JPH1093647A - 直流オフセット除去機能を備えた受信機およびこれを用いた通信システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 アナログ信号処理部で発生するＤＣオフセッ
トがじかんと共に変動しても、正確にＤＣオフセットの
除去を行う。 【解決手段】 受信部で受信された無線周波数信号をア
ナログ信号処理部１０か増幅・帯域変換・周波数変換処
理し、その出力をＡＤ変換部３がアナログ信号からディ
ジタル信号に変換し、変換されたディジタル信号をディ
ジタル信号処理部４０が処理する受信機にあって、ディ
ジタル信号処理部４０はアナログ信号処理部１０で発生
した直流オフセットを検出するオフセット検出手段４
１，４２と、検出された直流オフセットを保持するオフ
セット保持手段４３，４４とを備え、保持された直流オ
フセットに基づいて少なくともアナログ信号処理部１０
において直流オフセットを補正するオフセット補正手段
２０，２１を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信システム
で使用可能な携帯無線端末に組込れる受信機およびこれ
を用いた無線通信システムに係り、特にダイレクトコン
バージョン受信方式およびスーパーへテロダイン受信方
式を用いたものに発生する不要な直流成分である直流オ
フセット（以下、必要に応じてＤＣオフセットともい
う）を除去する機能を備える小型の受信機およびこれを
用いた無線通信システムに関する。

【０００２】

【従来の技術】近年の無線通信システムの飛躍的な発展
に伴い、無線端末に対し小型化・低価格化の要求が高ま
っている。ダイレクトコンバージョン受信方式は、この
要求に答える受信方式として注目を集めている。以下、
図面を用いてダイレクトコンバージョン受信機の構成と
動作原理について説明する。

【０００３】図５３はダイレクトコンバージョン受信機
の基本的な構成を示す図である。ここで、受信部１のア
ンテナ２で受信された高周波信号は、アナログ信号処理
回路１０において、ＲＦ増幅器１１で増幅された後、２
系統に分配される。そして、ミキサ１６，ミキサ１７に
より、各々局部発信器１８から供給される受信信号とほ
ぼ同じ周波数の搬送波とミキシングされ、直接基底周波
数帯（ベースバンド）へと周波数変換される。ここで、
局部発信器１８は、ミキサ１６には直接接続され、ま
た、ミキサ１７にはπ／２移相器１９を介して接続され
ている。従って、ベースバンドに周波数変換された２系
統の信号はお互いにπ／２の位相を持っている。この２
系統のベースバンド信号は、各々チャネル選択の役目を
するローパスフィルタ（以下、ＬＰＦ―Low-Pass Filt
er―と略記する。）２２，２３によって不要周波数成分
が除去される。この後、ベースバンド信号は、ベースバ
ンド増幅器２６，２７によって所望の信号レベルまで増
幅された後、アナログ／ディジタル（以下、Ａ／Ｄと略
記する。）変換器３にてＡ／Ｄ変換され、ディジタル信
号処理回路４０を構成する検波・復調手段にて原データ
に復調される。

【０００４】このダイレクトコンバージョン受信方式に
おいては、受信信号を直接ベースバンドに周波数変換す
るため、中間周波数を持たず、原理的にイメージ応答が
存在しない。従って、スーパーへテロダイン方式で必須
のイメージ除去用の急峻なフィルタが不要になるという
利点がある。また、チャネル選択用のＬＰＦ２２，２３
を大規模集積回路（ＬＳＩ）化することが可能であり、
近年のＬＳＩの飛躍的な進歩と共に、受信機の小型化、
低価格化を実現できる利点があった。

【０００５】さて、ダイレクトコンバージョン受信方式
は小形化・低価格化には適しているが、この受信方式に
おいては以下のような問題点がある。この問題点につい
て、図５４を用いて説明する。

【０００６】図５４（ａ）で、ミキサ１６（または１
７）で周波数変換操作を行なうために必要な基準搬送波
が局部発振器１８から供給される。ここで、ミキサ１６
のローカルポート１６ａとＲＦポート１６ｂ間のアイソ
レーションは、理想的には無限大であることが望ましい
が、実際には概ね３０ｄＢ程度である。したがって、ロ
ーカルポート１６ａから入力された基準搬送波はＲＦポ
ート１６ｂ側にリークされて、その一部はＲＦ増幅器１
１の出力側で反射して反射波３２となり、ミキサ１６に
再入力される。あるいは、ＲＦ増幅器１１を通過してア
ンテナ２へリークされて、符号３４に示すように、アン
テナ２から外部へ放射された後、反射物３６で反射して
アンテナ２から再入力され、反射波３５となって再度ミ
キサ１６に入力される。これら反射波３２，３５は、局
部発振器１８からの基準搬送波とミキサ１６でミキシン
グされることになる（セルフミキシング）。ここで、反
射波３２，３５は、基準搬送波と同じ周波数であるた
め、セルフミキシングによってミキサ１６の出力の中に
直流出力成分（以下ＤＣオフセット）となって表れる。

【０００７】図５４（ｂ）は、このＤＣオフセットの様
子を周波数軸上で表した図である。すなわち、ダイレク
トコンバージョン方式では、所望波は本来ＤＣ成分を含
むベースバンド周波数帯に周波数変換されるため、反射
によって生じたＤＣオフセット成分７が所望波６に重畳
する形になる。この種のＤＣオフセットは、特に遅延検
波に於いては受信誤り率を劣化させる要因となることが
知られており、所望の受信誤り率を得るためのＤ（＝所
望波）Ｕ（＝ＤＣオフセット成分）比（以下Ｄ／Ｕ）と
して、例えば２０〜３０ｄＢを得られる程度までＤＣオ
フセット成分を減衰させる必要がある。しかし、局部発
振器１８から供給される基準搬送波は、通常０ｄＢｍ程
度もあり、これに伴って生じる反射波３２，３５も、本
来受信すべき所望波レベルよりも大きなレベルになるの
が普通である。そのため、所望のＤ／Ｕを得る必要上か
ら、ミキサ１６の出力側でＤＣオフセット成分のみを除
去する手段が必要となる。

【０００８】このＤＣオフセットを除去するために従来
から用いられていた方法としては、図５３に示すよう
に、ミキサ１６，１７の出力に交流結合手段（以下、Ａ
Ｃカップル）３０，３１を備える方法がある。この方法
は、ＤＣオフセットが常時一定である場合には効果があ
るが、ＤＣオフセットが時間と共に変動する場合には次
のような問題がある。図５５（ａ）は、ＡＣカップル無
しのミキサ１６の出力であり、所望波１０８にＤＣオフ
セット１０４が重畳した場合を示している。ここで期間
１０１でのＤＣオフセット１０４が、時刻ｔ’１０３
で、ＤＣオフセット１０５に変化したとする。これは、
図５４でＲＦ増幅器１１の回路の動作条件が変化した場
合に相当し、例えば、時刻ｔ’１０３でディジタル信号
処理回路４からの制御信号３３に基づいてＲＦ増幅器１
１の利得を切り換えた場合に、ＲＦ増幅器１１の出力イ
ンピーダンスが変化して反射量３２が変動する場合など
が考えられる。

【０００９】このとき、図５５（ａ）の時刻ｔ’１０３
前までのＤＣオフセット１０４と時刻ｔ’１０３後のＤ
Ｃオフセット１０５の差分１０６が、ＤＣオフセット変
動となる。このような場合に、ミキサ１６の出力にＡＣ
カップル３０を施した状態を図５５（ｂ）に示す。すな
わち、上記ＤＣオフセットの差分１０６の影響で、ＡＣ
カップル３０の時定数に対応した過渡応答１０９が期間
１０７で生じる。この過渡応答１０９が収まるまでに受
信すべき信号が到来すると、所望波はＤＣオフセットの
影響を受け、受信特性の劣化を生じる。すなわち、ＡＣ
カップル３０を用いてもＤＣオフセットの影響を除去で
きないことになる。さらに、ＡＣカップル３０を用いる
場合には、図５５（ｂ）に示すように、ＤＣ成分の含ま
れる所望信号に対しては、図５４（ｂ）に示すＡＣカッ
プルの周波数特性８により所望波の一部が削除され、こ
れによっても受信特性が劣化するという欠点があった。

【００１０】上述のように、ＲＦ増幅器１１に対して利
得を切り換える手段をもうけることは、特にダイレクト
コンバージョン受信機においては、受信ダイナミックレ
ンジを拡大するためにしばしば用いられる方法である。
また、小形受信機においてバッテリの消耗を防ぐために
も通常行なわれる方法である。このようなＲＦ回路に対
するバッテリセービング制御によっても回路の動作条件
の変化が生じるため、上記と同様のＤＣオフセット変動
が生じる。したがって、上記の様なＤＣオフセット変動
の影響を回避することは、小形受信機、特にダイレクト
コンバージョン受信機では必須のものとなる。

【００１１】また、これまでの説明からも分かるよう
に、一般にＤＣオフセットの変動する速さは、ミキサ１
６へ再入力する反射波の変動する速さに対応している。
これについては、これまで図５３のＲＦ増幅器１１から
の反射波３２を中心に説明してきた。これに対して、図
５４（ａ）において、アンテナ２から放射されて外部の
反射物３６によって反射されミキサ１６に再入力する場
合には、外部の反射物３６の状態の変化する速さに対応
してミキサ１６の出力におけるＤＣオフセット量も変動
することになる。例えば、外部の反射物３６が移動車両
であるような場合には、移動速度に基づいて生じるフェ
ージングピッチと同じ速さでＤＣオフセット量が変化す
ることになる。

【００１２】この状況を示したのが図５６である。ここ
で、図５６（ｂ）の１１１はＴＤＭＡフレームであり、
周期的に自端末に割り当てられた受信スロット１１２，
１１６を周期的に受信している。図５６（ａ）はＤＣオ
フセットを表しており、１０５はフェージングピッチに
対応して生じる比較的高速のＤＣオフセット変動であ
る。一方、１１３，１１４もＤＣオフセットであり、時
刻ｔ’１０３でバッテリセービングもしくは利得切り換
え等が行なわれることにより変化するような比較的遅い
ＤＣオフセットの変動分である。したがって、実環境下
でのダイレクトコンバージョン受信機では、この様な高
速なＤＣオフセット変動と、低速なＤＣオフセット変動
が混在している。このため、実用的には、ＤＣオフセッ
トの生じる原因やＤＣオフセットの時間変動の違い等に
応じて、より柔軟にＤＣオフセット変動の影響を除去で
きるようにすることが望ましい。

【００１３】また、以上に述べたＤＣオフセット変動に
関する問題点は、上述したゼロＩＦ受信機ばかりでな
く、図５７に示すような受信周波数を一度中間周波数に
周波数変換した後、再度、ベースバンドに周波数変換す
るいわゆるスーパヘテロダイン受信方式においても同様
に発生する。すなわち、図５７は、アナログの直交復調
部を備える受信機の基本的な構成を示す図である。ここ
で、アンテナ２を含む受信部１により受信された高周波
信号は、ＲＦ増幅器１１にて増幅される。この信号は、
周波数変換部１２により中間周波数に周波数変換され
る。

【００１４】すなわち、周波数変換部１２のミキサ１４
で局部発振器１３からの基準信号と乗算され、ＢＰＦ
（バンドパスフィルタ）１５で乗算の際に生じた広域成
分が取り除かれる。この周波数変換部１２により中間周
波数に周波数変換された受信信号は、この後で２系統に
分配される。そして、ミキサ１６，ミキサ１７で、それ
ぞれ局部発振器１８から供給される中間周波数信号とほ
ぼ同じ周波数の搬送波とミキシングされ、ベースバンド
周波数帯に周波数変換（直交復調）される。ここで、局
部発振器１８は、ミキサ１６に接続されると共に、π／
２移相器１９を介してミキサ１７にも接続されている。
したがって、ベースバンドに周波数変換された２系統の
信号は、互いにπ／２の位相を持っている。この２系統
のベースバンド信号は、それぞれ、チャネル選択の役目
をするＬＰＦ（ローパスフィルタ）１８，ＬＰＦ１９に
よって、所望チャネル以外の不要周波数成分が除去され
る。この後、ベースバンド増幅器２６，２７によって所
望の信号レベルまで増幅された後、Ａ／Ｄ変換器３にて
Ａ／Ｄ変換され、ディジタル信号処理回路４に内蔵され
る検波器で原信号に復調される。尚、ＲＦ増幅器１１の
後段にイメージ除去用のフィルタが必要であるが、以後
もこのフィルタについては省略する。

【００１５】図５７に示す構成を有するスーパヘテロダ
イン受信機においても、上述したゼロＩＦ受信機と同様
に動作するので、図５４ないし図５６を用いて説明した
ＤＣオフセットの時間変動に伴う問題点と同様の問題点
が生じていた。

【００１６】また、上記直交復調部を備える受信機やゼ
ロＩＦ受信機においては、無線部での利得切替を行なう
必要がある。この利得切替を行なう場合の従来例につい
て、図５８ないし図６２を用いて説明する。図５８は、
ゼロＩＦ受信機に無線部利得切替を適用した従来例を示
している。図５８において、アナログ信号処理回路１０
Ａは、ＡＣカップル３０，３１がないことを除けば、図
５３のアナログ信号処理回路１０と同一の構成を備えて
いる。無線部利得切替の無線部は、例えば図５８におい
ては、ＲＦ増幅器１１、ミキサ１６，１７、増幅器２
６，２７を含む前記アナログ信号処理回路１０Ａのこと
をいう。

【００１７】図５８においては、検波器３６の前段のＩ
Ｑ信号１１７を取り出して、受信電界強度の検出と比較
を行なう強度検出・比較回路３７に入力している。この
強度検出・比較回路３７により受信電界強度が計算され
て、基準電圧３８と比較される。これにより、ＲＦ増幅
器１１、ミキサ１６，１７、増幅器２６，２７に設定す
べき最適な利得が決定され、利得制御信号１２１が送出
される。すなわち、ＲＦ増幅器１１、ミキサ１６，１
７、増幅器２６，２７に対して、利得制御信号１１８，
１１９，１２０が供給される。利得切替制御は受信電界
強度に応じて、例えば図５９に示す表のように、各回路
の利得を設定することにより行なわれる。図５９におい
ては、無線部の利得の組み合わせによりモードＡからＥ
までの５つの受信モードを設け、１００ｄＢの受信ダイ
ナミックレンジを確保できるようにしている。

【００１８】ところが、図５８に示す無線部利得切替を
行なう場合には、特にＤＣオフセットに関して次の様な
問題が生じる。この問題を図６０および図６１を用いて
説明する。図６０（ａ），図６１（ａ）は、図５８のゼ
ロＩＦ受信機のＩＱチャネルの内の一方のチャネルのみ
を示した図である。ここで、ＲＦ増幅器１１の利得を切
り換えることによりミキサ１６のＤＣオフセット出力が
変動することを説明する。図６０（ａ）は図５９でモー
ドＥの状態、すなわちＲＦ増幅器１１の利得が０ｄＢに
設定されている状態を示している。一方、図６１（ａ）
はモードＤの状態、すなわちＲＦ増幅器１１の利得は２
０ｄＢに設定されている。図６０（ａ）の状態から、制
御部（図示せず）から送出されたＲＦ増幅器利得切替制
御信号１１８によって、ＲＦ増幅器１１の利得が図６１
の２０ｄＢに切り替わったとする（図５９のモードＥか
らモードＤ）。この時、局部発振器１８からミキサ１６
を通過してＲＦ増幅器１１により反射される量は、図６
０（ａ）の反射波１２４と図６１（ａ）の反射波１２５
では異なる値となる。これは、ＲＦ増幅器１１の出力イ
ンピーダンスが図６０（ｂ）と図６１（ｂ）とでは異な
る値となるからである。このとき、図６０（ｂ）および
図６１（ｂ）のいずれの場合も、ミキサ出力１２２には
セルフミキサシングによる直流（ＤＣ）成分が所望信号
成分１２３に重畳して生じる。ここで、図６０（ｂ）の
場合のミキサＤＣ出力ＤＣＬＯＷと、図６１（ｂ）の場
合のミキサのＤＣ出力ＤＣＨＩＧＨは上記の理由から異
なった値となる。したがって、ＲＦ増幅器１１の利得が
０ｄＢ（図６０（ｂ）の状態）から２０ｄＢ（図６１
（ｂ）の状態）に切り替わった時点（図５９のモードＥ
からモードＤ）で、ミキサ１６の出力にはＤＣＬＯＷと
ＤＣＨＩＧＨの差分のＤＣオフセット変動が発生する。

【００１９】以上のように、ミキサ１６の利得が一定
（モードＥからモードＤ切替時のミキサ利得の変化分＝
０ｄＢ）であっても、ミキサ１６の出力にはＲＦ増幅器
１１の利得切替に従ってＤＣオフセット変動が生じるこ
とになる。

【００２０】以上に説明したＤＣオフセット出力が変化
する現象は、ＲＦ増幅器１１の利得を変化させた場合に
だけ発生するわけではない。ミキサ１６、増幅器２６な
どの利得の変化によってもＲＦ増幅器１１の利得変化の
場合と同様にＤＣオフセットの変化が生じる。さらに、
利得の異なる回路では、回路単体での出力ＤＣ成分が異
なるため、このことによっても回路の利得を切り換えた
時点でＤＣオフセット変動が生じる。

【００２１】通話中に、このようなＤＣオフセットの変
動が生じると、非常に高速のＤＣオフセット変動の補正
が要求される。この様子を図６２を用いて説明する。図
６２（ａ）はＴＤＭＡの受信タイムスロットを示す図、
図６２（ｂ）は受信タイムスロットの拡大図である。図
６２（ａ）において符号ＴはＴＤＭＡフレーム長であ
る。自端末に割り当てられた受信タイムスロット１２６
を図５９のモードＥで受信した後、利得切替タイミング
１２９でモードＤに移り、次のスロット１２７を受信す
ることを考える。ここで、利得切替タイミング１２９
で、ＤＣオフセットはＤからＥへ変動する。ＤＣオフセ
ットを補正する場合には、受信タイムスロットの開始時
間１３０までにＤＣオフセット補正を行なう必要があ
る。しかし、フレーム長Ｔが非常に短いシステムにおい
ては、所要の演算時間が間に合わない可能性もある。さ
らに、図６２（ｂ）に示すように、自端末に割り当てら
れた受信タイムスロット１２７の中で、モードＡ、モー
ドＢ、モードＣ、モードＤ、モードＥの利得切替行なう
必要がある場合には、瞬時にＤＣオフセット補正を行な
う必要がある。瞬時のＤＣオフセット補正が実現できな
い場合には、図６２（ｂ）に示す様に各受信モードでの
ＤＣオフセットＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅが異なるため、これ
らのＤＣオフセット変動分が所望信号に重畳し、受信特
性が非常に劣化することになる。

【００２２】また、従来のダイレクトコンバージョン受
信機においては、ＬＰＦ１８，１９のＬＳＩ化が可能で
はあるが、ＬＳＩ化する素子のばらつきによりカットオ
フ周波数のばらつきのため、十分なチャネル選択ができ
なかったり、必要な信号まで削られてしまうことにな
り、受信特性が劣化してしまうことがあった。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
従来のダイレクトコンバージョン受信機においては、受
信した信号をアナログ信号処理回路で処理する際に発生
するＤＣオフセットにより、受信誤り率が劣化してしま
うという問題があった。また、また、スーパーへテロダ
イン受信機においても、ＤＣオフセットの時間変動に伴
う受信誤り率の低下は問題となっている。

