの値は、ＡＧＣアンプ２により入力受信信号が振幅制御され、Ｒｓ（ｎ）＝Ｒｅｆ（ｅ（ｎ）＝０）となったとき、Ａ／Ｄ変換器１０、１１の入力信号であるＩ（ｔ）、Ｑ（ｔ）が所望の振幅値（Ａ／Ｄ変換器が飽和しない程度の最大振幅値）となるように設定される。
【００１２】
次に、この誤差信号ｅ（ｎ）にスケーリングファクタＫ（Ｋ＞０）を乗算する。そして、積分演算部２０で、次式に示すよう、この乗算結果と現在の受信スロットでのゲイン制御信号Ｖ（ｎ−１）とを加算し、制御信号の値を更新する。
【００１３】
【００１４】
次に、ゲイン制御コード発生部２３で、図１２に示す１フレーム後（ｎ＋１番目）の受信スロット３１でのＡＧＣアンプ２のゲインを設定するための制御コードＸ（ｎ＋１）を生成する。そして、このコードを図１２の受信スロット３１より前の所定のタイミングでＡＧＣアンプ２に供給する。なお、ここでは便宜上以下の関係が成立するものとする。
【００１５】
Ｘ（ｎ＋１）＝Ｖ（ｎ） ・・・・・・（７）
よって、式（６）、（７）よりＡＧＣアンプ２のゲイン制御コードは次式に従って更新される。
【００１６】
Ｘ（ｎ＋１）＝Ｘ（ｎ）＋Ｋ（Ｒｓ（ｎ）−Ｒｅｆ） ・・・・（８）
また、式（１）、（８）よりＡＧＣアンプ２のゲインは次式のように更新され、受信スロット３１（ｎ＋１番目の受信スロット）でのゲインＧ（ｎ＋１）が決定される。
【００１７】
Ｇ（ｎ＋１）＝Ｇ（ｎ）・１０−Ｋ（Ｒｓ（ｎ）−Ｒｅｆ）／２０ ・・・・（９）
従って、式（９）より、Ｒｓ（ｎ）と基準レベルＲｅｆとの間の誤差が小さくなるようにＡＧＣアンプ２のゲインが制御されることが分かる。
【００１８】
このように、従来のＴＤＭＡデータ受信装置においても、図１２に示す受信レベル３２のように、受信スロット３０及び１フレーム後の受信スロット３１における受信レベルがほぼ等しい時には高精度なＡＧＣ動作が実現できる。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来のＴＤＭＡデータ受信装置では、図１２に示す受信レベル３３のように、自局の受信スロット３０にレイリーフェージングに起因したノッチがぶつかり、１フレーム後の受信スロット３１で受信レベルが高くなった場合には、受信スロット３０での受信レベルから決定された１フレーム後のＡＧＣアンプのゲインＧ（ｎ＋１）は、受信スロット３１での受信レベルに対しては過大なゲインを与えることになり、Ａ／Ｄ変換器１０、１１に対して過大入力が生じてしまうという問題があった。
【００２０】
また、この過大入力によるＡ／Ｄ変換器での飽和を避けるために基準レベルＲｅｆを必要以上に小さな値に設定すると、通常動作時においてＡ／Ｄ変換による量子化誤差が増加し、受信感度が劣化してしまうという問題があった。
【００２１】
本発明は、こうした従来の問題点を解決するものであり、フェージングに起因する受信レベルのノッチの影響を緩和し、受信装置の移動などに伴う低速での受信レベル変動だけに追従する高精度なＡＧＣ動作を行なうことができるＴＤＭＡデータ受信装置を提供することを目的としている。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明のＴＤＭＡデータ受信装置では、複数の受信スロットにおけるスロット内平均受信レベルの移動平均を取る手段を設けたり、スロット内平均受信レベルが急激に低下した受信スロットを除いてＡＧＣ手段のゲイン制御を行なう手段を設けたり、あるいは、スロット内平均受信レベルが急激に低下したときにスケーリングファクタを小さい値に変更する手段を設けている。
【００２３】
そのため、受信レベルのノッチの影響が緩和され、受信レベルの低速での変動だけに追従する高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、入力する受信信号の振幅を制御するＡＧＣ手段を具備し、自局宛受信スロットの受信レベルを測定し、この測定結果に基づいて次のフレームの自局宛受信スロットに対するＡＧＣ手段のゲインを設定するＴＤＭＡデータ受信装置において、自局宛受信スロットの受信スロット内平均受信レベルを測定するスロット内受信レベル測定手段と、現在の受信スロットのスロット内平均受信レベルを１フレーム前のスロット内平均受信レベルで除算し、除算結果が設定された閾値より小さいか否かを判定するレベル差判定手段と、レベル差判定手段がこの除算結果を閾値より小さいと判定した場合に、現在の受信スロットのスロット内平均受信レベルとして１フレーム前のスロット内平均受信レベルを出力し、レベル差判定手段の判定がそれ以外の場合に、現在の受信スロットのスロット内平均受信レベルをそのまま出力するスロット内受信レベル置換手段とを設け、スロット内受信レベル置換手段の出力に基づいてＡＧＣ手段のゲインを制御するようにしたものであり、ノッチを含む受信レベルの受信スロットを取り除くことにより、ノッチの影響を排除することができる。
【００２７】
請求項２に記載の発明は、このスロット内受信レベル置換手段の出力を対数値に変換するリニア−ログ変換手段を設け、リニア−ログ変換手段の出力を用いてＡＧＣ手段のゲインを制御するようにしたものであり、請求項１の機能を、対数値（デシベル値）によりＡＧＣ手段のゲイン制御を行なう制御系に適用できるようにしている。
【００２８】
請求項３に記載の発明は、スロット内受信レベル置換手段における現在の受信スロットからＮ−１フレーム前の受信スロットまでの出力の移動平均を演算するスロット間平均演算手段を設け、このスロット間平均演算手段の出力を用いてＡＧＣ手段のゲインを制御するようにしたものであり、ノッチを含む受信レベルの受信スロットを取り除き、且つ、複数の受信スロットの移動平均を取ることにより、ノッチの影響を排除している。
【００２９】
請求項４に記載の発明は、スロット間平均演算手段の演算結果を対数値に変換するリニア−ログ変換手段を設け、リニア−ログ変換手段の出力を用いてＡＧＣ手段のゲインを制御するようにしたものであり、請求項３の機能を、対数値（デシベル値）によりＡＧＣ手段のゲイン制御を行なう制御系に適用できるようにしている。