【００２４】また、ＡＣカップルのみによりこのＤＣオ
フセットを除去しようとしても、ＤＣオフセットに時間
変動が生じた場合にはＡＣカップルにおける過渡応答の
ためＤＣオフセットの影響を完全に除去できないという
欠点があった。さらには、直流の信号成分を有する受信
信号に対して、ＡＣカップルは信号成分の一部を削除す
ることになるので、この信号成分の一部削除に伴って受
信特性を劣化させてしまう場合もあり、ＡＣカップルを
アナログ信号処理部に設けるだけでは充分なＤＣオフセ
ット除去機能を発揮することができないと言う問題もあ
った。

【００２５】このように受信した信号をアナログ信号処
理回路で処理する際に発生するＤＣオフセットによる受
信誤り率の劣化のため、このような受信機を用いるシス
テムでは良好な通話できないという欠点があった。

【００２６】また、従来の直交復調部を備えた受信機に
おいては、アナログ信号処理部で発生するＤＣオフセッ
トによる受信特性の劣化が問題となっていた。また、Ｄ
Ｃオフセットを検出して、補正する方法も考えられる
が、ＤＣオフセット検出・補正に掛かる時間が問題とな
っていた。従って、受信レベルに急激な振幅変化があっ
た場合や、受信レベルが不明な場合に必要となる無線部
の高速利得切替の際に発生するＤＣオフセット変動には
対応できないという問題があった。

【００２７】また、ＬＳＩ化するフィルタのカットオフ
周波数のばらつきにより受信特性が劣化するという問題
もあった。このように受信した信号をアナログ信号処理
回路で処理する際に発生するＤＣオフセットやフィルタ
のカットオフ周波数のばらつきによる受信誤り率の劣化
のため、このような受信機を用いシステムでは良好な通
話ができないという欠点があった。

【００２８】さらに、ＤＣオフセット検出を行なう場
合、検出すべきＤＣオフセット成分以外にＤＣ成分を持
つ信号波が受信されると、ＤＣオフセットを正確に検出
出来なくなる。このため、アンテナから、特に他の無線
通信システムで使用されている電波が受信されると、こ
の到来波の影響でＤＣオフセット検出が正確にできなく
なる可能性があった。

【００２９】本発明は、アナログ処理部に発生するＤＣ
オフセットが時間と共に変動する場合であっても、この
時間変動に追従して正確にＤＣオフセットの除去を行な
うことのできる受信機およびこの受信機を用いた通信シ
ステムを提供することを目的としている。

【００３０】

【発明を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に係る受信機は、無線周波数信号を受信す
る受信部と、この受信部より入力されたアナログ信号に
対して増幅・帯域変換・周波数変換処理するアナログ信
号処理部と、このアナログ信号処理部の出力をアナログ
信号からディジタル信号へと変換するＡＤ変換部と、こ
のＡＤ変換部により変換されたディジタル信号を処理す
るディジタル信号処理部と、を備える直流オフセット除
去機能を備えた受信機において、前記ディジタル信号処
理部に設けられて前記受信部または周波数変換部で発生
した直流オフセット信号を検出するオフセット検出手段
と、前記ディジタル信号処理部に設けられて前記オフセ
ット検出手段により検出された前記直流オフセット信号
を保持するオフセット保持手段と、前記ディジタル信号
処理部で検出された前記直流オフセット信号をアナログ
信号に変換するＤＡ変換部と、前記アナログ信号処理部
に設けられて前記ＤＡ変換部によりアナログ信号に変換
された直流オフセット信号に基づいて前記アナログ信号
を補正する第１のオフセット補正手段と、を具備するこ
とを特徴としている。

【００３１】また、請求項２に係る受信機は、請求項１
に記載された受信機において、前記オフセット保持手段
により保持された前記直流オフセット信号の一部をディ
ジタル的に減じて前記直流オフセットを低減させる第２
のオフセット補正手段を備えることを特徴としている。

【００３２】また、請求項３に係る受信機は、請求項２
に記載された受信機において、前記オフセット保持手段
に保持された直流オフセットは、前記オフセット検出手
段によりオフセットを検出する毎に更新されることを特
徴としている。

【００３３】また、請求項４に係る受信機は、請求項２
に記載された受信機において、前記オフセット検出手段
により検出されたオフセットの絶対値が所定の閾値を超
えた場合に、少なくとも前記所定の閾値を超えたオフセ
ット分について前記第１のオフセット補正手段により補
正するためのオフセット振り分け手段を備えることを特
徴としている。

【００３４】また、請求項５に係る受信機は、請求項４
に記載された受信機において、前記所定の閾値は、２の
べき乗であることを特徴としている。

【００３５】また、請求項６に係る受信機は、請求項２
に記載の受信機において、前記オフセット保持手段に保
持されているオフセットの上位ビットを前記ＤＡ変換部
によりアナログ値に変換して前記第１のオフセット補正
手段によりオフセットを補正すると共に、前記オフセッ
ト保持手段に保持されているオフセットの下位ビットを
用いて前記第２のオフセット補正手段によりオフセット
補正することを特徴としている。

【００３６】請求項７に係る受信機は、請求項２に記載
の受信機において、前記オフセット保持手段は、少なく
とも前記オフセット検出手段により検出されたオフセッ
トの初期値を保持する第１の記憶手段と、このオフセッ
トの初期値に基づいて前記第１および第２のオフセット
補正手段によりオフセットが補正された後に前記オフセ
ット検出手段により検出された時間と共に変化するオフ
セットの変動分を保持する第２の記憶手段と、を備える
ことを特徴としている。

【００３７】また、請求項８に係る受信機は、請求項７
に記載の受信機において、前記第１の記憶手段に記憶さ
れている前記オフセットの初期値は、前記オフセット検
出手段により１回だけ検出されてその後は変更されない
ことを特徴としている。

【００３８】また、請求項９に係る受信機は、請求項７
に記載された受信機において、前記第１の記憶手段に記
憶されている前記オフセットの初期値は、電源投入時に
検出されて設定されることを特徴としている。

【００３９】また、請求項１０に係る受信機は、請求項
７に記載の受信機において、前記第１の記憶手段に記憶
されている前記オフセットの初期値は、所定の期間が経
過する毎に検出され更新されることを特徴としている。

【００４０】また、請求項１１に係る受信機は、請求項
７に記載の受信機において、前記第１の記憶手段に記憶
されている前記オフセットの初期値は、時間と共に変化
する前記オフセットの変動分が所定の値を超えた場合に
更新されることを特徴としている。

【００４１】請求項１２に係る受信機は、請求項７に記
載の受信機において、前記第２の記憶手段に記憶されて
いる前記オフセットの変動分は、前記ディジタル信号処
理部に設けられた前記第２のオフセット補正手段により
補正されることを特徴としている。

【００４２】請求項１３に係る受信機は、請求項７に記
載された受信機において、前記第１の記憶手段に記憶さ
れているオフセットの初期値は、前記アナログ処理部に
設けられた前記第１のオフセット補正手段により補正さ
れ、前記第２の記憶手段に記憶されているオフセットの
変動分は、前記ディジタル信号処理部に設けられた前記
第２のオフセット補正手段により補正されることを特徴
としている。

【００４３】さらに、請求項１４に係る受信機は、請求
項１に記載された受信機において、前記信号入力部を介
して入力される受信電界強度を測定する手段と、前記受
信電界強度に基づいて前記アナログ信号処理部に複数の
利得を設定する手段と、前記アナログ信号処理部に設定
される前記複数の利得に対応して発生する複数の直流オ
フセット値を検出する前記オフセット検出手段と、前記
複数の直流オフセット値を保持する前記オフセット保持
手段と、前記アナログ信号処理部に設定された利得に対
応した直流オフセット値を前記オフセット保持手段より
読み出してその直流オフセットを補正する前記第１のオ
フセット補正手段と、を備えることを特徴としている。

【００４４】また、請求項１５に係る受信機は、請求項
１４に記載された受信機において、前記アナログ信号処
理部は、前記信号入力部に入力される前記無線周波数信
号の少なくとも同相成分と直交成分との互いに直交する
信号を周波数変換するミキサ対と、このミキサ対の出力
である同相成分チャネルおよび直交成分チャネルにそれ
ぞれ設けられたベースバンドフィルタと、を備えると共
に、前記第１のオフセット補正手段は、前記アナログ信
号処理部で発生した前記直流オフセットを補正するため
少なくとも前記ベースバンドフィルタの前段に設けられ
ていることを特徴としている。

【００４５】また、請求項１６に係る受信機は、請求項
１５に記載された受信機において、第１の利得値に設定
された前記アナログ信号処理部と、このアナログ信号処
理部の出力をディジタル値に変換する前記ＡＤ変換部
と、このＡＤ変換部のオーバーフロー状態を検出するオ
ーバーフロー検出回路と、前記オーバーフロー検出回路
によりオーバーフロー状態が検出されたときに前記アナ
ログ信号処理部の利得を前記第１の利得値よりも小さな
第２の利得値に設定するように制御する制御手段と、を
備えることを特徴としている。

【００４６】また、請求項１７に係る受信機は、請求項
１６に記載された受信機において、前記アナログ信号処
理部は、入力された無線周波数信号より発生する直流オ
フセットを検出して記憶する記憶手段を備え、前記第１
のオフセット補正手段は、１回の受信でも前記記憶手段
より読み出した第１の利得値に基づいて直流オフセット
を補正することを特徴としている。

【００４７】さらに、請求項１８に係る受信機は、請求
項１に記載された受信機において、前記アナログ信号処
理部に入力される前記アナログ信号を無入力とするアナ
ログ信号無入力手段を設け、前記アナログ信号が無入力
のときに前記オフセット検出手段が前記直流オフセット
を検出して、このとき検出された直流オフセット値に基
づいて前記第１のオフセット補正手段が直流オフセット
を補正することを特徴としている。

【００４８】また、請求項１９に係る受信機は、請求項
１８に記載された受信機において、前記アナログ信号無
入力手段は、前記アナログ信号処理部に設けられた無線
周波数信号増幅器と前記信号入力部との間に設けられた
切り替えスイッチにより構成されていることを特徴とし
ている。

【００４９】また、請求項２０に係る受信機は、請求項
１８に記載された受信機において、前記アナログ信号無
入力手段は、前記アナログ信号処理部に設けられた無線
周波数信号増幅器に並列に接続されたアッテネータと、
前記増幅器およびアッテネータの前後段にそれぞれ設け
られた４つのスイッチと、前記増幅器およびアッテネー
タの前段の接続線に設けられた５番目のスイッチと、よ
り構成され、前記信号入力部から前記アナログ信号処理
部への信号供給路は常に接続されていても、前記アナロ
グ信号処理部を無入力状態にできることを特徴としてい
る。

【００５０】さらに、請求項２１に係る受信機は、請求
項１に記載された受信機において、前記オフセット検出
手段は、前記ＡＤ変換部の出力の時間平均により前記直
流オフセットを検出し、前記第１のオフセット補正手段
は、前記ＤＡ変換部によりアナログ信号に変換された直
流オフセットを前記アナログ処理部で処理されるアナロ
グ信号より減じることにより直流オフセットの補正を行
なうことを特徴としている。

【００５１】また、請求項２２に係る受信機は、請求項
２１に記載された受信機において、前記オフセット検出
手段は時分割多重接続システムでの受信スロットから前
記直流オフセットを検出し、前記第１のオフセット補正
手段は前記受信スロットより検出された前記直流オフセ
ットの検出値に基づいて前記直流オフセットを補正する
ことを特徴としている。

【００５２】また、請求項２３に係る受信機は、請求項
２２に記載された受信機において、前記オフセット検出
手段は、過去の受信スロットより検出した直流オフセッ
トの時間の平均値を初期値として現在の受信スロットの
直流オフセットを検出し、前記第１のオフセット補正手
段は検出された現在の受信スロットの直流オフセットを
補正することを特徴としている。

【００５３】また、請求項２４に係る受信機は、請求項
２３に記載された受信機において、前記オフセット検出
手段は、前記ＡＤ変換部から入力されるディジタル信号
を累積加算する累積加算回路と、この累積加算された信
号を除算する除算回路とより構成され、前記オフセット
保持手段は、前記オフセット検出手段の出力を所定時下
ずつ遅延させる複数の遅延回路と、前記遅延回路により
遅延させられた値に前記直流オフセットに近い程重くな
るように予め設定された重み付け係数を乗じて出力する
複数の重み付け回路と、この重み付け回路の出力の総和
をとりその値を直流オフセット値として出力する加算回
路と、より構成されていることを特徴としている。

【００５４】また、請求項２５に係る受信機は、請求項
２４に記載された受信機において、前記複数の重み付け
回路のそれぞれの重み付け係数は、古い程軽く新しい程
重くなるように設定されていることを特徴としている。

【００５５】また、請求項２６に係る受信機は、請求項
２４に記載された受信機において、前記複数の重み付け
回路に設定されている前記重み付け係数は、前記オフセ
ット検出手段により検出される直流オフセットにおける
時間と共に変化する変動量に応じて変化することを特徴
としている。

【００５６】さらに、請求項２７に係る受信機は、請求
項１に記載された受信機において、前記アナログ信号処
理部の帯域制限特性を試験するためのテストモードを備
えると共に、前記ディジタル信号処理部が、前記アナロ
グ信号処理部の前記帯域制限特性をテストするテスト信
号を発生させる発生器と、前記テストモード時に前記テ
スト信号発生器より出力される前記テスト信号を前記直
流オフセット信号に加算する加算器と、を備え、前記第
１の補正手段は、前記ＤＡ変換部によりアナログ信号に
変換された後の前記加算器の出力を前記アナログ信号処
理部の帯域制限回路の入力に供給することを特徴として
いる。

【００５７】また、請求項２８に係る受信機は、請求項
２７に記載された受信機において、前記アナログ信号処
理部は、前記オフセット検出手段により前記直流オフセ
ットが検出され、前記オフセット保持手段によりこの直
流オフセットが保持された後に、このアナログ信号処理
部における帯域制限特性を試験することを特徴としてい
る。

【００５８】また、請求項２９に係る受信機は、請求項
２７に記載された受信機において、前記アナログ信号処
理部は、周波数特性制御信号により前記アナログ信号の
帯域制限特性を調整できる機能を有する帯域制限回路を
備え、前記ディジタル信号処理部は、前記テストモード
時に前記帯域制限回路に供給された前記テスト信号によ
り検出した周波数特性と所望の周波数特性とのずれに応
じて、前記周波数特性制御信号を発生させる周波数特性
制御手段を備えることを特徴としている。

【００５９】請求項３０に係る通信システムは、音声・
画像を含む情報信号よりなる無線周波数信号を送信する
送信機と、前記無線周波数信号を送信および受信するた
めの通信網と、前記無線周波数信号を受信する受信部
と、この受信部より入力されたアナログ信号に対して増
幅・帯域変換・周波数変換処理するアナログ信号処理部
と、このアナログ信号処理部の出力をアナログ信号から
ディジタル信号へと変換するＡＤ変換部と、このＡＤ変
換部により変換されたディジタル信号を処理するディジ
タル信号処理部と、前記ディジタル信号処理部に設けら
れて前記受信部または周波数変換部で発生した直流オフ
セット信号を検出するオフセット検出手段と、前記ディ
ジタル信号処理部に設けられて前記オフセット検出手段
により検出された前記直流オフセット信号を保持するオ
フセット保持手段と、前記ディジタル信号処理部で検出
された前記直流オフセット信号をアナログ信号に変換す
るＤＡ変換部と、前記アナログ信号処理部に設けられて
前記ＤＡ変換部によりアナログ信号に変換された直流オ
フセット信号に基づいて前記アナログ信号を補正する第
１のオフセット補正手段と、を具備する直流オフセット
除去機能を備えた受信機と、を備えることを特徴として
いる。

【００６０】上述の如く通信システムを構成すれば、受
信機のＡ／Ｄ変換器の入力でアナログ信号処理回路で発
生するＤＣオフセットを低減できるので、信号がＤＣオ
フセットによりＡ／Ｄ変換器の入力範囲を越え歪むのを
防ぐことができ受信誤り率の劣化を低減でき、良好な通
信を行なうことができる。また、ＡＣカップルを用いな
いので、ＤＣオフセットの時間変化の過渡応答による影
響を受けないので、受信誤り率を劣化させることはない
ので良好な通信を行なうことができる。さらに、特にＤ
Ｃを含む低周波成分を多く含む変調方式を用いる信号に
対して誤差となるＤＣオフセット成分のみを除去できる
ので、受信信号の誤り率を低減することででき、良好な
通信を行なうことができる。

【００６１】また、以上のように構成すれば、電源投入
時に１度だけオフセット値を記憶させることにより大ま
かなオフセットは通話開始直後であっても除去できるた
め受信誤り率の劣化を低減することができる。

【００６２】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しながら、
本発明に係る直流オフセット除去機能を備えた受信機の
好適な実施形態について詳細に説明する。図１は、本発
明の第１実施形態に係るＤＣオフセット除去機能を備え
た受信機の構成を示すブロック構成図である。

【００６３】図１において、信号入力部１を構成するア
ンテナ２で受信された高周波信号はアナログ信号処理回
路１０において、ＲＦ増幅器１１で増幅された後、局部
発振器１３，ミキサ１４，バンドパスフィルタ（以下、
ＢＰＦ―Band-Pass Filter―と略記する）１５で構成さ
れる周波数変換器２０２で一度中間周波数に変換した
後、２系統に分配される。そして、ミキサ１６，ミキサ
１７で、各々局部発信器１８から供給される中間周波信
号とほぼ同じ周波数の搬送波とミキシングされ、直接ベ
ースバンド周波数帯に周波数変換される。ここで、局部
発信器１８は、ミキサ１６には直接接続され、また、ミ
キサ１７にはπ／２移相器１９を介して接続されてい
る。従って、ベースバンドに周波数変換された２系統の
信号はお互いにπ／２の位相差を持っている。この２系
統のベースバンド信号は、各々チャネル選択の役目をす
るＬＰＦ２２，ＬＰＦ２３によって不要周波数成分を除
去される。この後、ベースバンド信号は、ベースバンド
増幅器２８，２９によって所望の信号レベルまで増幅さ
れた後、Ａ／Ｄ変換器３によりＡ／Ｄ変換され、ディジ
タル信号処理回路４０を構成する検波・復調手段５０に
より原データに復調されることになる。

【００６４】ディジタル信号処理回路４０では、ＤＣオ
フセット検出手段４１，４２により各々のベースバンド
信号に重畳されているＤＣオフセットを検出し、ＤＣオ
フセット保持手段４３，４４にて各々のＤＣオフセット
を保持している。この保持されたＤＣオフセットはＤ／
Ａ変換器５によりディジタルからアナログ信号に変換さ
れ、ＬＰＦ２２，２３の出力に設けた第１のオフセット
補正手段２４，２５或は、増幅器２６，２７の出力側に
設けた第１のオフセット手段２８，２９によりベースバ
ンド信号からＤ／Ａ変換器５でアナログ信号に変換した
ＤＣオフセットを差し引くようにしている。

【００６５】これにより、Ａ／Ｄ変換器３の入力でアナ
ログ信号処理回路１０で発生するＤＣオフセットを低減
でき、受信誤り率を低減できる。また、信号がＤＣオフ
セットによりＡ／Ｄ変換器の入力範囲を超えて歪むのを
防ぐこともでき、さらにこの歪みに起因する受信誤りを
防ぐこともできる。さらに、ＡＣカップルを用いないの
でＤＣオフセットの時間変化の過渡応答による影響を受
けなくなり、受信誤り率を劣化させることはない。特に
ＤＣを含む低周波成分を多く含む変調方式の信号に対し
て誤差となるＤＣオフセット成分のみを除去できるの
で、受信信号の誤り率の劣化を低減することができる。

【００６６】また、ミキサ１６，１７の直後に第１のオ
フセット補正手段２０，２１により周波数変換されたベ
ースバンド信号からＤ／Ａ変換器５でアナログ信号に変
換されたＤＣオフセットを差し引いてもよい。特に、こ
の場合は、予め所定の利得でのＤＣオフセットを検出保
持しておくことにより、周波数変換前での利得切り替え
などで生じるＤＣオフセットの変化に対して、ミキサ出
力（ＬＰＦ入力）でＤＣオフセットをキャンセルできる
ので、ＬＰＦ出力以降でキャンセルする場合に比べ、Ｌ
ＰＦの時定数による残留ＤＣオフセットの過渡応答を小
さく抑えることができるという特徴がある。

【００６７】なお、図１中、周波数変換器１２がないダ
イレクトコンバージョン受信機においてもＤＣオフセッ
トを除去し受信信号の誤り率を低減できるのは全く同じ
である。また、無線通信システムに、このような受信機
を用いることにより、受信信号の誤り率を低減すること
ができ、良好な通信を行なうことができる。

【００６８】図２は、ディジタル信号処理回路４０内に
第２のオフセット補正手段４５，４６を設けた第２実施
形態に係る受信機を示している。図２において、ＤＣオ
フセット保持手段４３，４４で保持されるＤＣオフセッ
トの一部を第２のオフセット補正手段４５，４６で除去
するものである。これにより、アナログ信号処理回路１
０では、第１のオフセット補正手段２０，２１により信
号がＤＣオフセットによりＡ／Ｄ変換器の入力範囲を超
えて歪むのを防ぐ程度の大まかなＤＣオフセットの補正
を行ない、ディジタル信号処理回路４０内では第２のオ
フセット補正手段４６，４７により細かなＤＣオフセッ
ト補正を行なうことが可能となる。よって、Ｄ／Ａ変換
器５の精度及び第１のオフセット補正手段２０，２１に
よる補正の精度を緩和できるので、高価な高精度のＤ／
Ａ変換器５や第１のオフセット補正手段２０，２１のた
めの高精度なアナログ減算器が不必要となりコストを低
減できる。

【００６９】なお、ＤＣオフセットの時間的な変化に対
しては、ＤＣオフセット検出手段による検出を度々行な
い、オフセット検出毎にオフセット保持手段に保持する
オフセットの値を更新することにより、ＤＣオフセット
除去を精度よく行なうことができる。例えば、受信信号
がＴＤＭＡの場合、周期的に自端末に割り当てられる受
信スロットが始まる前に行なえばよい。

【００７０】また、図２におけるオフセット保持手段４
３は、図３に示すようにオフセットの初期値を保持する
第１の記憶手段４７と、このオフセットの初期値に基づ
きオフセット補正後、ＤＣオフセット検出手段にて検出
した時間とともに変わるオフセットの変動部分を保持す
る第２の記憶手段４８を備えることで、ＤＣオフセット
の時間的な変化に対応しても良い。なお、オフセット保
持手段４４も図３に示されたオフセット保持手段４３と
同一構成を備えている。

【００７１】例えば出荷時或は、電源投入時などにアン
テナからの入力を切断した状態で、ＤＣオフセット検出
手段にて検出したＤＣオフセットを初期値とすれば良
い。特に、フェージングピッチに対応して起こるＤＣオ
フセットなど、ＤＣオフセットの時間的変化分がＤＣオ
フセット全体からみて小さい時は出荷時に一度初期値を
設定しておくだけでよい。これにより、予め第１の記憶
手段に保持されているＤＣオフセットを除去しているの
で、電源投入後はじめて自端末に割り当てられている受
信スロットを受信する時の受信誤り率の劣化を低減でき
る。

【００７２】図２において、第１と第２のオフセット補
正手段への補正するＤＣオフセットの振り分けは、例え
ば図４に示す第３実施形態のように、所定の閾値Ｒｅｆ
１により第１及び第２のオフセット補正手段において補
正するＤＣオフセットを振り分ける振分手段５１、５２
により行なわれており、ＤＣオフセットがあっても信号
がＡ／Ｄ変換器３の入力範囲を越えて歪まない値に閾値
Ｒｅｆ１を設定しておけばよい。

【００７３】図５は、オフセット振分手段５１（または
５２）の具体的な構成の一例を示すブロック図である。
オフセット保持手段４３（または４４）より入力したＤ
Ｃオフセットは、絶対値算出手段５３によりＤＣオフセ
ットの絶対値を算出された所定の閾値と比較手段５４に
おいて比較される。また、極性選択回路５５により閾値
Ｒｅｆ１の極性を入力したＤＣオフセットの極性と合わ
せ、減算回路５６により入力されたＤＣオフセットから
引き算される。入力したＤＣオフセットの絶対値が閾値
Ｒｅｆ１より大きい時は、比較手段５４の出力によりス
イッチ手段ＳＷ２で減算回路５６の出力が選択され、Ｄ
／Ａ変換器５によりアナログ値に変換され第１のオフセ
ット補正手段２０，２１へ出力され、また、第２のオフ
セット補正手段には極性選択回路５５の出力がスイッチ
手段ＳＷ１によって選択され出力される。入力したＤＣ
オフセットの絶対値が閾値Ｒｅｆ１より小さい時は、比
較手段５４の出力によりＤ／Ａ変換器５への出力はスイ
ッチ手段ＳＷ２でゼロが選択される。また、第２のオフ
セット補正手段４５（または４６）にはスイッチ手段Ｓ
Ｗ１にて入力したＤＣオフセットが選択される。

【００７４】上記のように、オフセット振分手段５１お
よび５２を構成することにより、入力するＤＣオフセッ
トの絶対値が閾値Ｒｅｆ１を超えた場合には、その越え
た分が、Ｄ／Ａ変換器５を介して第１のオフセット補正
手段２０，２１に出力され、閾値ＲｅＦ１に相当する分
が第２のオフセット補正手段４５，４６に出力されるこ
とになる。また、入力するＤＣオフセットの絶対値が閾
値Ｒｅｆ１を越えない場合には、ＤＣオフセットは全て
第２のオフセット補正手段４５，４６に出力することが
できる。

【００７５】図６は閾値Ｒｅｆ１が２のべき乗で表され
る値に選んだ時の図５における比較手段５４の具体例で
ある。図６においては、最上位ビット（ＭＳＢ）からＮ
番目のビットを閾値に選んだ場合を示している。比較手
段５４を構成するオア回路５４Ａにより、入力したＤＣ
オフセットのＭＳＢからＮ番目のビットまでのＮ本の信
号のオアを取ることにより、ＤＣオフセットが閾値以上
であるかどうかが分かり、複雑なコンパレータ回路は不
要となる。このように閾値Ｒｅｆ１を２のべき乗で表さ
れる値に選ぶことにより、オフセット振分手段５１およ
び５２を簡略化できる。

【００７６】図７は、本発明の第４実施形態に係る受信
機を示すブロック構成図である。第１のオフセット補正
手段では、検出・保持されたＤＣオフセットの上位ビッ
ト分を、また、第２のオフセット補正手段では、検出・
保持されたＤＣオフセットの下位ビット分を除去するも
のである。したがって、上位ビットはアナログ信号処理
部１０において大まかにオフセット補正され、下位ビッ
トはディジタル信号処理部４０により細かなオフセット
補正が行なわれる。これにより、オフセットの振分手段
を簡略化できる。

【００７７】なお、上述した第２実施形態に係るオフセ
ット保持手段の具体的な構成を示す図３において、第１
の記憶手段４７はオフセットの初期値を保持して出力
し、第２の記憶手段４８は時間経過に伴うオフセットの
変動分を保持して出力するように構成してもよい。この
初期値の設定方法の４つの具体例を図８ないし図１２を
参照しながら第５実施形態として説明する。

【００７８】図８は、第１の初期値設定方法を示すフロ
ーチャートである。出荷時にアンテナからの入力を切断
した状態で、ＤＣオフセット検出手段４１，４２により
検出されたＤＣオフセットを初期値とする。すなわち、
図８にステップST１に示すようにアンテナ端子を終端さ
せ、ST２に示すようにＤＣオフセットを検出する。その
後ステップST３に示すように第１の記憶手段４７に初期
値を記憶させる。温度変化や経年変化などによるＤＣオ
フセットの変化がＤＣオフセット全体から見て小さいと
きには出荷時に一度初期値を設定しておくだけでよい。
これにより予め第１の記憶手段に保持されているＤＣオ
フセットは除去されることになるので、通話開始時に自
端末に割り当てられている初めての受信スロットを受信
する際の受信誤り率の劣化を低減できる。図８に示され
るようなステップを工場出荷時に一度だけ行なえばよ
い。また、この第１の初期値設定方法をとる場合、第１
の記憶手段４７はＲＯＭなどの読み出し専用メモリを用
いるのが適当である。

【００７９】また、従来の受信機のように無線部が複数
の利得モードを有し、それぞれの利得モードで異なるＤ
Ｃオフセットを発生させるような場合には、上記と同じ
操作を利得モードの数だけ繰り返してそれぞれの利得モ
ードについてのＤＣオフセットを上記第１の記憶手段４
７に記憶させることにより、有効なＤＣオフセットの除
去が可能となる。

【００８０】次に、第２の初期値設定方法は、電源投入
時にアンテナからの入力を切断した状態で、ＤＣオフセ
ット検出手段４１，４２により検出したＤＣオフセット
を初期値とする。特に、フェージングピッチに対応して
発生するＤＣオフセットのように、ＤＣオフセットの時
間的変動分がＤＣオフセット全体からみて小さいときに
は、電源投入時に一度初期値を設定しておくだけでよ
い。これにより、予め第１の記憶手段４７に保持されて
いるＤＣオフセットを除去しているので、自端末に割り
当てられている受信スロットを電源投入後初めて受信す
る際の受信誤り率の劣化を低減できる。

【００８１】この処理ステップは、図９に示されてお
り、ST０において電源スイッチを投入し、ステップST１
に示すようにアンテナ端子を終端させ、ST２に示すよう
にＤＣオフセットを検出する。その後ステップST３に示
すように第１の記憶手段４７に初期値を記憶させる。以
上の処理ステップを電源投入毎に行なえばよい。この方
法をとる場合、第１の記憶手段４７はＲＡＭなど読み出
し／書き込み可能なメモリを用いるのが適当である。

【００８２】また、第１の初期値設定方法と同様に、従
来の受信機のように無線部が複数の利得モードを有し、
それぞれの利得モードで異なるＤＣオフセットを発生さ
せるような場合には、上記と同じ操作を利得モードの数
だけ繰り返してそれぞれの利得モードについてのＤＣオ
フセットを上記第１の記憶手段４７に記憶させることに
より、有効なＤＣオフセットの除去が可能となる。

【００８３】第３の初期値設定方法は、所定の期間経過
後、オフセット検出手段４１，４２により検出されたＤ
Ｃオフセットにより随時第１の記憶手段４７の記憶内容
を更新するものである。ＤＣオフセットが温度等によっ
て変化する場合であっても、この第３の方法によれば初
期値を有効に更新することができ、常に受信誤り率の劣
化を低減できる。

【００８４】具体的な処理動作としては、図１０のステ
ップST１に示すようにアンテナ端子を終端させ、ST２に
示すようにＤＣオフセットを検出し、その後ステップST
３に示すように第１の記憶手段４７に初期値を記憶さ
せ、最後にステップST４に示すように所定の期間が経過
するのを待てばよい。以上の処理ステップを繰り返し行
なうことにより、第１の記憶手段４７には常に最新のＤ
Ｃオフセットの値が保持されることになり、より正確に
初期値の設定を行なうことができる。

【００８５】第４の初期値設定方法としては、オフセッ
ト検出手段４１，４２により検出されたＤＣオフセット
の値が予め定められた閾値を超えた場合に、第１の記憶
手段４７に記憶されている初期値を更新するものであ
る。ＤＣオフセットは温度や経年変化により変動するも
のであり、この変動が所定の範囲内であれば、前記第２
の記憶手段４８に記憶されているオフセット値を用いて
ＤＣオフセットの補正を行なうことにより、受信誤り率
の劣化を低減することが可能であるが、所定の範囲を超
過すると、前記第２の記憶手段を用いたＤＣオフセット
の補正では、充分な補正を行うことができなくなる場合
があるため、これを防止することが必要になる。

【００８６】この第４の初期値設定方法の処理ステップ
を図１１により説明する。図１１に示すように、ステッ
プST１でアンテナ端子を終端し、ステップST２でＤＣオ
フセットを検出する動作は他の初期値設定方法と同様で
ある。ステップST２の後で、ステップST５においてＤＣ
オフセットが予め定められた閾値Ｖthを超えているか否
かが判断される。ＤＣオフセットの値が予め定められた
閾値Ｖthを超えているものと判断された場合には、ステ
ップST３に進み、このＤＣオフセットを初期値として第
１の記憶手段４７に記憶させる。ステップST５におい
て、ＤＣオフセットの値が予め定められた閾値Ｖthを超
えてい内ものと判断された場合には、ステップST４に進
み、所定の期間が経過するまでなにもしないで待つこと
になる。

【００８７】以上の処理を繰り返し行なうことにより、
第１の記憶手段４７に記憶されているＤＣオフセットの
値は必要に応じて更新されることになり、より正確な初
期値の設定が可能となる。

【００８８】次に、上記所定の閾値Ｖthの設定の仕方に
ついて図１２を参照しながら説明する。いま、Ａ／Ｄ変
換器のダイナミックレンジをＶadとし、このＡ／Ｄ変換
器に入力される信号の最大レベルをＶsig(p-p)とする。
このとき、第２のオフセット補正手段で補正できるＤＣ
オフセットは、最大で±(Ｖad-Ｖsig)／２である。した
がって、「Ｖth＝(Ｖad-Ｖsig)／２」とすることによ
り、この第５実施形態は最も効率的に作用することにな
る。ただし、実際には所定のマージンαを見込んで「Ｖ
th＝(Ｖad-Ｖsig)／２−α」とするのが現実的である。

【００８９】以上の第１ないし第４の初期値設定方法よ
りなる第５実施形態の受信機を用いることにより、特に
第２の記憶手段４８に保持された、時間と共に変換する
オフセットの変動分が、ディジタル処理部４０内に設け
られた第２のオフセット補正手段により補正される。な
ぜならば、第２の記憶手段４８に記憶されている時間と
共に変化するオフセットの変動分は、その変化の度合が
比較的速いために、なるべく瞬時に除去する必要がある
からである。したがって、このオフセットの変動分は、
第２のオフセット補正手段によりディジタル的に除去す
ることが時間的には最も速いので有利である。ディジタ
ル的にオフセットを除去する第２のオフセット補正手段
は、アナログ的にオフセットを補正する第１のオフセッ
ト補正手段と比較して、一般的に補正できる範囲は狭い
が固定的に発生するオフセットに比べて時間と共に変化
するオフセットはの変動分は充分に小さいものと考えら
れるので、大きな問題となることはない。

【００９０】また、第１の記憶手段４７に記憶された無
線部の各利得モードについてのＤＣオフセットの初期値
については、第１のオフセット補正手段によりオフセッ
ト補正を行なう方が有効である。なぜならば、第１の記
憶手段に記憶されている固定的なオフセット値は、第２
の記憶手段に記憶されているオフセットの変動分に比べ
てその値がかなり大きいために、補正できる範囲の広い
第１のオフセット補正手段により補正した方が有効であ
る。さらに第１の記憶手段に記憶されている固定的なオ
フセット値の補正は、一度設定された後は変更されるこ
とがないか、または変更されたとしても時間的に非常に
長い周期で変更されるために、第１のオフセット補正手
段によりアナログ的に補正されても時間遅れの問題など
が発生することがないからである。

【００９１】次に、ＤＣオフセットの補正とアナログ信
号処理部の利得の切換制御を行なうようにした実施形態
について説明する。ここからの幾つかの実施形態は、受
信機の複数の利得毎にＤＣオフセットを検出しこれをメ
モリに記憶させてその状態毎にＤＣオフセットを最適に
補正するものである。

【００９２】図１３は、第６実施形態に係る受信機の構
成を示すブロック図であり、この第６実施形態に係る受
信機の基本構成は図１に示された第１実施形態の構成と
略同じなので、図中に同一符号を付して重複説明を省略
する。異なる点は、アナログ信号処理部１０が受信部１
のアンテナ２からの無線周波数信号を受け入れる箇所に
スイッチ４が設けられている点、ディジタル信号処理部
４０の受信電界強度を検出する受信電界強度検出手段５
７が設けられ、この電界強度検出手段５７により検出さ
れた電界強度に基づいて利得切換制御信号５８がアナロ
グ信号処理部１０に出力されている。具体的には、ＲＦ
増幅器１１にはＲＦ増幅器利得切換制御信号５９が供給
され、ミキサ１６および１７の直交復調部にはミキサ利
得切換制御信号６０が供給され、また基底周波数のアナ
ログ信号を増幅するベースバンド増幅器２６および２７
には増幅器利得切換制御信号６１が供給されている。

【００９３】以上の構成に基づく第６実施形態に係る受
信機の動作を説明する。無線基地局から送信される高周
波信号はアンテナ２により受信され、スイッチ４を介し
てＲＦ増幅器１１により低雑音増幅される。このＲＦ増
幅器１１は、ディジタル信号処理部４０から供給される
切換制御信号５９によって利得可変な構成となってい
る。ＲＦ増幅器１１により増幅された高周波信号は、周
波数変換器１２において局部発信器１３からの基準搬送
波信号とミキサ１４によりミキシングされてからＢＰＦ
１５により不要成分を除去されることにより中間周波数
信号に変換され、その出力は同相成分と直交成分との２
系統に分けられる。２系統に分けられた同相成分と直交
成分とは、それぞれミキサ１６，１７により基底周波数
に周波数変換される。この直交復調部の動作についても
図１に示した第１実施形態の受信機と同様であるので重
複説明を省略する。なお、このミキサ１６，１７にも、
ディジタル信号処理部４０よりミキサ利得切換制御信号
６０が供給されている。ミキサ１６および１７の後段に
は第１のオフセット補正手段２０，２１によりそれぞれ
ＤＣオフセット成分が除去されるが、この構成および動
作についても第１実施形態の受信機と同じである。