【００３０】
請求項５に記載の発明は、入力する受信信号の振幅を制御するＡＧＣ手段を具備し、自局宛受信スロットの受信レベルを測定し、この測定結果に基づいて次のフレームの自局宛受信スロットに対するＡＧＣ手段のゲインを設定するＴＤＭＡデータ受信装置において、自局宛受信スロットの受信スロット内平均受信レベルを測定するスロット内受信レベル測定手段と、現在の受信スロットのスロット内平均受信レベルを１フレーム前のスロット内平均受信レベルで除算し、除算結果が設定された閾値より小さいか否かを判定するレベル差判定手段と、現在の受信スロットからＮ−１フレーム前の受信スロットまでのスロット内平均受信レベルの移動平均を演算するスロット間平均演算手段と、ＡＧＣ手段のゲインの変化量を制御するスケーリングファクタを複数個有し、レベル差判定手段の判定結果を基にこのスケーリングファクタを選択するスケーリングファクタ発生手段とを設け、スロット間平均演算手段の演算結果とスケーリングファクタ発生手段の選択したスケーリングファクタとを用いてＡＧＣ手段のゲインを制御するようにしたものであり、複数の受信スロットの移動平均を取るとともに、ノッチが存在する場合にスケーリングファクタとして小さい値を用いることにより、ノッチの影響を緩和している。
【００３１】
請求項６に記載の発明は、スロット間平均演算手段の演算結果を対数値に変換するリニア−ログ変換手段を設け、リニア−ログ変換手段の出力とスケーリングファクタ発生手段の選択したスケーリングファクタとを用いてＡＧＣ手段のゲインを制御するようにしたものであり、請求項７の機能を、対数値（デシベル値）によりＡＧＣ手段のゲイン制御を行なう制御系に適用できるようにしている。
【００３４】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
【００３５】
（第１の実施の形態）
第１の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、図１に示すように、スロット内受信レベル測定部１４から出力されるスロット内平均受信レベルを用いて、現在の受信スロットからＮ−１フレーム前の受信スロットまでのスロット内平均受信レベルの移動平均演算を行ない、この演算結果を現在の受信スロットでの平均受信レベルとして減算器１７に出力するスロット間平均演算部１５を備えている。その他の構成は従来の装置（図１１）と変わりがない。
【００３６】
次に、この受信装置の動作について説明する。
【００３７】
いま、図１２の受信フレームにおいて、ＲＸＯが自局の受信スロットであり、現在受信スロット３０を受信しているものと仮定する。
【００３８】
ＡＧＣアンプ２、直交検波部３、Ａ／Ｄ変換器１０、１１は、従来の装置と同じ動作を行ない、また、Ａ／Ｄ変換器１０、１１からサンプル値列Ｉ（ｋＴｓ）、Ｑ（ｋＴｓ）（Ｔｓ：Ａ／Ｄ変換器１０、１１のサンプリング周期）が入力するスロット内受信レベル測定部１４も、従来の装置と同じように、受信スロット３０内での平均受信レベルＲｓ（ｎ）を次式に従って計算する。
【００３９】
ｒ（ｋＴｓ）＝（Ｉ（ｋＴｓ）２＋Ｑ（ｋＴｓ）２）１／２ ・・・・（３）
（ｋ＝０，１，２，・・・，Ｍ−１）
Ｒｓ（ｎ）＝（１／Ｍ）・Σｒ（ｋＴｓ） ・・・・・・・（４）
（Σはｋ＝０からＭ−１まで加算）
ｒ（ｋＴｓ）：瞬時包絡線レベル
Ｍ ：受信スロット内でのサンプル数
なお、Ｒｓ（ｎ）におけるｎはｎ番目の受信スロットでの値であることを示す。
また、式（３）のｒ（ｋＴｓ）はｒ（ｋＴｓ）＝（Ｉ（ｋＴｓ）２＋Ｑ（ｋＴｓ）２）として計算してもよく、この場合は後述する基準レベルも２乗振幅として設定すればよい。
【００４０】
次に、スロット間平均演算部１５は、現在の受信スロットからＮ−１フレーム前の受信スロットまでのスロット内平均受信レベルを用いて、次式に示すような移動平均演算を行ない、この演算結果を現在の受信スロットでの平均受信レベルとして出力する。
【００４１】
Ｒａｖｅ（ｎ）＝（１／Ｎ）・ΣＲｓ（ｎ−ｋ） ・・・・・・・（１０）
（Σはｋ＝０からＮ−１まで加算）
Ｎ：移動平均演算を行なう受信スロット数（Ｎ≧１）
次に、減算器１７は、Ｒａｖｅ（ｎ）と基準レベル発生部１６から出力される基準レベルＲｅｆとの間の誤差信号ｅ（ｎ）を次式により計算する。
【００４２】
ｅ（ｎ）＝Ｒａｖｅ（ｎ）−Ｒｅｆ ・・・・・・（１１）
次に、この誤差信号ｅ（ｎ）にスケーリングファクタＫ（Ｋ＞０）を乗算する。そして、積分演算部２０は、次式に示すよう、この乗算結果を現在の受信スロットでのゲイン制御信号Ｖ（ｎ−１）に加算し、制御信号の値を更新する。
【００４３】
【００４４】
Ｘ（ｎ＋１）＝Ｘ（ｎ）＋Ｋ（Ｒａｖｅ（ｎ）−Ｒｅｆ）・・・・（１３）
また、式（１）、（１３）よりＡＧＣアンプ２のゲインは次式のように更新され、受信スロット３１（ｎ＋１番目の受信スロット）のゲインＧ（ｎ＋１）が決定される。
【００４５】
Ｇ（ｎ＋１）＝Ｇ（ｎ）・１０−Ｋ（Ｒａｖｅ（ｎ）−Ｒｅｆ）／２０ ・・・・（１４）
従って、式（１４）より、Ｒａｖｅ（ｎ）と基準レベルＲｅｆとの間の誤差が小さくなるようにＡＧＣアンプ２のゲインが制御されることが分かる。
【００４６】
このように、第１の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置では、スロット間平均演算部１５において式（１０）に示すスロット間移動平均演算を行ない、この演算結果を現在の受信スロットでの平均受信レベルとしているため、図１２に示す受信レベル３３のように自局の受信スロット３０にレイリーフェージングに起因した受信レベルのノッチがぶつかり、１フレーム後の受信スロット３１で受信レベルが高くなった場合でも、ノッチの影響が緩和され、受信装置の移動などに伴う受信レベルの低速での変動だけに追随する高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【００４７】