【００９４】ミキサ１６および１７によりベースバンド
に周波数変換された所望信号は、ＬＰＦ２２，２３に入
力されるが、このＬＰＦ２２，２３は所望波以外の不要
波や隣接チャネル波を削除するチャネル選択機能や、後
段のＡ／Ｄ変換器３の前でアンチエリアジング機能を持
たせるために挿入されている。ＬＰＦ２２，２３の後段
の増幅器２６，２７は、可変利得増幅器であり所望波を
後段のＡ／Ｄ変換器３に所望の電圧レベルで供給するた
めに設けられている。なお、この可変利得増幅器２６，
２７の利得は、前記ディジタル信号処理部４０より供給
される増幅器利得切換制御信号６１により可変制御され
ている。したがって、Ａ／Ｄ変換器３のダイナミックレ
ンジが充分に広い場合には増幅器２６，２７は省略する
ことも可能である。

【００９５】なお、図１３においては周波数変換器１２
のミキサ１３に対して利得可変機能が無いものとして説
明したが、本発明はこれに限定されず必要に応じてミキ
サ１３にも利得可変機能を持たせる構成としてもよい。
また、図１３に示される第６実施形態の受信機において
は、周波数変換器１２が設けられているものとして説明
したが、本発明は原理的には同相成分（Ｉ）と直交成分
（Ｑ）の２つのチャネルを備えた直交復調部（ミキサ２
２，２３）を備えていれば充分であり、周波数変換器１
２や増幅器２６，２７はＬＰＦ２２，２３の出力信号を
充分な振幅でＡ／Ｄ変換器３に受け渡すために設けられ
ている。したがって、Ａ／Ｄ変換器３が例えば多ビット
の変換器である場合には、増幅器２６，２７は省略して
も本発明の要旨を逸脱するものではない。

【００９６】上記を具現すると、図１４に示す第７実施
形態に係る受信機となる。図１４においては、上述のよ
うに周波数変換器１２，利得可変増幅器２６，２７が省
略されている。また、ディジタル信号処理部４０に設け
られるＤＣオフセット検出手段４１，４２とＤＣオフセ
ット保持手段４３，４４は図１５（ａ）（ｂ）のように
構成されている。すなわち第１の具体例を示す図１５
（ａ）は、基準平均値補正回路６２を追加したものであ
り、この基準平均値補正回路６２は基準平均値保持部６
３と、加算器６４とを備えている。保持部６３に保持さ
れている基準平均値は変調信号成分が本来有している直
流成分であり、この場合に画一的にＤＣオフセットの補
正を行なうと本来のＤＣ成分まで除去してしまうことに
なる。したがって、そのシステムで用いられている変調
方式のＤＣ成分が既知である場合には、そのＤＣ成分の
基準平均値を予め用意しておいてＤＣオフセット検出手
段４１（または４２）により求められたＤＣオフセット
からこの基準平均値を減算して正確なＤＣオフセットを
求めて、これをＤＣオフセット保持手段４３（または４
４）により保持する。なお、第２の具体例を示す図１５
（ｂ）のように、Ａ／Ｄ変換器３から入力された基底周
波数信号から基準平均値を先に減算してからＤＣオフセ
ットを検出する基準平均値補正回路６５のように構成し
てもよい。

【００９７】次に、第７実施形態に係る受信機の動作手
順について、図１４の受信機の場合についてフローチャ
ートを参照しながら詳細に説明する。受信部の利得切替
モードは、図１６に示す４つの受信モードを想定する。
図１６では、ＲＦ増幅器１１の利得を１０ｄＢと−３０
ｄＢの２通りとし、ミキサ１６、１７の利得を２０ｄＢ
と０ｄＢの２通りとして計４つの受信モードを設定して
いる。尚、図１３の受信機に対しても、増幅器２６、２
７に対する利得切替制御（制御信号６１）が存在するだ
けで、基本的な動作は以後説明する操作手順と同様であ
る。本受信機は、図１７に示すようなＴＤＭＡシステム
への適用が適当である。以下では、図１７に示す周期Ｔ
のＴＤＭＡフレーム６６で、自端末に割り当てられた受
信タイムスロット６７、６８のみを受信する動作を繰り
返す受信を想定する。

【００９８】本発明による受信機では、アナログ信号処
理部２の各受信モードに対して発生するＤＣオフセット
を予め想定し保持しておき、使用する各受信モードで読
み出してＤＣオフセット補正を行なうことが特徴であ
る。

【００９９】まず、ＤＣオフセットを検出し、ＤＣオフ
セット補正値として図１４のＤＣオフセット保持手段４
３、４４に格納する操作手順について、図１８のフロー
チャートを参照しながら説明する。

【０１００】図１８のフローチャートで、始めにアナロ
グ信号処理部１０をＤＣオフセットを測定できる状態に
設定する（ＳＴ１１）。図１４のアナログ信号処理部１
０で発生するＤＣオフセットを単体で測定するために
は、信号入力部１から外部の信号が入力されないように
する必要がある。そのためには、例えば、アンテナ２の
後段に信号入力部１の入力を遮断するような高周波スイ
ッチ４を設けておき、ＤＣオフセット測定時にはこのス
イッチ４を「断」としておくように構成すればよい。こ
の高周波スイッチ４は、例えば、ＴＤＭＡ／ＴＤＤシス
テム用の受信機では、送受切替スイッチと兼用すること
ができる。また、実際の動作状態で発生するＤＣオフセ
ットを測定する為、アナログ信号処理部１０を受信状態
とする。すなわち、アナログ信号処理部１０の各回路に
バッテリーセービング機能（図示せず）が備わっている
場合には解除し、局部発振器１８も動作状態として、ミ
キサ１６、１７に基準搬送波信号を送出するように設定
しておく。

【０１０１】次に、ｎを受信モードとして、初期値
「１」を設定する（ＳＴ１２）。ここで、図１６の受信
モードに従って、ｎ＝１〜４を、図１６の受信モードＡ
〜Ｄにそれぞれ対応させると、ｎ＝１は、モードＡとな
り、ＲＦ増幅器１２に１０ｄＢ、ミキサ１６に２０ｄＢ
が設定される（ＳＴ１３）。このモードＡに設定された
状態で、アナログ信号処理部２出力に発生するＤＣオフ
セットを、前述の図１５に示した構成のＤＣオフセット
検出手段４１（または４２）により検出する（ＳＴ１
４）。この検出されたＤＣオフセット値は、アナログ信
号処理部１０をモードＡに設定した場合の「ＤＣオフセ
ット補正値」としてＤＣオフセット保持手段４３、４４
に格納される（ＳＴ１５）。引き続き、ｎ＝２、すなわ
ち受信モードＢの場合について（ＳＴ１７）、同様にア
ナログ信号処理部１０で発生するＤＣオフセット値を測
定し、ＤＣオフセット保持手段４３、４４に格納してい
く。

【０１０２】最後に、ｎ＝４（受信モードＤ）出のＤＣ
オフセット値を測定し、ＤＣオフセット保持手段４３、
４４に格納して終了する（ＳＴ１６）。したがって、受
信モードＡ〜Ｄに対応して夫々、ＤＣオフセット値（＝
ＤＣオフセット補正値）が得られる。このＤＣオフセッ
トをＡ〜Ｄとして、図１６の最右列に列記した。図１
３、図１４のＤＣオフセット保持手段４３には、ＤＣオ
フセット測定値が、図１６のような形式で格納・保持さ
れている。なお、ＤＣオフセット測定時の各受信モード
測定順序は任意に設定できる。

【０１０３】次に、本ＤＣオフセット補正を採用した第
７実施形態に係る受信機の受信モードの選択・設定手順
について図１４と図１９とを参照しながら説明する。図
１９は、受信機に最適な受信部の利得、すなわち受信モ
ードを設定するための操作手順を示す図である。受信機
の利得を所期設定する場合の問題点は、受信される信号
レベルについての情報が全く無いことである。そのた
め、信号レベルが極端に大きい場合や極端に小さい場合
には、受信電界強度測定ができず、受信機の利得を設定
できないという問題が生じる。

【０１０４】図１９の操作手順は、受信機が受信電化強
度を測定しながら、アナログ信号処理部１０の各回路に
最適な利得を設定していく手法である。ここでは、図１
６に示す受信モードＡ〜Ｄの４つの受信モードを仮定
し、受信モードＡ〜Ｄをｎ＝１〜４に対応させて説明す
る。図１９に従えば、まずｎ＝１でアナログ信号処理部
１０の各回路の利得を受信モードＡに設定する（ＳＴ２
１、ＳＴ２２）。その後ＤＣオフセット補正値として、
受信モードＡに対応する値（図１６のＡ）をＤＣオフセ
ット保持手段４３、４４から読み出して、第１のオフセ
ット補正手段２４、２５に送出し、ＤＣオフセット補正
の設定を行なう（ＳＴ２３）。この状態で、到来信号を
受信し（ＳＴ２４）、受信電界強度検出回路５７で受信
電界強度を測定し検出する（ＳＴ２５）。このステップ
ＳＴ２５の操作手順については後述する。

【０１０５】以下、純モードを逐次設定しながら（ＳＴ
１２、ＳＴ１２）、受信電界強度検出が可能なＣ／Ｎ
（Ｃ：信号強度、Ｎ：受信機熱雑音）、になった時点
（ＳＴ１６）で、入力信号レベルを受信する最適受信モ
ードの設定（ＳＴ２８）を行う。ここで、受信モード
は、図１６に示す利得の大きなモードから小さなモード
（モードＡからモードＤ）へ順次設定しても良いし、そ
の逆であっても良い。また、高速に最適受信モードを設
定する必要がある場合には、必ずしも１つずつ順に設定
する必要はなく、１つおき、もしくは幾つかずつ飛ばし
て設定するようにしても良い。

【０１０６】ここで、図１９のＳＴ２５に示した受信電
界強度検出の方法について図２０を参照しながら説明す
る。図２０は、電界強度測定のための操作手順を示す図
である。本受信機において、アンテナ２の入力端におけ
る受信電界強度の絶対値を測定することは、アナログ信
号処理部２の利得を最適な値に設定するために必要であ
る。図１３、図１４に示す直交復調部を備えた受信機で
は、受信電界強度検出回路５７でＡ／Ｄ変換器３へ入力
する信号電圧をディジタル演算によって計算することが
できる。この演算は、例えばＩＱ各チャンネルの２乗和
のルートを取ることにより容易に実現できる。

【０１０７】そこで、受信電界強度検出回路５７で信号
電圧レベル（Ｐ_ＡＤ）を求め（図２０のＳＴ２９）、こ
の値からアナログ信号処理部２の全利得を差し引くこと
によって、アンテナ入力端での受信電界強度（Ｐ_ＲＦ）
を算出することができる。すなわち、ＰＡＤからＲＦ増
幅器１１の利得（Ｒ）、ミキサ１６の利得（Ｍ）、さら
に、ＬＰＦ２２や増幅器２６等のベースバンド部の利得
（Ｂ）を差し引けば良い（ＳＴ３０）。なお、アナログ
信号処理部１０の各回路の利得は、図１７に示す自端末
に割り当てられた受信タイムスロット６７、６８ごとに
逐次更新されるが、各回路に設定される利得の値はその
都度メモリ等に蓄えておけば良い。

【０１０８】次に、以上に説明したＤＣオフセット検
出、受信モード選択、受信電界強度測定を適用した本受
信機の通話時の受信操作手順について説明する。本受信
操作手順は、特にＴＤＭＡもしくはＴＤＤシステムに本
受信機を適用する場合に特に有孔である。そこで、まず
本受信操作手順が前提とするシステムのフレーム構成に
ついて説明する。図２１は、ＴＤＭＡもしくはＴＤＤシ
ステムにおけるフレーム構成を示す図である。図２１
で、Ｔが１フレーム長、６７、６８が自端末に割り当て
られた受信タイムスロットである。

【０１０９】今、タイムスロット６８を受信する場合、
受信モードの設定は、１つ前のフレームのタイムスロッ
ト６７で検出された受信電界強度を基にしてスロット６
８の受信前迄に行われる。つまり、スロット６７で求め
た受信電界強度から後続の６８の受信電界強度を予測し
てアナログ信号処理部１０の受信モードを設定する。こ
れは、図２１のフェージング時の受信電界強度７０の変
動によって定まるフェージング周期ＦＴが、１フレーム
長Ｔに比べて充分に長ければ、先行フレームの受信スロ
ット６７の受信電界強度から後続フレームの受信スロッ
ト６８の受信電界強度をある程度予測できることに基づ
いている。

【０１１０】次に、図２２を参照しながら、受信操作手
順の詳細を説明する。図２２は、本受信機の通話時の基
本的な受信操作手順を示すフローチャートである。ここ
で、図２１の受信タイムスロットを受信することを考え
る。受信機は、電源ＯＮ（ＳＴ３１）の後、初期設定
（ＳＴ３２）で、ＤＣオフセット測定（図１８）、アナ
ログ信号処理部１０の利得の設定（図１９）を行い、受
信可能な状態となる。この後、受信スロット６７にて
（ＳＴ３３）、受信電界強度Ｐ_ＲＦを測定する（ＳＴ３
４）。この受信スロット６７の受信電界強度から後続の
６８を受信するための受信モードを設定すると共に、こ
の受信モードに対応するＤＣオフセット補正値をＤＣオ
フセット保持手段４３、４４から読み出して設定する。
そして、後続（ＳＴ３６）の所望スロット６８を受信す
る（ＳＴ３７）。第７実施形態では、１スロット６８の
間で受信電界強度はほぼ一定であるとみなし、設定され
た受信モードはスロット６８受信中は固定するものとし
ている。

【０１１１】なお、アナログ信号処理部１０の各回路で
発生するＤＣオフセットは、同じ純モードであっても、
時間の経過と共に回路の温度特性などによって微妙に変
動する。その場合には、電源ＯＮ（ＳＴ３１）の直後の
初期設定（ＳＴ３２）以外の時間帯でＤＣオフセットを
検出し、ＤＣオフセット保持手段４３の内容を更新して
おくことが必要である。電源ＯＮ時以外にＤＣオフセッ
トを検出する時間は、所望の受信スロット以外の時間帯
であることが必要である。例えば、バッテリーセービン
グモード時の所望スロット受信以外の時間で、所定の時
間毎、あいるは所定のフレーム毎にＤＣオフセット検出
を行えば良い。

【０１１２】次に、図１７を参照しながら、ディジタル
信号処理回路４０からアナログ信号処理部１０へ送出さ
れる利得制御信号と、ＤＣオフセット制御信号のタイミ
ング関係について説明する。図１７で、７１はアナログ
信号処理部１０の受信モードを設定するための利得制御
信号、７２はＤＣオフセットを補正するための制御信号
である。受信スロット６７では制御信号値７３に対応す
る受信モードで受信して、この受信モードに対応するＤ
Ｃオフセット制御は、制御信号７５で行うものとする。
また、受信スロット６８では制御信号値７５に対応する
受信モードで受信し、この受信モードに対応するＤＣオ
フセット制御は、制御信号７６で行うものとする。本受
信機では、受信モードは先行する受信スロット６７で測
定された受信電界強度に基づいて決定される。このた
め、受信モードを設定する利得制御信号７１は、受信ス
ロット６７での制御信号値７３から、後続の受信スロッ
ト６８前にタイミングｔ２で制御信号値７４に切り替わ
る。ここでｔ２は受信スロット開始時刻ｔ３よりも前で
あれば良い。一方、ＤＣオフセット補正をアナログ信号
処理部１０で行うためのＤＣオフセット制御信号７２
も、７５から７６に切り替わる。この切替タイミングｔ
１′は、基本的には、後続の受信スロット６８開始時刻
ｔ３の前であれば良い。従って、制御信号７２が７５、
７６に切り替わることによってアナログ信号処理部１０
での回路的不具合が発生しなければ、利得制御信号７１
の利得切替タイミングｔ２に関わらず、ｔ１、ｔ１′の
いずれで切り替わっても良い。

【０１１３】図２２を用いて説明した受信操作手順は、
図１７の受信フレームの先行受信スロット６７の受信電
界強度に基づき後続受信スロットの受信モードを設定す
る方法である。しかし、より実用的には、スロット６８
を受信する際の受信モードは、所望受信スロット６８の
受信時の受信電界強度によって決定・設定することが望
ましい。以下にこの方法について説明する。最初に、受
信スロット６８の一般的な構成を図２３に示す。ここで
スロット６８が所望の受信スロットであり、７７、７８
が隣接スロット、８０、８１はガードタイムである。ス
ロット７６は、スタートシンボル８２、プリアンブル８
３、ユニークワード８４、情報部分８５等から構成され
ている。ここで、例えば、プリアンブル８３区間で受信
電界強度の測定ができれば、その情報に基づき、このス
ロット内の情報部分８５部分を受信するためのより適切
な受信モード設定が可能となる。

【０１１４】以下、図２４を参照しながら、所望受信ス
ロット６８内で受信電界強度測定を行い、受信モード設
定・ＤＣオフセット補正を行って情報部分８５を受信す
る操作手順について説明する。図２４で、電源ＯＮ（Ｓ
Ｔ４１）、初期設定（ＳＴ４２）の操作は、図２２で説
明した内容と同じである。ＳＴ４３に記したｎ＝１は、
図２２の場合と異なり、現時点で既に所望受信スロット
６７を受信していることを示している。この時のアナロ
グ信号処理部１０の受信モードは、初期設定（ＳＴ４
２）で設定された受信モードとなっており、この受信モ
ードに対応したＤＣオフセット補正が行われている（Ｓ
Ｔ４４）。そして、受信スロット６７の先頭部分（例え
ば、図２３のプリアンブル８３）を用いて、現在受信し
ている受信スロットでの受信電界強度Ｐ_RF′を測定する
（ＳＴ８５）。そして、このＰ_RF′に基づいて最適な受
信モードを設定し、併せてこの受信モードに対応するＤ
Ｃオフセット補正値をＤＣオフセット保持手段４３、４
４から読み出して設定する（ＳＴ４６）。その後、プリ
アンブル８３以降の受信スロットを受信する（ＳＴ４
７）。後続のフレーム（ｎ≧２：ＳＴ４９）からは、受
信電界強度測定（ＳＴ４５）によって設定する受信モー
ドの初期値は、１つ前のフレーム（ｎ＝１）を受信する
際に使用した受信モードに設定しておくのが効果的であ
る。例えば、ｎ＝１で図１６の受信モードＢで受信した
場合には、ｎ＝２での受信電界強度測定（ＳＴ４５）の
初期値として受信モードＢを使用すれば良い。あるい
は、ｎ＝２での受信電界強度測定（ＳＴ４５）の際のＡ
／Ｄ変換器３の飽和を避けるという観点からは、ｎ＝１
よりも１ランクしたの利得の少ない受信モードを初期値
としても良い。

【０１１５】以上に説明した受信操作手順により、本発
明の受信機ではなく、アナログ信号処理部１０でＤＣオ
フセットが発生しても、その影響を受けることなく良好
な受信性能を実現することが可能である。

【０１１６】ここで、図１３、図１４に記載されている
アナログ信号処理部１０の第１のオフセット補正手段の
構成・動作について図１４、図２５を参照しながら説明
する。この動作を行う受信機は、特に受信スロット内で
ＤＣオフセット補正を行いながら受信を行う場合に有効
である。図２５は、ミキサ１６の出力に発生するＤＣ成
分がＬＰＦ２２、２３の時定数によって影響を受けるこ
とを示す図である。図２５（ａ）は、図１４の利得切替
制御信号５８のタイミングを表す図であり、時刻ｔ′で
アナログ信号処理部１０の各回路に対する利得の切替が
行われる。図２５（ｂ）は、ミキサ出力（ＬＰＦ入力）
のＤＣ成分の変化を表す図であり、時刻ｔでアナログ信
号処理部１０の利得が変化したのに伴い、ＤＣオフセッ
ト変動８６が生じている。

【０１１７】このＤＣオフセット変動８６は、例えば、
図６１（ｂ）のＤＣＨＩＧＨと図６０（ｂ）のＤＣＬＯ
Ｗの差分に相当する。尚、この時点では未だＤＣオフセ
ット補正は行っていないものとしている。次の図２５
（ｃ）は、図２５（ｂ）を入力した時の、ＬＰＦ２２の
出力を表す図である。ここでＬＰＦの時定数による応答
８７が生じ、出力が整定するまでに８９の遅延が生じて
いる。図２５（ｄ）はＤＣオフセット分８６の逆特性と
なっている。この図２５（ｄ）の信号でＬＰＦ２２の出
力を示す図２５（ｃ）に対して補正を掛けたものが図２
５（ｅ）である。すなわち、ＬＰＦ２２の時定数の影響
による遅延分８９の区間は、ＤＣオフセット補正出力は
８８のようになり、正確な補正が実現できていない。

【０１１８】これを解決するためには、ＬＰＦ２２の前
段でＤＣオフセット補正を行えば良い。この方法によれ
ば、図２５（ｆ）のようにＤＣオフセット補正回路出力
は遅延８９の影響なく、完全なＤＣオフセット補正を実
現することができる。このように、本受信機において
は、ＬＰＦ２２、２３の時定数の影響を受けないように
するため、好ましくは第１のオフセット補正手段は、Ｌ
ＰＦ２２、２３の少なくとも前段（図１３、図１４では
２０、２１の位置）に設定することが望ましい。尚、こ
のことは、先に説明した図２２の受信手順、つまり所望
受信スロット以外の区間でＤＣオフセット補正を行う場
合も同様である。すなわちＬＰＦ２２、２３の時定数の
影響を極力受けることのないように、第１のオフセット
補正手段はＬＰＦ２２、２３の少なくとも前段に設定す
ることが好ましい。

【０１１９】以上、図１３と図１４では、ＤＣオフセッ
トをアナログ信号処理部１０のみで補正する場合の構成
について説明した。しかし、本発明はこの第７実施形態
以外、すなちわディジタル信号処理回路４０でＤＣオフ
セットを補正する構成の受信機に対しても有効であるこ
と明らかである。すなわち、図２６は、図１３におい
て、ディジタル信号処理回路４０内に第２のＤＣオフセ
ット補正手段４５、４６を設けた第８実施形態に係る受
信機で、この部分の動作は図２を用いて説明した第２実
施形態と同様である。

【０１２０】さらに、図２７に示す第９実施形態のよう
に、補正するＤＣオフセットの量を、アナログ信号処理
部１０のとディジタル信号処理回路４０に振り分ける方
式も考えられる。すなわち、ＤＣオフセット振り分け手
段５１、５２を追加する構成を採れば良い。これについ
ても、図４に示す第３実施形態と同様の構成を採ること
によって容易に実現できる。また、受信手順について
は、これまでに説明したＤＣオフセット補正値の検出・
設定・補正の手順の全ての手順を、アナログ値のみでな
く、ディジタル値についても行なうようにすれば良い。

【０１２１】図２８を用いて、ディジタル系とアナログ
系にＤＣオフセット補正を振り分けながら受信する受信
操作手順について説明する。ここでは、図２１に示した
受信スロットを受信することを考える。受信機は、電源
ＯＮ（ＳＴ５０）の後、初期設定（ＳＴ５１）で、ＤＣ
オフセット測定（図１８）、アナログ信号処理部１０の
利得の設定（図１９）を行ない、受信可能な状態とな
る。ＤＣオフセット測定では、測定したＤＣオフセット
から、アナログ信号処理部２とディジタル信号処理回路
４０で補正するＤＣオフセット成分の振り分けを行う。
この部分の構成については、図４に示す第３実施形態と
同様である。この後、受信スロット６７にて（ＳＴ５
２）、受信電界強度Ｐ_ＲＦを測定する（ＳＴ５３）。こ
の受信スロット６７の受信電界強度から後続の６８を受
信するための受信モードを決定・設定する。合わせて、
この受信モードに対応するＤＣオフセット補正値をＤＣ
オフセット保持手段４３，４４から読み出し、アナログ
信号処理部１０とディジタル信号処理回路４０のＤＣオ
フセット補正手段に対してそれぞれ設定する（ＳＴ５
４）。尚、手順ＳＴ５５からＳＴ５８については後述す
る。そして、後続（ＳＴ５９）の所望スロット６８を受
信する（ＳＴ６０）。本実施形態では、１スロット６８
の間で受信電界強度はほぼ一定であるとみなし、設定さ
れた受信モードはスロット６８の受信中は固定するもの
としている。

【０１２２】図２２で説明したように、アナログ信号処
理部１０の各回路で発生するＤＣオフセットは、同じ受
信モードであっても、時間の経過と共に回路の温度特性
などによって微妙に変動する。そのため、逐次ＤＣオフ
セットを検出し、ＤＣオフセット保持手段４３の内容を
更新しておくことが必要である。この時、ＤＣオフセッ
トをアナログ信号処理部１０で補正するか、ディジタル
信号処理回路４０で補正するかの振り分け方を逐次更新
して行くと、より柔軟に対応できる。図２８中の、手順
ＳＴ５５からＳＴ５８は、この内容を実現するための手
順である。

【０１２３】まず、ＳＴ５５では、設定された受信モー
ドと、アナログ信号処理部１０とディジタル信号処理回
路４０でのＤＣオフセット補正の状態で、受信動作を行
ないＤＣオフセットを検出する。そして、ディジタル信
号処理回路４０でのＤＣオフセット補正量が所定の値を
越え、アナログ信号処理部１０で補正した方が良いと判
断（ＳＴ５６）される場合には、アナログ信号処理部１
０でのＤＣオフセット補正量を変更する。アナログ信号
処理部１０で行うＤＣオフセット補正の補正量の変更
は、例えば図１６の最右列のＤＣオフセット補正値テー
ブルの更新によって実現する（ＳＴ５８）。このテーブ
ルを更新した場合には、アナログ信号処理部１０の補正
量を考慮したディジタル信号処理回路４０の補正量を再
度算出し設定する（ＳＴ５７）。また、手順ＳＴ５６
で、アナログ信号処理部１０のＤＣオフセット補正量を
変更する必要が無いと判断される場合には、ディジタル
信号処理回路４０のみのＤＣオフセット補正値を更新し
ておく（ＳＴ５７）。

【０１２４】ここで、アナログ信号処理部１０では、各
受信モードについてＤＣオフセット補正を行なっている
ため、ディジタル信号処理回路４０で補正するＤＣオフ
セット量は、アナログ信号処理部１０で補正するＤＣオ
フセット量よりも小さくて済む。したがって、ディジタ
ル信号処理回路４０で行なうＤＣオフセット補正量はア
ナログ信号処理部１０の各受信モードごとに対応させて
全てテーブル化しておく必要はない。

【０１２５】本手順のＳＴ５５からＳＴ５８に示したＤ
Ｃオフセット検出及び、アナログ信号処理部１０とディ
ジタル信号処理回路４０へのＤＣオフセットの再振り分
けについては、通常、毎フレームごとに行う必要はな
く、数フレームに１回の割合で行なえば良い。

【０１２６】以上に説明した第８および第９実施形態に
係る受信機については、図２６、図２７で周波数変換器
１２の無い直接変換受信機においても、本発明が有効に
適用できることは明らかである。

【０１２７】以下、図面を用いて本ＤＣオフセット除去
機能を備えた第１０実施形態に係る受信機のバースト捕
捉時の動作について詳細に説明する。第１０実施形態の
受信機に入力される受信信号は図２１に示すバースト状
の信号である。ＴＤＭＡ通信の場合、このバースト状の
信号が定められた周期で受信される。この周期がフェー
ジングの周期に比べて十分に早い場合には、前バースト
の情報を用いて、受信機の利得設定、すなわち受信モー
ドの選択を行なうことができる（第７実施形態の一
部）。

【０１２８】これに対し、基地局との同期が取れていて
も、バースト周期に比べてフェージング周期が短い場合
には、前バーストの受信電界強度と現バーストの受信電
界強度は相関が無い。従って、前バーストの情報を用い
て受信モード設定を行うことが出来無い状態で、到来信
号を捕捉・受信する必要が有る。これは、バッテリーセ
ービング（以下ＢＳ）中に制御信号を受信する場合、い
わゆる「同期時バースト受信」に相当する。また、基地
局との初期接続を行う際は、まず端末の電源をＯＮとし
て、いわゆる「非同期連続受信」を行い、基地局から送
信される制御信号を捕捉する必要がある。この場合に
は、基地局との同期も取れておらず、どの時刻に基地局
から信号が到来するかが分からない。すなわち、無信号
区間から突然出現する基地局からの到来信号を受信する
必要が有る。

【０１２９】本第１０実施形態ではこの課題を解決し、
無信号区間からのバースト到来信号に対しても、到来し
た１バースト内で受信モードを決定し、受信情報を復調
することを可能とするＤＣオフセット除去機能を備えた
受信機を提供する。以下、図１４に示す構成の受信機に
対して、図２９から図３２に示す受信操作手順を適用し
た場合の第１０実施形態について説明する。なお、簡潔
に説明するため、ＤＣオフセット補正はアナログ信号処
理部１０のみで行なうようにして説明したが、ディジタ
ル信号処理回路４０内でのＤＣオフセット補正をする場
合も、前述と同様に有効に適用可能である。

【０１３０】図２９は本受信機のディジタル信号処理回
路４０内の受信モード及びＤＣオフセットに対する制御
を行う制御部（図示せず）の操作手順を示す図である。
ここで、図１４の受信機に対して、図１６に示す受信モ
ードが設定されているものとする。また、本手順は図２
３に示すプリアンブル８３の区間に終了し、受信モード
が設定された後に、ユニークワード８４以降の情報を受
信することを目的としている。

【０１３１】制御部では次の手順により受信操作を行
う。電源ＯＮ（ＳＴ６２）の後、まず、ＤＣオフセット
をすべての受信モードについて測定し、ＤＣオフセット
保持手段４３，４４に格納する（ＳＴ６３）。この手順
は図１８の通りである。そして受信周波数を、基地局か
らの制御信号が送信されてくる制御チャネルに設定し
（ＳＴ６４）、アナログ信号処理部１０の利得を最大値
に設定する（ＳＴ６５）。図１６の受信モードでは、モ
ードＡに相当する。次に、時間を計測するカウンタをリ
セット（ｔ＝０）する（ＳＴ６６）。ＣＤＷ、現在の受
信モード（モードＡ）に対応するＤＣオフセット補正値
（図１６のＡ）を、ＤＣオフセット保持手段４３，４４
から読み出して設定する（ＳＴ６７）。この状態で、連
続受信を行い（ＳＴ６８）、基地局から送信されてくる
制御信号の到来を待つ。

【０１３２】Ａ／Ｄ変換器のオーバーフローを検出した
場合には（ＳＴ６９）、信号が到来したことになる。オ
ーバーフローはＡ／Ｄ変換器の出力する最大値のディジ
タルデータが出現することにより検出される。もしく
は、Ａ／Ｄ変換器にオーバーフロー検出機能を持たせ
て、そのフラグが立ったときを持ってオーバーフローと
しても良い。オーバーフローが生じた時は、アナログ信
号処理部１０の利得を下げる（ＳＴ７２）。

【０１３３】例えば、図１６でモードを１つ下げるので
あればモードＢに移る。モードが変わる際に、制御遅延
やアナログ信号処理部１０の応答による遅延により、デ
ィジタル信号処理回路４０の制御回路に信号が到達する
までに遅延が生じる。この遅延区間では利得の落ちた信
号の振幅強度が正確に測定できない。そこで、予め前記
遅延時間を計算しておき、その遅延時間（ｔ１）区間で
オーバーフロー検出を停止させておく（ＳＴ７４）。も
しくは、オーバーフロー検出を制御回路で無視しても良
い。その後、再び時間カウンタをリセット（ｔ＝０）
し、オーバーフロー検出を開始する。以後、ディジタル
信号処理回路４０に供給されるクロック速度で定まれる
△ｔの分解能で、この操作を繰り返す（ＳＴ７０）。そ
して、予め定められた時間区間（ｔ＝ｔ０）でオーバー
フローが検出されなかった場合には、最適な受信モード
が選択され、Ｄ／Ａ変換器５のダイナミックレンジ内に
受信信号が入ったものと判断する。

【０１３４】以上の受信操作手順は、図２３のプリアン
ブル８３の期間中に終了し、この後この受信モードで後
続のユニークワード８４を受信する（ＳＴ７５）。ユニ
ークワード（ＵＷ）を検出できた場合には（ＳＴ７
６）、基地局から自局に対して送信された制御信号であ
るので、後続の情報部分８５を受信し、この後、通常の
受信状態に入る（ＳＴ７７）。なお、ユニークワードを
検出できなかった場合には、何らかの干渉波等によりオ
ーバーフローが生じたものとして、再度初期受信状態
（ＳＴ６５）に戻る。

【０１３５】なお、オーバーフローが生じ（ＳＴ６９）
て、利得を下げ（ＳＴ７２）、全ての受信モードを用い
てもまだオーバーフローしている状態（ＳＴ７３）は、
受信電界強度が非常に高く、受信機のダイナミックレン
ジを越えている状態である。図１６の例では、モードＤ
（最低利得）に設定しても、オーバーフローが発生する
場合である。この状態では、到来信号の受信は不可能で
あるので、直ぐに初期受信状態（ＳＴ６５）に戻しても
良いが、現時点の利得で後続の情報を受信してみて（Ｓ
Ｔ７５）から初期状態に戻しても良い。

【０１３６】図３０は第１１実施形態に係る受信機のデ
ィジタル信号処理回路４０内の受信モード及びＤＣオフ
セットに対する制御を行う制御部（図示せず）の異なる
操作手順を示す図である。この第１１実施形態は、基本
的には図２９と同様であり、最大利得から順次利得を下
げながら受信して行く方法である。ただし、図２９と異
なるのは、アナログ信号処理部１０が最大利得時でもＡ
／Ｄ変換器３がオーバーフローを生じない場合の手順Ｓ
Ｔ７８ないしＳＴ８３が挿入されている点である。

【０１３７】本手順は、Ｄ／Ａ変換器５に非常に多ビッ
トのＡ／Ｄ変換器が使用された場合に有効である。つま
りＡ／Ｄ変換器のダイミナミックレンジが大きく、信号
レベルが小さい場合に、アナログ信号処理部１０を最大
利得にしてもオーバーフローしない場合である。図３０
で、手順ＳＴ６５までは図２９と同じであり、受信モー
ドは最大利得に設定されている。その後、時間を計測す
るカウンタをリセット（ｔ＝０）し（ＳＴ７８）、現在
の受信モードに対応するＤＣオフセット補正値とを、Ｄ
Ｃオフセット保持手段４３，４４から読み第して設定す
る（ＳＴ７９）。この状態で連続受信を行い（ＳＴ８
０）、基地局から送信されていくる制御信号の到来を持
つ。

【０１３８】手順ＳＴ８１では、Ａ／Ｄ変換器３の所定
のビットの検出、またはオーバーフロー検出が行われ
る。まず、Ａ／Ｄ変換器３の出力の所定ビットの検出に
より、入力信号が所定レベル以上であるかどうかを判定
する。もし所定レベル以上である場合には、信号到着し
たと判定し、最大利得のまま手順ＳＴ７５に行き受信動
作を行う。また、手順ＳＴ８１の時点で、仮にＡ／Ｄ変
換器３のオーバーフローを検出した場合にも、信号が到
来したと判定したことが分かり、手順ＳＴ７２以下、図
２９と同じ受信操作手順を行う。なお、手順ＳＴ８１で
信号レベルが所定レベル以上とならない場合には、信号
が到来していないとみなす。以上説明した図３０では、
図２９に手順ＳＴ７８〜ＳＴ８３の部分が挿入された形
になっている。

【０１３９】図３１は第１２実施形態に係る受信機のデ
ィジタル信号処理回路４０内の受信モード及びＤＣオフ
セットに対する制御を行う制御部（図示せず）操作手順
を示す図である。図２９、図３０の第１０、第１１実施
形態では、アナログ信号処理部１０の利得を最大値に設
定し順次下げていくことで最適な受信モードを選択し
た。この第１２実施形態（図３０）では逆に、アナログ
信号処理部１０の利得を最低値に設定し順次上げていく
ことで最適な受信モードを操作する。図３１で、手順Ｓ
Ｔ６２、ＳＴ６３、ＳＴ６４は、図２９と同様である。
次に、アナログ信号処理部１０の利得を最低値に設定す
る（ＳＴ８５）。これは、図１６に受信モードでは、モ
ードＤに相当する。

【０１４０】次に、時間を計測するカウンタをリセット
し（ＳＴ６６）、現在の受信モード（モードＤ）に対応
するＤＣオフセット補正値（図１６のＤ）を設定する
（ＳＴ６７）。この状態で、連続受信を行ない（ＳＴ６
８）、基地局から送信されてくる制御信号の到来を持
つ。ここで、Ａ／Ｄ変換器３の出力の所定ビットが立っ
たか否かを判定する（ＳＴ８６）。これはＡ／Ｄ変換器
３へ入力される信号レベルが所定のレベル以上になって
いるか否かを判定していることになる。この判定は、△
ｔの分解能で、予め定められた時間区間（ｔ＝ｔ０）で
繰り返される（ＳＴ７０，ＳＴ７１）。Ａ／Ｄ変換器３
へ入力される信号レベルが不足していると判定される場
合には、アナログ信号処理部２の利得を上げる必要があ
る（ＳＴ８７）。図１６の例では、受信モードＤをＣに
移して利得を上げる。利得を上げた後は、図２９の場合
と同様に、制御遅延やアナログ信号処理部１０の応答を
考慮した遅延ｔ１区間だけ、レベル検出を停止する（Ｓ
Ｔ８８）。その後、再び時間カウンタをリセット（ｔ＝
０）し、レベル検出を開始する。手順ＳＴ８６で、Ａ／
Ｄ変換器３に十分な信号レベルが入力されていると判定
された時には、アナログ信号処理部１０に最適の利得が
設定されているものと判断する。