（第２の実施の形態）
第２の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、対数値でＡＧＣアンプのゲイン制御を行なう制御系に適応できるようにしたものであり、図２に示すように、スロット間平均演算部１５の出力を対数値（デシベル値）に変換するリニア−ログ変換部２４を備えている。その他の構成は第１の実施形態（図１）と変わりがない。
【００４８】
この装置では、ＡＧＣアンプ２が次式（１５）に示すゲイン特性を持ち、受信スロット内において、このゲインを一定に保つ。
Ｇ（ｎ）＝Ｇ０・１０−ＸＬ（ｎ）／２０ ・・・・・・・（１５）
Ｇ（ｎ）：ｎ番目の受信スロットでのＡＧＣアンプのゲイン
ＸＬ（ｎ）：フレーム周期毎に更新されるゲイン制御コード
Ｇ０ ：ＡＧＣアンプの固有定数。
【００４９】
直交検波部３、Ａ／Ｄ変換器１０、１１、スロット間平均演算部１５は、第１の実施形態と同じ動作を行ない、スロット間平均演算部１５は、移動平均を次式
Ｒａｖｅ（ｎ）＝（１／Ｎ）・ΣＲｓ（ｎ−ｋ） ・・・・・・・（１０）
（Σはｋ＝０からＮ−１まで加算）
Ｎ：移動平均演算を行なう受信スロット数（Ｎ≧１）
によって演算し、その演算結果を現在の受信スロットでの平均受信レベルとして出力する。リニア−ログ変換部２４は、このＲａｖｅ（ｎ）を次式に示すような対数値（デシベル値）に変換する。
【００５０】
Ｌａｖｅ（ｎ）＝２０ｌｏｇ１０（Ｒａｖｅ（ｎ）） ・・・・・・・（１６）
次に、減算器１７は、このＬａｖｅ（ｎ）と、基準レベル発生部１６から出力される基準レベルＲｅｆの対数値との間の誤差信号ｅ（ｎ）を次式（１７）により計算する。
【００５１】
【００５２】
次に、この誤差信号ｅ（ｎ）にスケーリングファクタＫ（Ｋ＞０）を乗算する。積分演算部２０は、次式に示すよう、この乗算結果と現在の受信スロットでのゲイン制御信号ＶＬ（ｎ−１）とを加算し、制御信号の値を更新する。
【００５３】
【００５４】
次に、ゲイン制御コード発生部２６は、図１２に示す１フレーム後（ｎ＋１番目）の受信スロット３１でのＡＧＣアンプ２のゲインを設定するための制御コードＸＬ（ｎ＋１）を生成する。そして、このコードを受信スロット３１より前の所定のタイミングでＡＧＣアンプ２に供給する。なお。ここでは便宜上以下の関係が成立するものとする。
【００５５】
ＸＬ（ｎ＋１）＝ＶＬ（ｎ） ・・・・・・（１９）
よって、式（１８）、（１９）より、ＡＧＣアンプ２のゲイン制御コードは次式に従って更新される。
【００５６】
【００５７】
Ｇ（ｎ＋１）＝Ｇ（ｎ）（Ｒｅｆ／Ｒａｖｅ（ｎ））Ｋ ・・・・（２１）従って、式（２１）より、Ｒａｖｅ（ｎ）が基準レベルＲｅｆの値に近づくようにＡＧＣアンプ２のゲインが制御されることが分かる。
【００５８】
このように、第２の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、対数値（デシベル値）でＡＧＣアンプのゲイン制御を行なう制御系を備えた装置であって、自局の受信スロットにレイリーフェージングに起因する受信レベルのノッチがぶつかった場合に、ノッチの影響を緩和し、受信レベルの低速での変動だけに追従する高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【００５９】
（第３の実施の形態）
第３の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、受信スロットがノッチにぶつかったとき、スロット内平均受信レベルとして、ノッチにぶつからなかった受信スロットでのスロット内平均受信レベルを代わりに用いるようにしている。
【００６０】
この受信装置は、図３に示すように、現在の受信スロットでのスロット内平均受信レベルを１フレーム前のスロット内平均受信レベルで除算し、その結果が設定された閾値より小さいか否かを判定するレベル差判定部２７と、レベル差判定部２７において除算結果が閾値より小さいと判定された場合に限り、フェージングによる受信レベルのノッチに起因して現在の受信スロットでのスロット内平均受信レベルが小さくなったと判断し、現在の受信スロットでのスロット内平均受信レベルを１フレーム前のスロット内平均受信レベルに置き換えるスロット内受信レベル置換部３４を備えている。その他の構成は第１の実施形態（図１）と変わりがない。
【００６１】
この受信装置では、スロット内受信レベル測定部１４が、図１２に示す受信スロット３０内での平均受信レベルＲｓ（ｎ）を次式に従って計算する。
【００６２】
ｒ（ｋＴｓ）＝（Ｉ（ｋＴｓ）２＋Ｑ（ｋＴｓ）２）１／２ ・・・・（３）
（ｋ＝０，１，２，・・・，Ｍ−１）
Ｒｓ（ｎ）＝（１／Ｍ）・Σｒ（ｋＴｓ） ・・・・・・・（４）
（Σはｋ＝０からＭ−１まで加算）
ｒ（ｋＴｓ）：瞬時包絡線レベル
Ｍ ：受信スロット内でのサンプル数。
【００６３】
次に、レベル差判定部２７は、次式（２２）に示すように、現在の受信スロットでのスロット内平均受信レベルＲｓ（ｎ）を１フレーム前のスロット内平均受信レベルＲｓ（ｎ−１）で除算し、除算結果Ｄが設定された閾値Ｖｔｈより小さいか否かを判定する。
【００６４】
Ｄ＝Ｒｓ（ｎ）／Ｒｓ（ｎ−１） ・・・・・・（２２）
スロット内受信レベル置換部３４は、レベル判定部２７が、除算結果Ｄについて閾値Ｖｔｈより小さいと判定した場合に限り、フェージングによる受信レベルのノッチに起因して現在の受信スロットでのスロット内平均受信レベルが小さくなったと判断し、現在の受信スロットでのスロット内平均受信レベルＲｓ（ｎ）を１フレーム前のスロット内平均受信レベルＲｓ（ｎ−１）に置き換える。即ち、スロット内受信レベル置換部３４の出力Ｒｃ（ｎ）は次のようになる。
【００６５】
Ｄ≧Ｖｔｈ ： Ｒｃ（ｎ）＝Ｒｓ（ｎ） ・・・・・（２３ａ）
Ｄ＜Ｖｔｈ ： Ｒｃ（ｎ）＝Ｒｓ（ｎ−１） ・・・・・（２３ｂ）
減算器１７は、スロット内受信レベル置換部３４の出力Ｒｃ（ｎ）と基準レベル発生部１６から出力される基準レベルＲｅｆとの間の誤差信号ｅ（ｎ）を次式（２４）により計算する。
【００６６】
ｅ（ｎ）＝Ｒｃ（ｎ）−Ｒｅｆ ・・・・・・（２４）
次に、乗算器１９は、この誤差信号ｅ（ｎ）にスケーリングファクタＫ（Ｋ＞０）を乗算し、積分演算部２０は、次式（２５）に示すように、この乗算結果と現在の受信スロットでのゲイン制御信号Ｖ（ｎ−１）とを加算し、制御信号の値を更新する。
【００６７】
【００６８】
そのため、式（２５）、（７）よりＡＧＣアンプ２のゲイン制御コードは次式に従って更新される。
【００６９】
Ｘ（ｎ＋１）＝Ｘ（ｎ）＋Ｋ（Ｒｃ（ｎ）−Ｒｅｆ） ・・・・（２６）
また、式（１）、（２６）よりＡＧＣアンプ２のゲインは次式のように更新され、受信スロット３１（ｎ＋１番目の受信スロット）でのゲインＧ（ｎ＋１）が決定される。
【００７０】
Ｇ（ｎ＋１）＝Ｇ（ｎ）・１０−Ｋ（Ｒｃ（ｎ）−Ｒｅｆ）／２０ ・・・・（２７）
従って、式（２７）より、Ｒｃ（ｎ）と基準レベルＲｅｆとの間の誤差が小さくなるようにＡＧＣアンプ２のゲインが制御されることが分かる。
【００７１】
このように、第３の実施形態のＴＤＭＡ受信装置では、図１２に示す受信レベル３３のように、自局の受信スロット３０に受信レベルのノッチがぶつかり、１フレーム後の受信スロット３１で受信レベルが高くなる場合でも、レベル差判定部２７が受信レベルのノッチを検出し、ノッチにぶつかった受信スロットでのスロット内平均受信レベルを１フレーム前のスロット内平均受信レベルで置き換えているため、ノッチの影響が取り除かれる。従って、受信レベルの低速での変動だけに追随する高精度のＡＧＣ動作を行なうことができる。
【００７２】
（第４の実施の形態）
第４の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、第３の実施形態の構成を、対数値でＡＧＣアンプのゲインを制御する受信装置に適用できるようにしたものであり、図４に示すように、スロット内受信レベル置換部３４の出力を対数値（デシベル値）に変換するリニア−ログ変換部２４を備えている。その他の構成は、第３の実施形態（図３）と変わりがない。
【００７３】
この受信装置では、ＡＧＣアンプ２が、第２の実施形態と同じように、
Ｇ（ｎ）＝Ｇ０・１０−ＸＬ（ｎ）／２０ ・・・・（１５）
のゲイン特性を持つ。
【００７４】
また、スロット内受信レベル置換部３４が次式
Ｄ≧Ｖｔｈ ： Ｒｃ（ｎ）＝Ｒｓ（ｎ） ・・・・・（２３ａ）
Ｄ＜Ｖｔｈ ： Ｒｃ（ｎ）＝Ｒｓ（ｎ−１） ・・・・・（２３ｂ）
によりＲｃ（ｎ）を出力すると、リニア−ログ変換部２４は、スロット内受信レベル置換部３４の出力Ｒｃ（ｎ）を次式に示すように対数値（デシベル値）に変換する。
【００７５】
Ｌｃ（ｎ）＝２０ｌｏｇ１０（Ｒｃ（ｎ）） ・・・・・・（２８）
次に、減算器１７は、このＬｃ（ｎ）と基準レベル発生部１６から出力される基準レベルＲｅｆの対数値との間の誤差信号ｅ（ｎ）を次式により計算する。
【００７６】
【００７７】
【００７８】
ＸＬ（ｎ＋１）＝ＶＬ（ｎ） ・・・・（１９）
この式（３０）、（１９）よりＡＧＣアンプ２のゲイン制御コードは次式に従って更新される。
【００７９】
【００８０】
Ｇ（ｎ＋１）＝Ｇ（ｎ）（Ｒｅｆ／Ｒｃ（ｎ））Ｋ ・・・・（３２）
従って、式（３２）より、Ｒｃ（ｎ）が基準レベルＲｅｆの値に近づくようにＡＧＣアンプ２のゲインが制御されることが分かる。
【００８１】
このように、第４の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、対数値（デシベル値）でＡＧＣアンプのゲイン制御を行なう制御系を持つ受信装置において、ノッチの影響を取り除き、受信レベルの低速での変動だけに追従する高精度なＡＧＣ動作を可能にする。
【００８２】
（第５の実施の形態）
第５の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、第３の実施形態において、平均受信レベルを複数の受信スロットの移動平均から求めるように構成したものであり、図５に示すように、現在の受信スロットからＮ−１フレーム前の受信スロットまでのスロット内受信レベル置換部３４の出力を移動平均し、この演算結果を現在の受信スロットでの平均受信レベルとして出力するスロット間平均演算部２８を備えている。その他の構成は第３の実施形態（図３）と変わりがない。
【００８３】
この受信装置では、スロット内受信レベル置換部３４が次式
Ｄ≧Ｖｔｈ ： Ｒｃ（ｎ）＝Ｒｓ（ｎ） ・・・・・（２３ａ）
Ｄ＜Ｖｔｈ ： Ｒｃ（ｎ）＝Ｒｓ（ｎ−１） ・・・・・（２３ｂ）
によりＲｃ（ｎ）を出力すると、スロット間平均演算部２８は、現在の受信スロットからＮ−１フレーム前の受信スロットまでのスロット内受信レベル置換部３４の出力を、次式に示すように移動平均演算を行ない、この演算結果を現在の受信スロットでの平均受信レベルとして出力する。
【００８４】
Ｒｃａｖｅ（ｎ）＝（１／Ｎ）・Σ Ｒｃ（ｎ−ｋ）・・・・・・（３３）
（Σはｋ＝０からＮ−１まで加算）
Ｎ：移動平均演算を行なう受信スロット数（Ｎ≧１）
減算器１７は、このＲｃａｖｅ（ｎ）と基準レベル発生部１６から出力される基準レベルＲｅｆとの間の誤差信号ｅ（ｎ）を次式により計算する。
【００８５】
ｅ（ｎ）＝Ｒｃａｖｅ（ｎ）−Ｒｅｆ ・・・・・（３４）
乗算器１９は、この誤差信号ｅ（ｎ）とスケーリングファクタＫ（Ｋ＞０）とを乗算し、積分演算部２０は、次式に示すように、この乗算結果と現在の受信スロットでのゲイン制御信号Ｖ（ｎ−１）とを加算し、制御信号の値を更新する。
【００８６】
【００８７】
ＡＧＣアンプ２のゲイン制御コードは次式に従って更新される。
【００８８】
Ｘ（ｎ＋１）＝Ｘ（ｎ）＋Ｋ（Ｒｃａｖｅ（ｎ）−Ｒｅｆ）・・・・（３６）