【０１４１】ここまでの手順は、図２３のプリアンブル
８３の期間中に終了し、ここで決定した受信モードで後
続のユニークワード８４を受信する（ＳＴ７５）。ユニ
ークワード（ＵＷ）を検出できた場合には（ＳＴ７
６）、基地局から自局に対して送信された制御信号であ
るので、後続の情報部分８５を受信し、この後、通常の
受信状態に入る（ＳＴ７７）。なお、ユニークワードを
検出できなかった場合には、信号が到来していないとみ
なし、再度初期受信状態（ＳＴ８５）に戻る。

【０１４２】なお、手順ＳＴ８７で、アナログ信号処理
部１０の利得を上げ、全ての受信モードを用いてもまだ
信号レベルが充分でない状態（ＳＴ７３）は、受信電界
強度が非常に弱く、受信機の雑音レベルに所望波が埋も
れている状態であると考えられる。この状態では、到来
信号の受信は不可能であるので、直ぐに初期受信状態
（ＳＴ８５）に戻しても良いが、現時点の利得で後続の
情報を受信してみて（ＳＴ７５）から初期状態に戻して
も良い。

【０１４３】図３２は第１３実施形態に係る受信機のデ
ィジタル信号処理回路４０内の受信モード及びＤＣオフ
セットに対する制御を行う制御部（図示せず）の操作手
順を示すである。図３２で、手順ＳＴ６３までは図２９
と同じである。次の手順で、受信モードを初期モード、
具体的には最低利得の１つ上（１段階利得の高い）の受
信モードに設定する。図１６の例ではモードＣに対応す
る。次に、時間を計測擦るカウンタをリセットし（ＳＴ
６５）。現在の受信モード（モードＣ）に対応するＤＣ
オフセット補正値（図１６のＣ）を、ＤＣオフセット保
持手段４３，４４から読出して設定する（ＳＴ６７）。
この状態で、連続受信を行なう（ＳＴ６８）基地局から
送信されてくる制御信号の到来を持つ。

【０１４４】ここで、Ａ／Ｄ変換器のオーバーフローを
検出した場合には（ＳＴ６９）、受信モードを１つ下げ
る（利得を一段階下げる）（ＳＴ９１）。すなわち、こ
の時は最低利得（図１６では受信モードＤ）となる。そ
して、そのまま受信モードでプリアンブル以降を受信す
る（ＳＴ７５）。これは、初期段階で（ＳＴ９０）、最
低利得の１つ上（１段階利得の高い）の受信モードに設
定されていたため、オーバーフローすれば、最低利得で
受信するしか方法が無いからである。逆に、予め定めら
れて時間区間（ｔ＝ｔ０）でオーバーフローが検出され
なかった場合には、無線部の利得が不足していると判定
され、アナログ信号処理部１０の利得を上げる（ＳＴ８
７）。図１６の例では、受信モードをＣからＢに移して
利得を上げる。利得を上げた後は、図２９の場合と同様
に、制御遅延やアナログ信号処理部１０の応答を考慮し
た遅延ｔ１区間だけ、オーバーフロー検出を停止する
（ＳＴ７４）。

【０１４５】その後、再び時間カウンタをリセット（ｔ
＝０）して、オーバーフロー検出を開始し、これ以後、
ディジタル信号処理回路４０に供給されるクロック速度
により定まる△ｔの分解能で、オーバーフローが生じる
までこの操作を繰り返す（ＳＴ７０）。そして、オーバ
ーフローが生じた場合には、１つ前、すなわち利得が１
段階下受信モードに戻して（ＳＴ９１）、プリアンブル
以降の受信動作を行う（ＳＴ７５）。本第１３実施形態
における受信操作手順では利得の小さい受信モードから
利得を順次上げていく方式であるため、、オーバーフロ
ーが発生したら、１つ前の受信モードを最適な受信モー
ドとみなすことができるのが特徴である。

【０１４６】なお、手順ＳＴ８７で、全ての受信モード
を用いてもまたオーバーフローしない状態（ＳＴ７３）
は、受信電界強度が非常に弱く、受信機の雑音レベルに
所望波が埋もれている状態であると考えられる。この状
態では、到来信号の受信は不可能であるので、直ぐに初
期受信応対（ＳＴ８５）に戻しても良いが、現時点の利
得で後続の情報を受信してみて（ＳＴ７５）から初期状
態に戻しても良い。

【０１４７】ここで、図２９〜図３２に示す受信操作手
順を比較する。まず、受信モード設定までの所要時間に
ついて比較する。図３１、図３２は、小さな利得から大
きな利得に切替えながら受信操作を行なうため、ＬＰＦ
２２の時定数による過度応答の影響を受けにくい。すな
わち、利得切替前の信号の過度応答が存在しても、後続
の信号レベルの方が大きいので、このレベルを誤検出す
ることは少ない。

【０１４８】この様子を図３３を用いて説明する。図３
３（ａ）は高利得から低利得に切り替えた場合のＬＰＦ
２２の出力である。また、図３３（ｂ）は低利得から高
利得に切り替えた場合のＬＰＦ２２の出力である。図３
３（ａ）の場合、時刻ｔ′で高利得から低利得に切り替
わると、信号レベルは、９１から９２に変化する。しか
し、ＬＰＦの時定数の影響で、信号９１は利得切替
（ｔ′）後も９３となって残り、所望信号９２に重畳す
る。信号９３のＬＰＦの時定数で減衰するが、切り替え
後の９７に示す区間は、この信号９３の影響で所望信号
９２のレベルを正確に判定することが出来ない。したが
って、所望信号９２のレベルを判定を行う為には、９７
に示す時間以降まで持つ必要が有る。すなわち、検出無
視区間が必要となり、所望信号９２のレベル判定に９７
の遅延が生じる。

【０１４９】これに対して、利得切替を、低利得から高
利得にする場合を示したものが図３３（ｂ）である。図
３３（ｂ）では、時刻ｔ′で低利得から高利得に切り替
わると、信号レベルは、９４から９５に変化する。そし
て図３３（ａ）と同様にＬＰＦの時定数の影響で、信号
９４は利得切替（ｔ′）後も９６となって残り、所望信
号に重畳する。しかし、所定信号９５は高利得に切り替
えられた為、重畳する信号９６よりも信号レベルが大き
く、レベル判定においても影響は少ない。したがって、
図３３（ｂ）は時刻ｔ′後に直ぐに所望信号９６のレベ
ル判定を行なうことができる。このように、低利得から
高利得に切り替えて判定するほうが、検出無視区間を短
くすることができる。この様に、図３１、図３２の手法
では、各手法で必要となっている「検出無視区間：ｔ
１」（ＳＴ７４、ＳＴ８８）の遅延が短くて済む。その
ため、高速に受信モードの設定を行なうことが出来る。

【０１５０】これに対して、図２９、図３９の受信操作
手順の「高利得から低利得に切り替える方式」では、上
述のように検出無視区間は、図３１、図３２よりも長め
に採る必要が有る。

【０１５１】次に、受信形態における適性について比較
する。本受信操作手順が必要なのは、端末電源をＯＮと
して基地局との初期接続を行う際の「非同期連続受信」
形態である。図２９、図３０の受信操作手順は、端末電
源をＯＮとして基地局との初期接続を行う際の「非同期
連続受信」、またＢＳ時の「同期時バースト受信」時の
いずれの場合にも有効である。特に、端末の電源ＯＮ直
後の「非同期連続受信」時にいつ信号が到来するか不明
な場合でも、最大利得で待っているため、オーバーフロ
ー検出により、信号の到来を判定することができる。

【０１５２】これに対して、図３１、図３２の受信操作
手順は、無信号区間でバースト到来信号を検出すること
が難しい、これは、本受信手段では低利得で信号を待っ
ているため、いつ信号が到来するか分からない状態（電
源ＯＮ直後の非同期状態）では、到来信号の有無が判断
しにくいためである。したがって、図３１、図３２の受
信操作手順は「非同期連続受信」時よりも「同期時バー
スト受信」時に適している。

【０１５３】以上説明した様に、各操作手順には特徴が
ある。すなわち、図２９、図３０の手順は、「非同期連
続受信」に向いており、図３１、図３２の手順は、受信
モードを決定する迄の時間が短くて済み、同期時バース
ト受信」の際に有効である。したがって、端末電源ＯＮ
時の「非同期連続受信」の際には、図２９、図３０のい
ずれかの受信操作手順を用い、「同期時バースト受信」
の際には図３１、図３２のいずれかの受信操作手順を用
いる等、必要に応じて適宜組み合わせて用いる方法が有
効である。例えば、図３１や図３２の電源ＯＮ（ＳＴ６
１）の後に、図２９、図３０に示す受信操作手順、すな
わち「同期時バースト受信」の手順を挿入する。そし
て、一旦同期が確立した後のＢＳ状態では、図３１、図
３２の方法を用いてバースト捕捉を行なえば良い。

【０１５４】次に、本発明の第１４ないし第１６実施形
態に係る受信機について図３４ないし図３８を参照して
説明する。ＤＣオフセット検出を行う場合、検出すべき
ＤＣオフセット成分以外にＤＣ成分を持つ信号波が受信
されると、ＤＣオフセットを正確に検出できなくなる。
このため、アンテナ２から、特に他の無線通信システム
で使用されている電波が受信されてしまうと、この到来
波の影響でＤＣオフセット検出が正確にできなくなる可
能性がある。

【０１５５】本受信機では、この影響を防ぐために、Ｄ
Ｃオフセット成分を検出する時に、アンテナから信号が
受信されないようにする手段、すなわち受信信号をオフ
とする手段を備えていることが特徴である。この方法に
付いて、幾つかの実施形態を図面を用いて説明する。

【０１５６】図３４（ａ）は本発明の第１４実施形態を
説明するための図である。ここで、アンテナ２で受信さ
れた信号を、オフと遮断するために、スイッチ４ａが設
けられている。スイッチ４ａは、ＤＣオフセット検出を
行う場合にはアンテナ２からの信号経路をオフとする。
そして、アンテナ２の入力インピーダンスと同じ値に設
定されている終端抵抗４ｂ側に接続される。この操作に
より、アンテナ２で受信された到来信号が、アナログ信
号処理部１０、ディジタル信号処理部４０に送出される
ことを防ぐ。さらに、ＲＦ増幅器１１の入力が、終端抵
抗４ｂ、すなわちアンテナ２の入力インピーダンスで終
端される。これは、ＤＣオフセット検出時と所望信号受
信時とで、ＲＦ増幅器の入力インピーダンスの値による
ＤＣオフセット出力が変化が生じないようにするためで
ある。

【０１５７】図３４（ａ）のスイッチ４ａは、図３４
（ｂ）のように、ＭＯＳスイッチ、ＳＷ１、ＳＷ２によ
って容易に構成できる。この時のＳＷ１、ＳＷ２の動作
モードが図３５に示されている。すなわち、通常受信時
には、ＳＷ１がオン、ＳＷ２がオフ、ＤＣオフセット検
出時には、ＳＷ１がオフ、ＳＷ２がオンとなるように制
御を行う。ＳＷ１、ＳＷ２のゲートには、ＤＣオフセッ
ト検出の有無の状態に応じ、ディジタル信号処理部から
制御信号が送出され、オン／オフ動作が行なわれてい
る。

【０１５８】なお、スイッチ４ａは、原理的にはＤＣオ
フセット検出を行なうよりも前にあれば良い。一般的に
は、利得を与えるブロックの前にあることが望ましく、
ＲＦ増幅器１２の前段におくことが望ましい。

【０１５９】次に、受信信号をオフとする他の構成とし
ての第１５実施形態に係る受信機を説明する。図３６
は、ＲＦ増幅器１１と並列にアッテネータ９０が接続さ
れている例である。このアッテネータ９０の入力インピ
ーダンスは、アンテナ２、ＲＦ増幅器１１の入力インピ
ーダンスと同じ値、例えば５０Ωに設定されている。こ
のアッテネータ９０は、強電界入力時にＲＦ増幅器１１
に替わって用いられ、受信機が飽和するのを防ぐ役目を
する。すなわち、通常レベルの信号受信時には、ＲＦ増
幅器１１が用いられ、所定の値よりも受信信号レベルが
大きい場合には、アッテネータ９０が用いられる。この
時の図３６におけるＭＯＳスイッチＳＷ１〜ＳＷ７の動
作モードを図３７に示した。すなわち、通常レベルの受
信時には、ＳＷ３とＳＷ６がオンとなり、ＳＷ４、ＳＷ
７がオフとなり、ＲＦ増幅器１１が動作する。一方、所
定の値よりも受信信号レベルが大きい場合には、アッテ
ネータモードとなり、ＳＷ３とＳＷ６がオフとなり、Ｓ
Ｗ４、ＳＷ７がオンとなり、アッテネータ９０が動作す
る。

【０１６０】さらに、本構成では、ＳＷ５が設けられて
いることが特徴であり、ＤＣオフセット検出時には、こ
のＳＷ５、さらにＳＷ６がオンとなり、ＳＷ３、ＳＷ
４、ＳＷ７がオフとなる。この状態では、アンテナ２か
らの信号入力はオフとなり、かつＲＦ増幅器１１は、ア
ッテネータ９０の入力インピーダンス、すなわちアンテ
ナ２の入力インピーダンスと同じ値で終端されている。
このようにすれば、ＤＣオフセット検出時と所望信号受
信時とで、ＲＦ増幅器１１の入力インピーダンスの値に
よるＤＣオフセット出力が変化が生じないように設定で
きる。

【０１６１】以上の様な方法を採ることにより、ＤＣオ
フセット検出時に、アンテナ２から何等かの電波が受信
されても、この到来波の影響を受けることなく、良好に
ＤＣオフセット検出を行うことができる。

【０１６２】上記の第１４、１５実施形態では、ＤＣオ
フセット成分が他の信号成分に埋もれて検出できない場
合について説明した。しかし、アンテナから受信される
到来波レベルが小さく、到来波無しとみなせるような場
合には、ＤＣオフセット検出に影響を及ぼさない場合も
ある。このような場合のために、受信信号強度を検出す
る手段（ＲＳＳＩ：受信電界強度検出装置）を具備し、
到来波の受信信号強度が所定の値より小さくなったとき
には、ＤＣオフセット検出を行なうようにしても良い。

【０１６３】図３８は、上記の方法に関する第１６実施
形態を説明するための図である。なお、図３８はＩＱチ
ャネルの内の１系統のみを図示している。ここで、Ａ／
Ｄ変換器３の出力は、ＲＳＳＩ検出手段９８に入力さ
れ、アンテナ２にて受信された到来波のディジタル信号
処理部４０への入力電圧が検出される。本受信器では、
この検出値が所定値よりも小さい場合には、ＤＣオフセ
ット検出には影響が無いものとして、ＤＣオフセット検
出動作を行なう。具体的には、前記検出値がディジタル
信号処理回路４０内の復調器５０で許容されるＤＣオフ
セット値から１０ｄＢ程度低ければＤＣオフセット検出
には影響は無い。ＲＳＳＩ検出の結果、アンテナ２から
受信された到来波の受信電界強度が低く、到来波無しと
判定された場合には、ＤＣオフセット検出手段４１に対
して制御信号９９を送出し、ＤＣオフセット検出を実行
する。なお、制御信号９９は、検波・復調手段５０から
送出されるようにしておいても差し支えない。

【０１６４】図１におけるＤＣオフセット検出手段４１
（または４２）は、図３９に示すように構成することが
できる。図中４１１は累積加算回路、４１２は除算回路
である。次に本発明の第１７実施形態に係る受信機の動
作について説明する。

【０１６５】Ａ／Ｄ変換器３の出力信号はアンテナ２か
らの入力信号をベースバンドに周波数変換し、その信号
をさらにディジタル信号に変換した信号である。この信
号は累積加算回路４１１に入力される。累積加算回路４
１１に入力される信号はＤＣオフセットの重畳した変調
信号である。

【０１６６】累積加算回路４１１ではＡ／Ｄ変換器３の
出力であるディジタルデータを１サンプル毎に加算して
ゆく。このように入力信号を累積加算することにより、
Ａ／Ｄ変換器３の出力信号に含まれるＤＣオフセット成
分のみが加算されてゆく。なぜならば、ＤＣオフセット
以外の変調信号は、その信号を長い期間にわたって累積
加算すると、その平均値は０になるからである。

【０１６７】この信号を除算回路４１２において累積さ
れたデータの数で除算することでＡ／Ｄ変換器３の出力
に含まれているＤＣオフセットの絶対値が得られる。ま
たここで累積するデータの数を２のべき乗とすることに
より、この除算回路４２はビットシフトにより非常に簡
単に実現できる。

【０１６８】以上のように累積加算回路４１１と除算回
路４１２を用いてＤＣオフセット検出手段４１を構成す
ることにより、Ａ／Ｄ変換器３の出力信号の時間平均を
算出することでＤＣオフセット値を検出することができ
る。

【０１６９】この累積加算するデータの数（積分期間）
は変調信号に含まれるＤＣ成分が充分除去できる程度に
長くとれば正確に検出できるが補正するまでに時間差が
生じる一方、短時間で補正するために積分期間を短く設
定すればＤＣオフセットの検出誤差が増大するため、適
切な値に設定することが重要である。本第１７実施形態
によれば、積分期間の設定は累積加算回路における加算
するデータ数を変えることにより非常に簡易に実現で
き、また設定変更も容易である。

【０１７０】図４０は、オフセット成分を有する受信信
号を示す図である。ここで、受信信号４０４が受信され
た熱雑音及びＤＣオフセット成分を有する受信信号であ
り、元信号４０２は比較の為に図示してある。ここで、
（アナログ）グランドレベル４０５からのＤＣ成分のず
れがＤＣオフセット成分４０６である。ディジタル信号
に変換して信号処理を行なう。図４１は、この様子を説
明する為の図である。図４１で、Ｔは１シンボル区間、
５０１は受信信号波形、５０３は（アナログ）グランド
レベルを表している。図４１（ａ）では、１シンボル区
間Ｔを５サンプル（〇）してＤＣオフセットを検出して
いる。すなわち、このサンプルポイント５０４を、図１
のＤＣオフセット検出手段４１に入力し、累積加算、除
算などの操作により、ＤＣオフセットを検出する（５０
６は、図４１（ａ）で検出されたＤＣオフセット成分を
表している）。これに対して、図４１（ｂ）では、１シ
ンボル区間Ｔを１０サンプル（〇と黒丸の両方）してＤ
Ｃオフセット５０７を検出している。

【０１７１】図４１（ａ）と図４１（ｂ）とを比較する
と、サンプルポイントの多い図４１（ｂ）の方が、より
受信信号波形を良く近似できることは明らかである。し
たがって、ＤＣオフセット成分についても、図４１
（ａ）の５０６よりも、図４１（ｂ）の５０７の方がよ
り正確にＤＣオフセット成分を検出している。しかし、
サンプリング数を増加させると、その分ディジタル部の
信号処理が増し、演算時間、さらに消費電流が増加する
という不具合も生じる。一般に、受信信号のＣ／Ｎが良
い場合、サンプリングポイント数の大小が、受信誤り率
特性や検出されるＤＣオフセット量へ与える影響はより
少なくなる。従って、受信信号のＣ／Ｎの状態によっ
て、サンプリング数を適宜可変とし、不必要にディジタ
ル部の演算量を増加させること無く、良好な受信誤り
率、所望の精度のＤＣオフセット検出を行なうことが出
来る。ここで、Ｃ／Ｎの状態を把握する為には、例え
ば、ユニークワードなどの既知パターンの受信誤り率を
適宜観測すること、また、ダイバーシティーを行なって
いる受信機では、ダイバーシティーの生じ方（ダイバー
シティー切替数が少ない方が受信信号のＣ／Ｎは良い）
を観測することにより行なうことができる。