また、ＡＧＣアンプ２のゲインは次式のように更新され、受信スロット３１（ｎ＋１番目の受信スロット）でのゲインＧ（ｎ＋１）が決定される。
【００８９】
Ｇ（ｎ＋１）＝Ｇ（ｎ）・１０−Ｋ（Ｒｃａｖｅ（ｎ）−Ｒｅｆ）／２０ ・・・・（３７）
従って、式（３７）より、Ｒｃａｖｅ（ｎ）と基準レベルＲｅｆとの間の誤差が小さくなるようにＡＧＣアンプ２のゲインが制御されることが分かる。
【００９０】
このように、第５の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、自局の受信スロット３０にレイリーフェージングに起因した受信レベルのノッチがぶつかり、１フレーム後の受信スロット３１で受信レベルが高くなる場合でも、ノッチのぶつかった受信スロットでのスロット内平均受信レベルを１フレーム前のスロット内平均受信レベルで置き換えるとともに、複数の受信スロットに渡る移動平均を取っているため、ノッチの影響が取り除かれ、低速の受信レベル変動にだけ追従する高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【００９１】
（第６の実施の形態）
第６の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、第５の実施形態の構成を、対数値でＡＧＣアンプのゲインを制御する受信装置に適用できるようにしたものであり、図６に示すように、スロット間平均演算部２８の出力を対数値（デシベル値）に変換するリニア−ログ変換部２４を備えている。その他の構成は、第５の実施形態（図５）と変わりがない。
【００９２】
この受信装置のリニア−ログ変換部２４は、スロット間平均演算部２８が、式（３３）によって演算し、出力する平均受信レベルＲｃａｖｅ（ｎ）を、次式に示すように対数値（デシベル値）に変換する。
【００９３】
Ｌｃａｖｅ（ｎ）＝２０ｌｏｇ１０（Ｒｃａｖｅ（ｎ）） ・・・・・（３４）
減算器１７は、このＬｃａｖｅ（ｎ）と基準レベル発生部１６から出力される基準レベルＲｅｆの対数値との間の誤差信号ｅ（ｎ）を計算する。
【００９４】
【００９５】
【００９６】
【００９７】
Ｇ（ｎ＋１）＝Ｇ（ｎ）（Ｒｅｆ／Ｒｃａｖｅ（ｎ））Ｋ ・・・・（３８）
このように、第６の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、対数値（デシベル値）でＡＧＣアンプのゲイン制御を行なう制御系を持つ受信装置において、ノッチのぶつかった受信スロットでのスロット内平均受信レベルを１フレーム前のスロット内平均受信レベルで置き換えるとともに、複数の受信スロットに渡る移動平均を取ることにより、ノッチの影響を取り除き、低速の受信レベル変動にだけ追従する高精度なＡＧＣ動作を行なわせることができる。
【００９８】
（第７の実施の形態）
第７の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、受信スロットにノッチがぶつかった場合に、スケーリングファクタを小さい値に切り換える。
【００９９】
この受信装置は、図７に示すように、現在の受信スロットでのスロット内平均受信レベルを１フレーム前のスロット内平均受信レベルで除算し、その結果が設定された閾値より小さいか否かを判定し、閾値よりも小さい場合に、フェージングによる受信レベルのノッチに起因して現在の受信スロットでのスロット内平均受信レベルが小さくなったと判断し、その結果をスケーリングファクタ発生部２９に伝えるレベル差判定部２７と、ＡＧＣアンプ２でのゲインの変化量を制御するための値として異なる２つのスケーリングファクタを持ち、レベル差判定部２７の判定結果に応じて、出力するスケーリングファクタの値を選択するスケーリングファクタ発生部２９とを備えている。その他の構成は第１の実施形態（図１）と変わりがない。
【０１００】
スケーリングファクタ発生部２９は、レベル差判定部２７が、受信レベルのノッチにぶつかったと判定した場合に、小さい値のスケーリングファクタを選択し、そうでない場合に、大きい値のスケーリングファクタを選択する。
【０１０１】
この受信装置では、スロット内受信レベル測定部１４が、受信スロット３０内での平均受信レベルＲｓ（ｎ）を次式（３）（４）
ｒ（ｋＴｓ）＝（Ｉ（ｋＴｓ）２＋Ｑ（ｋＴｓ）２）１／２ ・・・・（３）
（ｋ＝０，１，２，・・・，Ｍ−１）
Ｒｓ（ｎ）＝（１／Ｍ）・Σ ｒ（ｋＴｓ） ・・・・・・・（４）
（Σはｋ＝１からＭ−１まで加算）
ｒ（ｋＴｓ）：瞬時包絡線レベル
Ｍ ：受信スロット内でのサンプル数
により計算すると、レベル差判定部２７は、次式（２２）に示すように、現在の受信スロットでのスロット内平均受信レベルＲｓ（ｎ）を１フレーム前のスロット内平均受信レベルＲｓ（ｎ−１）で除算し、除算結果Ｄが設定された閾値Ｖｔｈより小さいか否かを判定する。
【０１０２】
Ｄ＝Ｒｓ（ｎ）／Ｒｓ（ｎ−１） ・・・・・・（２２）
レベル差判定部２７は、この判定した結果をスケーリングファクタ発生部２９に伝える。スケーリングファクタ発生部２９は、ＡＧＣアンプ２でのゲインの変化量を制御するための値として、異なる２つのスケーリングファクタＫ１、Ｋ２（Ｋ１，Ｋ２＞０、Ｋ１＜Ｋ２）を持ち、レベル差判定部２７での判定結果がＤ＜Ｖｔｈの場合には、フェージングに起因した受信レベルのノッチにぶつかったと判断して、小さい値のスケーリングファクタＫ１を選択し、また、Ｄ≧Ｖｔｈの場合には、大きい値のスケーリングファクタＫ２を選択して出力する。
【０１０３】
一方、スロット内受信レベル測定部１４から受信スロット３０内の平均受信レベルＲｓ（ｎ）が入力したスロット間平均演算部１５は、現在の受信スロットからＮ−１フレーム前の受信スロットまでのスロット内平均受信レベルの移動平均を次式（１０）によって演算し、この演算結果を現在の受信スロットでの平均受信レベルとして出力する。
【０１０４】
Ｒａｖｅ（ｎ）＝（１／Ｎ）・Σ Ｒｓ（ｎ−ｋ） ・・・・・・・（１０）
（Σはｋ＝０からＮ−１まで加算）
Ｎ：移動平均演算を行なう受信スロット数（Ｎ≧１）
減算器１７は、このＲａｖｅ（ｎ）と基準レベル発生部１６から出力される基準レベルＲｅｆとの間の誤差信号ｅ（ｎ）を
ｅ（ｎ）＝Ｒａｖｅ（ｎ）−Ｒｅｆ ・・・・・・（１１）
により計算し、乗算器１９は、この誤差信号ｅ（ｎ）とスケーリングファクタ発生部２９から出力されるスケーリングファクタＫｉ（ｉ＝１または２）とを乗算し、積分演算部２０は、この乗算結果と現在の受信スロットでのゲイン制御信号Ｖ（ｎ−１）とを加算して、次式（３９）により、制御信号の値を更新する。
【０１０５】
【０１０６】
Ｘ（ｎ＋１）＝Ｘ（ｎ）＋Ｋｉ（Ｒａｖｅ（ｎ）−Ｒｅｆ）・・・・（４０）
また、ＡＧＣアンプ２のゲインは次式のように更新され、受信スロット３１（ｎ＋１番目の受信スロット）でのゲインＧ（ｎ＋１）が決定される。
【０１０７】
Ｇ（ｎ＋１）＝Ｇ（ｎ）・１０−Ｋｉ（Ｒａｖｅ（ｎ）−Ｒｅｆ）／２０ ・・・・（４１）
従って、式（４１）より、Ｒａｖｅ（ｎ）と基準レベルＲｅｆとの間の誤差が小さくなるようにＡＧＣアンプ２のゲインが制御されることが分かる。また、同式より、スケーリングファクタＫｉの値を切り換えることによりゲインの変化量を制御することができ、例えば受信レベルのノッチが生じた場合でも、Ｋｉを小さな値に切り換えることによってゲインの過剰増加を押さえることができるということが分かる。
【０１０８】
このように、第７の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、図１２に示す受信レベル３３のように、自局の受信スロット３０にレイリーフェージングに起因する受信レベルのノッチがぶつかり、１フレーム後の受信スロット３１で受信レベルが高くなる場合でも、レベル差判定部２７でこのノッチを検出し、ＡＧＣアンプのゲイン変化量を制御するスケーリングファクタの値を切り換えることにより、ノッチの影響を緩和し、受信レベルの低速での変動だけに追従する高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【０１０９】
（第８の実施の形態）
第８の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、第７の実施形態の構成を、対数値でＡＧＣアンプのゲインを制御する受信装置に適用できるようにしたものであり、図８に示すように、スロット間平均演算部１５の出力を対数値（デシベル値）に変換するリニア−ログ変換部２４を備えている。その他の構成は、第７の実施形態（図７）と変わりがない。
【０１１０】
このリニア−ログ変換部２４は、スロット間平均演算部１５が出力する移動平均の演算結果
Ｒａｖｅ（ｎ）＝（１／Ｎ）・Σ Ｒｓ（ｎ−ｋ） ・・・・・・・（１０）
（Σはｋ＝０からＮ−１まで加算）
Ｎ：移動平均演算を行なう受信スロット数（Ｎ≧１）
を、次式に示すような対数値（デシベル値）に変換する。
【０１１１】
Ｌａｖｅ（ｎ）＝２０ｌｏｇ１０（Ｒａｖｅ（ｎ）） ・・・・・・（１６）
減算器１７は、このＬａｖｅ（ｎ）と基準レベル発生部１６から出力される基準レベルＲｅｆの対数値との間の誤差信号ｅ（ｎ）を
【０１１２】
【０１１３】
【０１１４】
Ｇ（ｎ＋１）＝Ｇ（ｎ）（Ｒｅｆ／Ｒａｖｅ（ｎ））Ｋｉ ・・・・（４４）
従って、式（４４）より、Ｒａｖｅ（ｎ）が基準レベルＲｅｆの値に近づくようにＡＧＣアンプ２のゲインが制御されることが分かる。また同式より、スケーリングファクタＫｉの値を切り換えることによりゲインの変化量を制御することができ、例えば受信レベルのノッチが生じた場合でも、Ｋｉを小さな値に切り換えることによってゲインの過剰増加を抑えることができるということが分かる。
【０１１５】
このように、第８の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、対数値（デシベル値）でＡＧＣアンプのゲイン制御を行なう制御系を持つ受信装置において、スケーリングファクタの値を切り換えることによりノッチの影響を緩和する動作を行なうことができる。
【０１１６】
（第９の実施の形態）
第９の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、直交検波をディジタル的に実行する。
【０１１７】
この受信装置は、図９に示すように、受信ＲＦ信号またはＩＦ信号の中心周波数をｆｃとするとき、第１〜第８の実施形態の装置のＡＧＣアンプ２の出力信号をサンプリング周波数ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）（ｋ＝０，１，２，・・・）でＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器３５と、Ａ／Ｄ変換器３５の出力に対してディジタル乗算器３７、３８でローカル周波数ｆｓ／４のローカル信号ｃｏｓ（πｍ／２）、ｓｉｎ（πｍ／２）（ｍ＝０，±１，±２，・・・）を乗算し、ベースバンドの同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを検出するディジタル直交検波部３６と、ディジタル直交検波部３６の出力Ｉ、Ｑに含まれる中心周波数（ｐ＋（１／２））ｆｓ（ｐ＝０，±１，±２，・・・）の不要成分を除去するディジタルローパスフィルタ３９とを備えており、ディジタルローパスフィルタ３９、４０の出力は第１〜第８の実施形態の装置のベースバンド復調処理部１２及びスロット内受信レベル測定部１４に供給される。
【０１１８】
このＡ／Ｄ変換器３５への入力信号Ｓ（ｔ）の中心周波数ｆｃとＡ／Ｄ変換器３５のサンプリング周波数ｆｓとの間に
ｆｃ＝（４ｋ＋１）ｆｓ／４ （ｋ＝０，１，２，・・） ・・（４５）
という関係が成立するとき、Ａ／Ｄ変換器３５の出力サンプル値列Ｓ（ｍＴｓ）は次式のように表される。
【０１１９】
Ｓ（ｍＴｓ）＝Ｉ（ｍＴｓ）ｃｏｓ（πｍ／２）
＋Ｑ（ｍＴｓ）ｓｉｎ（πｍ／２） ・・（４６）