【０１７２】以上のようにＡ／Ｄ変換器３の出力のＤＣ
オフセットを累積加算し加算したデータ数で除算するこ
とによりＤＣオフセットの正確な検出が可能となる。ま
た加算するデータの数を２のべき乗に定めることにより
除算回路４１２をビットシフトによって実現することが
可能となる。

【０１７３】以上の構成によるＤＣオフセット補正での
問題として、信号成分自体がＤＣ成分を有している場合
である。次に、この様な場合についても有効なＤＣオフ
セット検出方法について説明する。

【０１７４】図４２は、図２のＤＣオフセット検出手段
４１にＤＣオフセットの基準平均値補正回路を追加した
場合の実施形態を示す図である。ここで、基準平均値６
３は、変調信号成分が本来有しているＤＣ成分である。
変調信号成分がＤＣ成分をもっている際には、ＤＣオフ
セット補正を行なうと本来のＤＣ成分まで除去してしま
うことになる。したがって、システムで使用されている
変調方式のＤＣ成分が既知である場合には、そのＤＣ成
分の基準平均値を予め用意しておく。そして、ＤＣオフ
セット検出手段４１で検出されたＤＣ成分から減算回路
６４で減算することにより、ＤＣオフセット成分のみを
正確に検出することができる。ここで、図４２ではこの
基準平均値をＤＣオフセット検出手段４１の出力から減
算した。また、図４３のように、Ａ／Ｄ変換器３の出力
から基準平均値を減算する構成を採っても良い。この図
４３の構成を採ると、ＤＣオフセット検出手段４１に含
まれる累積加算回路４１１の前に本来信号成分がもつＤ
Ｃオフセットは基準平均値を減算出来る。従って、図４
３の構成では、図４２よりも演算量は増加するものの、
時間軸でより細かく本来信号成分が有するＤＣ成分を除
去することができる利点がある。従って、高精度にＤＣ
オフセット検出が要求される場合には、図４３の構成を
採り、基準平均値６３を減算する時間間隔を短く設定す
ることによって、柔軟に対応することができる。

【０１７５】次に、本発明のＤＣオフセット除去機能を
備えた第１８実施形態に係る受信機について図面を用い
て説明する。図４４は、本受信機が使用されるＴＤＭＡ
システムのＴＤＭＡフレームフォーマットを示す図であ
る。ここで、３００１，３００２，３００３，３００４
は受信スロットに割り当てられており、３００５は受信
スロット以外のスロット（例えば、３００１と３００
２、または３００２と３００３）で、受信機の状態（温
度変化等）、周囲の電波環境（フェージング）が変化し
ない場合には、これらのスロットで発生するＤＣオフセ
ットの量は非常に近いものと予想される。本受信機で
は、各隣接する受信スロットで検出したＤＣオフセット
量を、後続の受信スロット発生するＤＣオフセット量と
みなして処理を行なう。これにより、高速に、また限ら
れた時間内でより正確にＤＣオフセットを検出すること
ができ、したがって、ＤＣオフセット補正もより高速に
行なうことができる。

【０１７６】図４５は、このためのＤＣオフセット検出
手段の一構成例を示す図である。図４５で、ＤＣオフセ
ット初期値１３０１には、前の受信スロットで検出され
たＤＣオフセット値がＤＣオフセットの初期値としてメ
モリされている。減算回路１３０２では、Ａ／Ｄ変換器
３にてディジタル信号に変換された受信信号から、この
ＤＣオフセット初期値１３０１が減算されＤＣオフセッ
ト検出手段４１に送られる。ＤＣオフセット検出手段４
１は前述の構成であり、ここで検出されたＤＣオフセッ
ト値はＤＣオフセット保持手段４３送られてＤＣオフセ
ットの補正に用いられる。

【０１７７】ＴＤＭＡシステムの各隣接する受信スロッ
トで発生するＤＣオフセット量が全く同じ場合には、受
信信号から前受信スロットのＤＣオフセット値（初期
値）を減算することによって、ＤＣオフセットは完全に
除去できる。ＤＣオフセット量が全く同じでない場合で
も、隣接する受信スロット間では、受信機の状態、周囲
の電波環境の変化が少ない為、ＤＣオフセット量は非常
に近い値であると考えられる。従って本構成により、前
受信スロットのＤＣオフセット値を初期値として使用し
ない場合よりも、より高速に、少ない演算量でＤＣオフ
セットの検出が出来ることは明らかである。

【０１７８】なお、図４５で、ＤＣオフセット検出手段
４１は、前述の基準平均値補正手段を備えたＤＣオフセ
ット検出手段６２（もしくは６５）であっても良いのは
明らかである。また、各受信スロットで、ＤＣオフセッ
ト初期値１３０１は、前スロットのみで検出されたＤＣ
オフセット値でなく、より以前の受信スロットで検出さ
れたＤＣオフセット値を考慮して設定しても良い。

【０１７９】図４５では、ＤＣオフセット初期値１３０
１の減算をＡ／Ｄ変換器３の後、ディジタル部で行なっ
たが、Ａ／Ｄ変換器３の前段、すなわちアナログ部にて
行なうことも可能である。図４６は、ＤＣオフセット初
期値１４０１の減算を、Ａ／Ｄ変換器３の前段に設けた
アナログの減算回路１４０２で行なった場合の一構成例
である。この様に、ＤＣオフセット初期値１４０１をア
ナログ部で減算する構成は、ＤＣオフセット初期値が大
きく、予めアナログ部で減算しておかないと後段のＡ／
Ｄ変換器３が飽和してしまう恐れがある様な場合に特に
有効である。ここで、ＤＣオフセット検出手段４１は、
前述の基準平均値補正手段を備えたＤＣオフセット検出
手段６２（もしくは６５）であっても良い。または、図
４５に示した１３０３としても良い。この場合には、Ｄ
Ｃオフセット初期値をディジタルとアナログの両方に振
り分けて減算する構成となる。

【０１８０】次に本発明の第１９実施形態に係る受信機
について説明する。上述した侍史形態においては、検出
されたＤＣオフセットを次のスロットで差し引くという
方法をとっている。ここで、ＤＣオフセット量を正確に
検出するためには、検出の期間（積分期間）が長い方が
好ましい。しかしながらフェージング等に起因するＤＣ
オフセットの変動に追随するためには、積分期間は短い
方がよい。すなわちＤＣオフセットのキャンセリングの
精度と変動に対する追従性はトレードオフの関係にあ
り、適正な積分期間を選ぶ必要がある。しかしながら、
ＤＣオフセットの変動量が大きくなったり小さくなった
りするような場合、予め固定的な積分期間を設定するこ
とが困難である。

【０１８１】このような問題を回避するために、この第
１９実施形態においては次のような方法でオフセットの
検出・除去を行なう。すなわち、予め定められた数の過
去の各スロットのＤＣオフセット検出値を保持してお
き、それぞれのＤＣオフセット値に重み付けを施して平
均をとる。

【０１８２】本第１９実施形態の構成を図４７に示す。
図中Ａ／Ｄ変換器３、および累積加算回路４２１、除算
回路４２２より構成されるＤＣオフセット検出手段４２
は図２に示すものと同一であるため説明を省略する。４
３はＤＣオフセット保持手段であり、遅延回路４３１、
重み付け係数回路４３２、加算回路４３３、除算回路４
３４よりなる。

【０１８３】遅延回路４３１はＤＣオフセット検出手段
から出力された値を１スロット分保持した後にその値を
出力するものである。したがって図中一番左の遅延回路
４３１−１の出力は１スロット前の検出値Ｖ１、左から
２番目の遅延回路４３１−２の出力は２スロット前の検
出値Ｖ２、一番右の遅延回路４３１−Ｎの出力はＮスロ
ット前の検出値Ｖn となる。重み付け係数回路４３２は
入力された値に予め設定された重み付け係数値Ｗn を乗
じて出力する。

【０１８４】加算回路４３３は重み付け係数回路の出力
の総和をとり、その値を出力する。除算回路４３４は入
力された値を重み付け係数値の合計で除算して出力す
る。除算回路４３４で割る数ａは重み付け係数値の合計
（Ｗ１＋Ｗ２＋…＋Ｗn ）である。

【０１８５】次に、第１９実施形態に係る受信機におけ
るＤＣオフセットキャンセル装置の動作について説明す
る。Ｎスロット前に検出されたＤＣオフセット値をＶn
とし（Ｎ−１）スロット前に検出されたＤＣオフセット
値をＶn-1とし、１スロット前に検出されたＤＣオフセ
ット値をＶ１とする。これらの値はそれぞれ遅延回路４
３１の出力に相当する。

【０１８６】またＮスロット前の情報に対する重み付け
係数をＷn 、（Ｎ−１）スロット前の情報に対する重み
付け係数をＷn-1、 ……１スロット前の情報に対する重
み付け係数をＷ１とする。これらの値はそれぞれ重み付
け係数回路４３２に保持されている。このときＤＣオフ
セットの推定値Ｖe に相当する除算回路４３４の出力は
次のようなものとなる。 Ｖe ＝（Ｗn ・Ｖn ＋Ｗn-1・Ｖn-1＋……＋Ｗ１・Ｖ１）／ （ Ｗn ＋Ｗn-1 ＋……＋Ｗ１） この式の分子が加算回路４３３の出力値すなわち除算回
路４３４の入力値であり、また分母が重み付け係数値の
合計（Ｗ１＋Ｗ２＋…＋Ｗn ）である。したがって、除
算回路４３４の出力値がオフセットの推定値Ｖe にな
る。

【０１８７】このように、Ｗn 〜Ｗ１に適当な値を設定
することで、過去の検出値を利用してより正確な推定が
可能となる。ただしＷn ＝＜Ｗn-1 ＝＜……＜Ｗ１であ
る。重み付け係数Ｗn の設定方法は ・Ｗn を等差級数で変化させる方法｛図４８（ａ）｝ ・Ｗn を等比級数で変化させる方法｛図４８（ｂ）｝ ・Ｗn を段階的に段階状に変化させる方法｛図４８
（ｃ）｝ 等が考えられる。Ｗn をすべて１（またはすべての同じ
値）とした場合が、単純に過去Ｎスロット分の平均をと
る方法に相当する。この第１９実施形態においては、必
要に応じて過去の検出値を使って適応的にＤＣオフセッ
トの検出と除去を行なうことができる。

【０１８８】例えば、図４９（ａ）に示すように、ＤＣ
オフセットの時間的な変動が少ない場合は、過去の検出
値と実際のＤＣオフセットの値はほぼ同じであると考え
られるので、すべて同じ重み付け係数を用いて積分期間
を長くとることにより、より正確な推定値を得ることが
でき精度のよいオフセット除去が可能となる。

【０１８９】また図４９（ｂ）に示すように、ＤＣオフ
セットの時間的な変動が大きい場合は、過去の検出値と
実際のオフセット値が異なる可能性が大きいため、過去
のデータの係数を小さく設定することにより、時間追従
性をよくしたオフセット除去が可能となる。この第１９
実施形態においては、以上説明した方法を用いることに
よって、変動に対する追従性を維持しつつ精度のよいＤ
Ｃオフセットの除去が可能となる。

【０１９０】また、図５０に示す第２０実施形態のよう
に、テストモード時に選択手段４１３によりテスト信号
発生器４１４により、例えば所定の周波数の制限波を発
生させ、Ｄ／Ａ変換器５および第１のＤＣオフセット補
正手段２０，２１を介してＬＰＦ２２、２３の入力に加
え、その出力をディジタル信号処理回路４０でモニター
することにより、アナログ信号処理回路の帯域制限特性
を求め、調整に用いることができる。これにより、ディ
ジタルで作られたテスト信号をアナログ信号に変換する
Ｄ／Ａ変換器と、ディジタルで検出したＤＣオフセット
をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器とを兼用するこ
とができ、ＬＳＩ化においてその規模を小さくすること
ができる。

【０１９１】具体的な調整は、例えば、図５１に示すよ
うに、ディジタル信号処理回路４０に周波数特性制御手
段４１５，４１６を設け、また、ＬＰＦ２２，２３にカ
ットオフ周波数調整機能を備えることにより行なう。例
えば、ＬＰＦ２２，２３を通過したテスト信号である所
望のカットオフ周波数をもつ制限波の利得が所望の利得
（例えば、−３ｄＢ）より大きいか小さいかを、周波数
特性制御手段４１５，４１６で検出してその比較信号を
制御信号としてＬＰＦ２２，２３に出力して、ＬＰＦ２
２，２３の所望カットオフ周波数にて所望の利得となる
よう制御する。これにより、ＬＳＩ化した時のＬＰＦの
カットオフ周波数のばらつきによる受信特性の劣化を防
ぐことができる。なお、ＬＰＦのカットオフ周波数の調
整はフィルタの時定数を決定する抵抗や容量、あるいは
電流を切り替えればよい。

【０１９２】周波数特性制御手段の一例を図５２に示
す。ＬＰＦを通過して得られる信号の利得を例えば、信
号のピーク値を検出してなる利得算出手段４１７で所望
のカットオフ周波数での利得を求めて、それを利得Ｒｅ
ｆ２と比較手段４１８で比較して、その比較結果を制御
信号としてＬＰＦにフィードバックする。また、ＤＣオ
フセットのためＬＦＰやＡ／Ｄ変換器にてテスト信号が
歪み利得検出に誤差が生じないように、ＬＰＦ２２，２
３のカットオフ周波数の調整は、ＤＣオフセットの検出
・補正後に行なえば良い。

【０１９３】なお、上述した第１ないし第２０実施形態
に係る受信機を通信システムに用いることにより、受信
信号の誤り率の劣化を低減することができ、特に第２０
実施形態に係る帯域制限特性の調整ができる受信機を用
いることにより良好な通信を行なうことができる。この
ような受信機を用いる第２１実施形態に係る通信システ
ムは、図示説明を控えるが、音声・画像を含む情報信号
よりなる無線周波数信号を送信する送信機と、前記無線
周波数信号を送信および受信するための通信網と、前記
無線周波数信号を受信する受信部と、この受信部より入
力されたアナログ信号に対して増幅・帯域変換・周波数
変換処理するアナログ信号処理部と、このアナログ信号
処理部の出力をアナログ信号からディジタル信号へと変
換するＡＤ変換部と、このＡＤ変換部により変換された
ディジタル信号を処理するディジタル信号処理部と、前
記ディジタル信号処理部に設けられて前記受信部または
周波数変換部で発生した直流オフセット信号を検出する
オフセット検出手段と、前記ディジタル信号処理部に設
けられて前記オフセット検出手段により検出された前記
直流オフセット信号を保持するオフセット保持手段と、
前記ディジタル信号処理部で検出された前記直流オフセ
ット信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換部と、前記
アナログ信号処理部に設けられて前記ＤＡ変換部により
アナログ信号に変換された直流オフセット信号に基づい
て前記アナログ信号を補正する第１のオフセット補正手
段と、を具備する直流オフセット除去機能を備えた受信
機と、を備えている。

【０１９４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の受信機の
構成によれば、過去の受信スロットで検出したＤＣオフ
セットを初期値として用いＤＣオフセット検出を行なう
ことにより、より高速に精度良くＤＣオフセット補正を
実現することができる。

【０１９５】また、本発明においては、受信した信号を
アナログ信号処理回路で処理する際に発生するＤＣオフ
セットによる受信誤り率を低減することができる。また
本発明による受信機を用いることにより、受信した信号
をアナログ信号処理回路で処理する際に発生するＤＣオ
フセットによる受信誤り率を劣化させることなく、良好
な品質で音声、データ通信を実現することができる。

【０１９６】さらに、本発明によるＤＣオフセット除去
機能を備えた受信機においては、アナログ信号処理部で
設定される利得に応じて変化するＤＣオフセットを、各
利得についてメモリする手段を有する。従って、このメ
モリされたＤＣオフセット値を用いて、より高速に精度
良くＤＣオフセット補正を実現出来るという効果が有
る。さらに、無線部利得切替機能と、このメモリされた
ＤＣオフセット値を読み出す方式により、到来する受信
レベルが不明な場合、受信レベルに急激な振幅変化があ
った場合にも、ダイナミックレンジを損なうこと無く、
高速に受信機の利得制御を行なうことができるという効
果を有する。

【０１９７】また、Ａ／Ｄ変換器の入力でアナログ信号
処理回路で発生するＤＣオフセットを低減でき、受信誤
り率を低減できる。また、信号がＤＣオフセットにより
Ａ／Ｄ変換器の入力範囲を越え歪むのを防ぐこともで
き、この歪みによる受信誤りを防ぐことができる。

【０１９８】さらに、ＡＣカップルを用いないのでＤＣ
オフセットの時間変化の過渡応答による影響を受けない
ので、受信誤り率を劣化させることはない。特に、ＤＣ
を含む低周波成分を多く含む変調方式の信号に対して誤
差となるＤＣオフセット成分のみを除去できるので、受
信信号の誤り率の劣化を低減することができる。

【０１９９】さらに、ＬＳＩ化により特性にばらつきあ
るアナログ信号処理回路内の帯域制限部の周波数特性を
テスト信号により検出する際に必要なＤ／Ａ変換器をＤ
Ｃオフセットをアナログ信号にするＤ／Ａ変換器と共用
できるので、チップ面積を小さくすることもできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施形態に係る受信機の基本的な
構成を示すブロック図。

【図２】本発明の第２実施形態に係る受信機の基本的な
構成を示すブロック図。

【図３】図２のオフセット保持手段の具体的な構成を示
すブロック図。

【図４】本発明の第３実施形態に係る受信機の基本的な
構成を示すブロック図。

【図５】図４のオフセット振分手段の具体的な構成を示
すブロック図。

【図６】図４の比較手段の具体的な構成を示すブロック
図。

【図７】本発明の第４実施形態に係る受信機の基本的な
構成を示すブロック図。

【図８】本発明の第５実施形態に係る受信機における第
１の初期値設定方法を説明するフローチャート。

【図９】本発明の第５実施形態に係る受信機における第
２の初期値設定方法を説明するフローチャート。

【図１０】本発明の第５実施形態に係る受信機における
第３の初期値設定方法を説明するフローチャート。

【図１１】本発明の第５実施形態に係る受信機における
第４の初期値設定方法を説明するフローチャート。

【図１２】図１１に示される第４の初期値設定方法に用
いられる閾値Ｖthの求め方を説明する特性図。

【図１３】本発明の第６実施形態に係る受信機の基本的
な構成を示すブロック図。

【図１４】本発明の第７実施形態に係る受信機の基本的
な構成を示すブロック図。

【図１５】第７実施形態における基準平均値補正回路の
２つの具体例（ａ）（ｂ）をそれぞれ示すブロック図。

【図１６】本発明に係る受信機の利得切替モードの一例
を示す図表。

【図１７】本発明に係る通信システムに適用されるＴＤ
ＭＡスロットを示す概念図。

【図１８】オフセット補正値を保持する操作手順を示す
フローチャート。

【図１９】受信機の受信モードを設定する操作手順を示
すフローチャート。

【図２０】受信電界強度を測定する操作手順を示すフロ
ーチャート。

【図２１】ＴＤＭＡまたはＴＤＤシステムにおけるフレ
ーム構成を示す概念図。

【図２２】受信機の通話時の基本的な受信操作手順を示
すフローチャート。

【図２３】受信スロットの一般的な構成を示す概念図。

【図２４】受信モード設定・オフセット補正を同時に行
なう受信操作手順を示すフローチャート。

【図２５】ＤＣ成分がＬＰＦの時定数により影響を受け
ることを（ａ）から（ｆ）により説明した特性図。

【図２６】本発明の第８実施形態に係る受信機の基本的
な構成を示すブロック図。

【図２７】本発明の第９実施形態に係る受信機の基本的
な構成を示すブロック図。

【図２８】ＤＣオフセットを振り分けながら受信する操
作手順を示すフローチャート。

【図２９】受信モード・ＤＣオフセットの制御部の操作
手順を示すフローチャート。

【図３０】第１１実施形態に係る受信機の制御部の操作
手順を示すフローチャート。

【図３１】第１２実施形態に係る受信機の制御部の操作
手順を示すフローチャート。

【図３２】第１３実施形態に係る受信機の制御部の操作
手順を示すフローチャート。

【図３３】図２９から図３２の利得切替の違いを（ａ）
（ｂ）で示す特性図。

【図３４】第１４実施形態の受信機の要部の構成を
（ａ）（ｂ）で示すブロック図。

【図３５】図３４（ｂ）の動作モードを示す図表。

【図３６】第５実施形態に係る受信機の要部の構成を示
すブロック図。

【図３７】図３６のスイッチの動作モードを示す図表。

【図３８】第１６実施形態の要部の構成を示すブロック
図。

【図３９】本受信機のＤＣオフセット検出部の構成を示
すブロック図。

【図４０】ＤＣオフセットを説明するための波形特性
図。

【図４１】サンプル数を可変とすることによりＤＣオフ
セット検出精度が改善されることを（ａ）（ｂ）により
説明する特性図。

【図４２】本発明の受信機におけるＤＣオフセット検出
部の構成を示すブロック図。

【図４３】本発明の受信機におけるＤＣオフセット検出
部の構成を示すブロック図。

【図４４】本受信機が使用されるＴＤＭＡシステムの構
成を説明する概念図。

【図４５】ＴＤＭＡシステムに適用される受信機のＤＣ
オフセット検出部の構成を示すブロック図。

【図４６】ＴＤＭＡシステムに適用される受信機のＤＣ
オフセット検出部の構成を示すブロック図。

【図４７】第１９実施形態に係る受信機の要部を示すブ
ロック図。

【図４８】図４７に示される受信機の動作を（ａ）から
（ｃ）で説明する特性図。

【図４９】図４７に示される受信機の動作を（ａ）
（ｂ）で説明する特性図。

【図５０】本発明の第２０実施形態に係る受信機の基本
構成を示すブロック図。

【図５１】図５０の具体的な構成を示すブロック図。

【図５２】図５０，図５１の要部を示すブロック図。

【図５３】アナログ信号書留回路内の信号経路にＡＣカ
ップルを備える従来のダイレクトコンバージョン受信機
の構成を示すブロック図。

【図５４】ＤＣオフセットが生ずることを説明するた
め、（ａ）ミキサの要部を示すブロック図と、（ｂ）そ
の特性図。

【図５５】ＡＣカップルでＤＣオフセット除去が不十分
なことを説明する図。

【図５６】ＤＣオフセットに変動分と固定分があること
を説明する図。

【図５７】従来の直接変換受信機の構成を示すブロック
図。

【図５８】無線部利得切替機能を備える従来のゼロＩＦ
受信機の構成を示す図。

【図５９】無線利得切替モードを示す図表。

【図６０】無線部の利得切替によりＤＣオフセット変動
が生じることを示す（ａ）ブロック図、（ｂ）特性図。

【図６１】無線部の利得切替によりＤＣオフセット変動
が生じることを示す（ａ）ブロック図，（ｂ）特性図。

【図６２】ＤＣオフセット変動による受信特性の劣化の
発生を、（ａ）補正が間に合わない場合、（ｂ）受信ス
ロット内で発生する場合、で示す概念図。

【符号の説明】

１ 受信部 ２ アンテナ ３ Ａ／Ｄ変換部 ５ Ｄ／Ａ変換部 １０ アナログ信号処理部 １６，１７ ミキサ ２０，２１，２４，２５，２８，２９ 第１のオフセッ
ト補正手段 ２２，２３ ＬＰＦ ４０ ディジタル信号処理部 ４１，４２ ＤＣオフセット検出手段 ４３，４４ ＤＣオフセット保持手段 ４５，４６ 第２のオフセット補正手段 ５１，５２ オフセット振分手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山 路 隆 文 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１ 株式会 社東芝研究開発センター内 (72)発明者 安 田 彰 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１ 株式会 社東芝研究開発センター内 (72)発明者 上 野 隆 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１ 株式会 社東芝研究開発センター内 (72)発明者 谷 本 洋 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１ 株式会 社東芝研究開発センター内 (72)発明者 藤 本 竜 一 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１ 株式会 社東芝研究開発センター内 (72)発明者 堀 口 浩 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１ 株式会 社東芝研究開発センター内

Claims (30)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】無線周波数信号を受信する受信部と、この
   受信部より入力されたアナログ信号に対して増幅・帯域
   変換・周波数変換処理するアナログ信号処理部と、この
   アナログ信号処理部の出力をアナログ信号からディジタ
   ル信号へと変換するＡＤ変換部と、このＡＤ変換部によ
   り変換されたディジタル信号を処理するディジタル信号
   処理部と、を備える直流オフセット除去機能を備えた受
   信機において、 前記ディジタル信号処理部に設けられて前記受信部また
   は周波数変換部で発生した直流オフセット信号を検出す
   るオフセット検出手段と、 前記ディジタル信号処理部に設けられて前記オフセット
   検出手段により検出された前記直流オフセット信号を保
   持するオフセット保持手段と、 前記ディジタル信号処理部で検出された前記直流オフセ
   ット信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換部と、 前記アナログ信号処理部に設けられて前記ＤＡ変換部に
   よりアナログ信号に変換された直流オフセット信号に基
   づいて前記アナログ信号を補正する第１のオフセット補
   正手段と、 を具備することを特徴とする直流オフセット除去機能を
   備えた受信機。
2. 【請求項２】前記オフセット保持手段により保持された
   前記直流オフセット信号の一部をディジタル的に減じて
   前記直流オフセットを低減させる第２のオフセット補正
   手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の直流オ
   フセット除去機能を備えた受信機。
3. 【請求項３】前記オフセット保持手段に保持された直流
   オフセットは、前記オフセット検出手段によりオフセッ
   トを検出する毎に更新されることを特徴とする請求項２
   に記載の直流オフセット除去機能を備えた受信機。
4. 【請求項４】前記オフセット検出手段により検出された
   オフセットの絶対値が所定の閾値を超えた場合に、少な
   くとも前記所定の閾値を超えたオフセット分について前
   記第１のオフセット補正手段により補正するためのオフ
   セット振り分け手段を備えることを特徴とする請求項２
   に記載の直流オフセット除去機能を備えた受信機。
5. 【請求項５】前記所定の閾値は、２のべき乗であること
   を特徴とする請求項４に記載の直流オフセット除去機能
   を備えた受信機。
6. 【請求項６】前記オフセット保持手段に保持されている
   オフセットの上位ビットを前記ＤＡ変換部によりアナロ
   グ値に変換して前記第１のオフセット補正手段によりオ
   フセットを補正すると共に、前記オフセット保持手段に
   保持されているオフセットの下位ビットを用いて前記第
   ２のオフセット補正手段によりオフセット補正すること
   を特徴とする請求項２に記載の直流オフセット除去機能
   を備えた受信機。
7. 【請求項７】前記オフセット保持手段は、少なくとも前
   記オフセット検出手段により検出されたオフセットの初
   期値を保持する第１の記憶手段と、このオフセットの初
   期値に基づいて前記第１および第２のオフセット補正手
   段によりオフセットが補正された後に前記オフセット検
   出手段により検出された時間と共に変化するオフセット
   の変動分を保持する第２の記憶手段と、を備えることを
   特徴とする請求項２に記載の直流オフセット除去機能を
   備えた受信機。
8. 【請求項８】前記第１の記憶手段に記憶されている前記
   オフセットの初期値は、前記オフセット検出手段により
   １回だけ検出されてその後は変更されないことを特徴と
   する請求項７に記載の直流オフセット除去機能を備えた
   受信機。
9. 【請求項９】前記第１の記憶手段に記憶されている前記
   オフセットの初期値は、電源投入時に検出されて設定さ
   れることを特徴とする請求項７に記載の直流オフセット
   除去機能を備えた受信機。
10. 【請求項１０】前記第１の記憶手段に記憶されている前
    記オフセットの初期値は、所定の期間が経過する毎に検
    出され更新されることを特徴とする請求項７に記載の直
    流オフセット除去機能を備えた受信機。
11. 【請求項１１】前記第１の記憶手段に記憶されている前
    記オフセットの初期値は、時間と共に変化する前記オフ
    セットの変動分が所定の値を超えた場合に更新されるこ
    とを特徴とする請求項７に記載の直流オフセット除去機
    能を備えた受信機。
12. 【請求項１２】前記第２の記憶手段に記憶されている前
    記オフセットの変動分は、前記ディジタル信号処理部に
    設けられた前記第２のオフセット補正手段により補正さ
    れることを特徴とする請求項７に記載の直流オフセット
    除去機能を備えた受信機。
13. 【請求項１３】前記第１の記憶手段に記憶されている前
    記オフセットの初期値は、前記アナログ処理部に設けら
    れた前記第１のオフセット補正手段により補正され、前
    記第２の記憶手段に記憶されている前記オフセットの変
    動分は、前記ディジタル信号処理部に設けられた前記第
    ２のオフセット補正手段により補正されることを特徴と
    する請求項７に記載の直流オフセット除去機能を備えた
    受信機。
14. 【請求項１４】前記信号入力部を介して入力される受信
    電界強度を測定する手段と、前記受信電界強度に基づい
    て前記アナログ信号処理部に複数の利得を設定する手段
    と、前記アナログ信号処理部に設定される前記複数の利
    得に対応して発生する複数の直流オフセット値を検出す
    る前記オフセット検出手段と、前記複数の直流オフセッ
    ト値を保持する前記オフセット保持手段と、前記アナロ
    グ信号処理部に設定された利得に対応した直流オフセッ
    ト値を前記オフセット保持手段より読み出してその直流
    オフセットを補正する前記第１のオフセット補正手段
    と、を備えることを特徴とする請求項１に記載の直流オ
    フセット除去機能を備えた受信機。
15. 【請求項１５】前記アナログ信号処理部は、前記信号入
    力部に入力される前記無線周波数信号の少なくとも同相
    成分と直交成分との互いに直交する信号を周波数変換す
    るミキサ対と、このミキサ対の出力である同相成分チャ
    ネルおよび直交成分チャネルにそれぞれ設けられたベー
    スバンドフィルタと、を備えると共に、前記第１のオフ
    セット補正手段は、前記アナログ信号処理部で発生した
    前記直流オフセットを補正するため少なくとも前記ベー
    スバンドフィルタの前段に設けられていることを特徴と
    する請求項１４に記載の直流オフセット除去機能を備え
    た受信機。
16. 【請求項１６】第１の利得値に設定された前記アナログ
    信号処理部と、このアナログ信号処理部の出力をディジ
    タル値に変換する前記ＡＤ変換部と、このＡＤ変換部の
    オーバーフロー状態を検出するオーバーフロー検出回路
    と、前記オーバーフロー検出回路によりオーバーフロー
    状態が検出されたときに前記アナログ信号処理部の利得
    を前記第１の利得値よりも小さな第２の利得値に設定す
    るように制御する制御手段と、を備えることを特徴とす
    る請求項１５に記載の直流オフセット除去機能を備えた
    受信機。
17. 【請求項１７】前記アナログ信号処理部は、入力された
    無線周波数信号より発生する直流オフセットを検出して
    記憶する記憶手段を備え、前記第１のオフセット補正手
    段は、１回の受信でも前記記憶手段より読み出した第１
    の利得値に基づいて直流オフセットを補正することを特
    徴とする請求項１６に記載の直流オフセット除去機能を
    備えた受信機。
18. 【請求項１８】前記アナログ信号処理部に入力される前
    記アナログ信号を無入力とするアナログ信号無入力手段
    を設け、前記アナログ信号が無入力のときに前記オフセ
    ット検出手段が前記直流オフセットを検出して、このと
    き検出された直流オフセット値に基づいて前記第１のオ
    フセット補正手段が直流オフセットを補正することを特
    徴とする請求項１に記載の直流オフセット除去機能を備
    えた受信機。
19. 【請求項１９】前記アナログ信号無入力手段は、前記ア
    ナログ信号処理部に設けられた無線周波数信号増幅器と
    前記信号入力部との間に設けられた切り替えスイッチに
    より構成されていることを特徴とする請求項１８に記載
    の直流オフセット除去機能を備えた受信機。
20. 【請求項２０】前記アナログ信号無入力手段は、前記ア
    ナログ信号処理部に設けられた無線周波数信号増幅器に
    並列に接続されたアッテネータと、前記増幅器およびア
    ッテネータの前後段にそれぞれ設けられた４つのスイッ
    チと、前記増幅器およびアッテネータの前段の接続線に
    設けられた５番目のスイッチと、より構成され、前記信
    号入力部から前記アナログ信号処理部への信号供給路は
    常に接続されていても、前記アナログ信号処理部を無入
    力状態にできることを特徴とする請求項１９に記載の直
    流オフセット除去機能を備えた受信機。
21. 【請求項２１】前記オフセット検出手段は、前記ＡＤ変
    換部の出力の時間平均により前記直流オフセットを検出
    し、前記第１のオフセット補正手段は、前記ＤＡ変換部
    によりアナログ信号に変換された直流オフセットを前記
    アナログ処理部で処理されるアナログ信号より減じるこ
    とにより直流オフセットの補正を行なうことを特徴とす
    る請求項１に記載の直流オフセット除去機能を備えた受
    信機。
22. 【請求項２２】前記オフセット検出手段は時分割多重接
    続システムでの受信スロットから前記直流オフセットを
    検出し、前記第１のオフセット補正手段は前記受信スロ
    ットより検出された前記直流オフセットの検出値に基づ
    いて前記直流オフセットを補正することを特徴とする請
    求項２１に記載の直流オフセット除去機能を備えた受信
    機。
23. 【請求項２３】前記オフセット検出手段は、過去の受信
    スロットより検出した直流オフセットの時間の平均値を
    初期値として現在の受信スロットの直流オフセットを検
    出し、前記第１のオフセット補正手段は検出された現在
    の受信スロットの直流オフセットを補正することを特徴
    とする請求項２２に記載の直流オフセット除去機能を備
    えた受信機。
24. 【請求項２４】前記オフセット検出手段は、前記ＡＤ変
    換部から入力されるディジタル信号を累積加算する累積
    加算回路と、この累積加算された信号を除算する除算回
    路とより構成され、前記オフセット保持手段は、前記オ
    フセット検出手段の出力を所定時下ずつ遅延させる複数
    の遅延回路と、前記遅延回路により遅延させられた値に
    前記直流オフセットに近い程重くなるように予め設定さ
    れた重み付け係数を乗じて出力する複数の重み付け回路
    と、この重み付け回路の出力の総和をとりその値を直流
    オフセット値として出力する加算回路と、より構成され
    ていることを特徴とする請求項２３に記載の直流オフセ
    ット除去機能を備えた受信機。
25. 【請求項２５】前記複数の重み付け回路のそれぞれの重
    み付け係数は、古い程軽く新しい程重くなるように設定
    されていることを特徴とする請求項２４に記載の直流オ
    フセット除去機能を備えた受信機。
26. 【請求項２６】前記複数の重み付け回路に設定されてい
    る前記重み付け係数は、前記オフセット検出手段により
    検出される直流オフセットにおける時間と共に変化する
    変動量に応じて変化することを特徴とする請求項２４に
    記載の直流オフセット除去機能を備えた受信機。
27. 【請求項２７】前記アナログ信号処理部の帯域制限特性
    を試験するためのテストモードを備えると共に、前記デ
    ィジタル信号処理部が、前記アナログ信号処理部の前記
    帯域制限特性をテストするテスト信号を発生させる発生
    器と、前記テストモード時に前記テスト信号発生器より
    出力される前記テスト信号を前記直流オフセット信号に
    加算する加算器と、を備え、前記第１の補正手段は、前
    記ＤＡ変換部によりアナログ信号に変換された後の前記
    加算器の出力を前記アナログ信号処理部の帯域制限回路
    の入力に供給することを特徴とする請求項１に記載の直
    流オフセット除去機能を備えた受信機。
28. 【請求項２８】前記アナログ信号処理部は、前記オフセ
    ット検出手段により前記直流オフセットが検出され、前
    記オフセット保持手段によりこの直流オフセットが保持
    された後に、このアナログ信号処理部における帯域制限
    特性を試験することを特徴とする請求項２７に記載の直
    流オフセット除去機能を備えた受信機。
29. 【請求項２９】前記アナログ信号処理部は、周波数特性
    制御信号により前記アナログ信号の帯域制限特性を調整
    できる機能を有する帯域制限回路を備え、前記ディジタ
    ル信号処理部は、前記テストモード時に前記帯域制限回
    路に供給された前記テスト信号により検出した周波数特
    性と所望の周波数特性とのずれに応じて、前記周波数特
    性制御信号を発生させる周波数特性制御手段を備えるこ
    とを特徴とする請求項２７に記載の直流オフセット除去
    機能を備えた受信機。
30. 【請求項３０】音声・画像を含む情報信号よりなる無線
    周波数信号を送信する送信機と、 前記無線周波数信号を送信および受信するための通信網
    と、 前記無線周波数信号を受信する受信部と、この受信部よ
    り入力されたアナログ信号に対して増幅・帯域変換・周
    波数変換処理するアナログ信号処理部と、このアナログ
    信号処理部の出力をアナログ信号からディジタル信号へ
    と変換するＡＤ変換部と、このＡＤ変換部により変換さ
    れたディジタル信号を処理するディジタル信号処理部
    と、前記ディジタル信号処理部に設けられて前記受信部
    または周波数変換部で発生した直流オフセット信号を検
    出するオフセット検出手段と、前記ディジタル信号処理
    部に設けられて前記オフセット検出手段により検出され
    た前記直流オフセット信号を保持するオフセット保持手
    段と、前記ディジタル信号処理部で検出された前記直流
    オフセット信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換部
    と、前記アナログ信号処理部に設けられて前記ＤＡ変換
    部によりアナログ信号に変換された直流オフセット信号
    に基づいて前記アナログ信号を補正する第１のオフセッ
    ト補正手段と、を具備する直流オフセット除去機能を備
    えた受信機と、 を備えることを特徴とする通信システム。