そして、この信号は次式の周波数ｆ０を中心周波数として分布する。
【０１２０】
ｆ０ ＝ｐｆｓ±（ｆｓ／４）（ｐ＝０ ±１，±２、・・） ・・（４７）
直交検波部３６は、このＳ（ｍＴｓ）にローカル周波数ｆｓ／４のローカル信号ｃｏｓ（πｍ／２）、ｓｉｎ（πｍ／２）を乗算して、次式（４８）（４９）で表されるＸｉ（ｍＴｓ）、Ｘｑ（ｍＴｓ）を出力する。この出力Ｘｉ（ｍＴｓ）、Ｘｑ（ｍＴｓ）は、乗算するローカル周波数ｆｓ／４のローカル信号ｃｏｓ（πｍ／２）、ｓｉｎ（πｍ／２）が（１，０，−１，０）、（０，１，０，−１）を１周期とする周期系列であることから分かるように、１サンプルおきに０が内挿さた形となる。
【０１２１】
【０１２２】
直交検波部３６の出力に含まれる２倍高調波成分に相当するｐｆｓ±（ｆｓ／２）（ｐ＝０，±１，±２，・・）という成分は、サンプリング周波数ｆｓのディジタルローパスフィルタ３９、４０による帯域制限を受けて抑圧される。その結果、ディジタルローパスフィルタ３９、４０から、サンプリング周波数ｆｓのベースバンド信号Ｉ０（ｍＴｓ）、Ｑ０（ｍＴｓ）が出力される。ただし、ディジタルローパスフィルタ３９、４０は、Ｘｉ（ｍＴｓ）、Ｘｑ（ｍＴｓ）の内挿０点を補間するためのものであり、Ｉ０（ｍＴｓ）、Ｑ０（ｍＴｓ）のパワーとＸｉ（ｍＴｓ）、Ｘｑ（ｍＴｓ）のパワーとはほぼ等しい値である。
【０１２３】
こうして得られたＩ０（ｍＴｓ）、Ｑ０（ｍＴｓ）を用いてスロット内受信レベルを測定し、第１〜第８の実施形態と同様のＡＧＣ動作が行なわれる。
【０１２４】
このように、第９の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、アナログ直交検波部３の機能をディジタル直交検波部３６で実現することができる。従って、アナログ部品を削減することができ、また、Ｉ、Ｑ間のゲインアンバランスや非直交性の影響を取り除いて高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【０１２５】
（第１０の実施の形態）
第１０の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、ＡＧＣアンプの出力のディジタル値から直接スロット内受信レベルを測定している。
【０１２６】
この受信装置は、図１０に示すように、ＡＧＣアンプ２の出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器３５と、Ａ／Ｄ変換器３５の出力にローカル信号を乗算してベースバンドの同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを検出するディジタル直交検波部３６と、ディジタル直交検波部３６の出力Ｉ、Ｑに含まれる不要成分を除去するディジタルローパスフィルタ３９と、Ａ／Ｄ変換器３５の出力の絶対値を計算する絶対値演算部４１と、絶対値演算部４１の出力より受信スロット内の平均受信レベルを測定するスロット内受信レベル測定部４２とを備えており、ディジタルローパスフィルタ３９、４０の出力は、第１〜第８の実施形態の受信装置のベースバンド復調処理部１２に供給され、スロット内受信レベル測定部４２の出力は、第１、第２の実施形態の受信装置のスロット間平均演算部１５、または第３〜第６の実施形態の受信装置のレベル差判定部２７及びスロット内受信レベル置換部３４、または第７、第８の実施形態の受信装置のレベル差判定部２７及びスロット間平均演算部１５に供給される。
【０１２７】
この受信装置のＡ／Ｄ変換器３５、直交検波部３６及びディジタルローパスフィルタ３９、４０の動作は、第９の実施形態と変わりがない。
【０１２８】
絶対値演算部４１は、Ａ／Ｄ変換器３５の出力サンプル値Ｓ（ｍＴｓ）の絶対値｜Ｓ（ｍＴｓ）｜を計算する。このとき以下の関係が成立する。
【０１２９】
【０１３０】
Ｒｓ（ｎ）＝（１／Ｍ）・Σ ｜Ｓ（ｋＴｓ）｜ ・・・・・・（５１）
（Σはｋ＝０からＭ−１まで加算）
Ｒｓ（ｎ）：ｎ番目の受信スロットでのスロット内平均受信レベル
Ｍ ：受信スロット内でのサンプル数
そして、このＲｓ（ｎ）を第１、第２の実施形態の受信装置のスロット間平均演算部１５、または第３〜第６の実施形態の受信装置のレベル差判定部２７及びスロット内受信レベル置換部３４、または第７、第８の実施形態の受信装置のレベル差判定部２７及びスロット間平均演算部１５に供給し、第１〜第８の実施形態と同様のＡＧＣ動作を行なう。
【０１３１】
このように、第１０の実施形態のＴＤＭＡデータ受信装置は、ディジタルローパスフィルタ３９、４０を通さずに、Ａ／Ｄ変換直後の信号を用いてスロット内平均受信レベルを測定しているため、より正確なレベル測定値が得られ、高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【０１３２】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明のＴＤＭＡデータ受信装置は、受信レベルのノッチによる影響が緩和され、受信レベルの低速での変動だけに追従する高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【０１３３】
また、ＡＧＣアンプのゲイン制御を対数値（デシベル値）によって行なう受信装置において、こうした高精度なＡＧＣ動作を行なわせることができる。
【０１３４】
また、直交検波部の機能をディジタル化した装置では、アナログ部品を削減することができ、また、Ｉ、Ｑ間のゲインアンバランスや非直交性の影響を取り除いて、高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【０１３５】
また、この直交検波を行なう前のＡ／Ｄ変換直後の信号を用いてスロットの受信レベルを測定する装置では、より正確なレベル測定値が得られ、高精度なＡＧＣ動作を行なうことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図２】本発明の第２の実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図３】本発明の第３の実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図４】本発明の第４の実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図５】本発明の第５の実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図６】本発明の第６の実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図７】本発明の第７の実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図８】本発明の第８の実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図９】本発明の第９の実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図１０】本発明の第１０のの実施形態におけるＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図１１】従来のＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図１２】受信フレーム及び対応する受信レベルを示す図である。
【符号の説明】
１ 受信信号入力端子
２ ＡＧＣアンプ
３ 直交検波部
４、５、１９ 乗算器
６ π／２移相器
７ 局部発振器
８、９ ローパスフィルタ
１０、１１ Ａ／Ｄ変換器
１２ ベースバンド復調処理部
１３ 復号データ出力端子
１４ スロット内受信レベル測定部
１５、２８ スロット間平均演算部
１６、２５ 基準レベル発生部
１７ 減算器
１８、２９ スケーリングファクタ発生部
２０ 積分演算部
２１ 加算器
２２ １フレーム遅延器
２３、２６ ゲイン制御コード発生部
２７ レベル差判定部
３０、３１ 自局の受信スロット
３２、３３ 受信レベル
３４ スロット内受信レベル置換部
３５ Ａ／Ｄ変換器
３６ ディジタル直交検波部
３７、３８ ディジタル乗算器
３９、４０ ディジタルローパスフィルタ
４１ 絶対値演算部
４２ スロット内受信レベル測定部
Claims (6)
- 入力する受信信号の振幅を制御するＡＧＣ手段を具備し、自局宛受信スロットの受信レベルを測定し、この測定結果に基づいて次のフレームの自局宛受信スロットに対する前記ＡＧＣ手段のゲインを設定するＴＤＭＡデータ受信装置において、
自局宛受信スロットの受信スロット内平均受信レベルを測定するスロット内受信レベル測定手段と、
現在の受信スロットのスロット内平均受信レベルを１フレーム前のスロット内平均受信レベルで除算し、除算結果が設定された閾値より小さいか否かを判定するレベル差判定手段と、
前記レベル差判定手段が前記除算結果を閾値より小さいと判定した場合に、現在の受信スロットのスロット内平均受信レベルとして１フレーム前のスロット内平均受信レベルを出力し、前記レベル差判定手段の判定がそれ以外の場合に、現在の受信スロットのスロット内平均受信レベルをそのまま出力するスロット内受信レベル置換手段と
を備え、前記スロット内受信レベル置換手段の出力に基づいて前記ＡＧＣ手段のゲインを制御することを特徴とするＴＤＭＡデータ受信装置。 - 前記スロット内受信レベル置換手段の出力を対数値に変換するリニア−ログ変換手段を設け、前記リニア−ログ変換手段の出力を用いて前記ＡＧＣ手段のゲインを制御することを特徴とする請求項１に記載のＴＤＭＡデータ受信装置。
- 前記スロット内受信レベル置換手段における現在の受信スロットからＮ−１フレーム前の受信スロットまでの出力の移動平均を演算するスロット間平均演算手段を設け、前記スロット間平均演算手段の出力を用いて前記ＡＧＣ手段のゲインを制御することを特徴とする請求項１に記載のＴＤＭＡデータ受信装置。
- 前記スロット間平均演算手段の演算結果を対数値に変換するリニア−ログ変換手段を設け、前記リニア−ログ変換手段の出力を用いて前記ＡＧＣ手段のゲインを制御することを特徴とする請求項３に記載のＴＤＭＡデータ受信装置。
- 入力する受信信号の振幅を制御するＡＧＣ手段を具備し、自局宛受信スロットの受信レベルを測定し、この測定結果に基づいて次のフレームの自局宛受信スロットに対する前記ＡＧＣ手段のゲインを設定するＴＤＭＡデータ受信装置において、
自局宛受信スロットの受信スロット内平均受信レベルを測定するスロット内受信レベル測定手段と、
現在の受信スロットのスロット内平均受信レベルを１フレーム前のスロット内平均受信レベルで除算し、除算結果が設定された閾値より小さいか否かを判定するレベル差判定手段と、
現在の受信スロットからＮ−１フレーム前の受信スロットまでの前記スロット内平均受信レベルの移動平均を演算するスロット間平均演算手段と、
前記ＡＧＣ手段のゲインの変化量を制御するスケーリングファクタを複数個有し、前記レベル差判定手段の判定結果を基に前記スケーリングファクタを選択するスケーリングファクタ発生手段と
を備え、前記スロット間平均演算手段の演算結果と前記スケーリングファクタ発生手段の選択したスケーリングファクタとを用いて前記ＡＧＣ手段のゲインを制御することを特徴とするＴＤＭＡデータ受信装置。 - 前記スロット間平均演算手段の演算結果を対数値に変換するリニア−ログ変換手段を設け、前記リニア−ログ変換手段の出力と前記スケーリングファクタ発生手段の選択したスケーリングファクタとを用いて前記ＡＧＣ手段のゲインを制御することを特徴とする請求項５に記載のＴＤＭＡデータ受信装置。
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