JP2003032313A - デジタル通信受信機における受信信号のデジタル復調装置および方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】サンプリング時点の補正を確実に行いかつ安定
な動作を可能とする。 【解決手段】デジタル復調装置は、Ｎ個からなる一組の
別個の基本デジタルフィルタＨ_ｉからなる多相フィルタ
１４と、基本デジタルフィルタＨ_ｉのブロックごとに、
選択手段とを備える。かかる基本デジタルフィルタＨ_ｉ
の選択手段は、エラー信号を計算する手段と、前記エラ
ー信号に起因する上記デジタルフィルタの性能インジケ
ータを比較する手段と、後続のブロックにおいて実施さ
れる前記基本デジタルフィルタＨ_ｉを比較の結果の関数
として決定する手段とを備える。基本デジタルフィルタ
Ｈ_ｉは整列される。これらの基本デジタルフィルタＨ_ｉ
は、少なくとも１つの前のブロックにおいて実施される
基本デジタルフィルタＨ_ｉの性能インジケータについて
実行される比較の結果の関数として、上記フィルタの順
序に従って選択される。携帯電話または基地局に応用さ
れる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル通信受信
機における受信信号のデジタル復調装置であって、シン
ボルごとにＰ個のサンプルのオーバーサンプリングファ
クタで受信信号をサンプリングする段と、前記オーバー
サンプリングされた信号を連続するブロックのサンプル
に分割する段と、ブロックごとにサンプリング時点を補
正する手段とを備え、該サンプリング時点補正手段は、
Ｎ個からなる一組の別個の基本デジタルフィルタを含む
多相フィルタと、基本デジタルフィルタの各ブロックの
選択手段とを備える装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】送信側と受信側の間で信号を送信する設
備において、ベースバンド信号によって表される伝送対
象のデジタル信号は、特に放送波での伝送に適する信号
に変調される。

【０００３】受信側、すなわち受信機は、受信信号を変
調することで伝送されるデータを表すベースバンド信号
を再復元できるようにする装置を備える。この復調は、
変調信号のサンプリングを実施してそのデジタル化を実
現する。

【０００４】信号の変調および信号の復調は、それぞれ
送信側のクロックと受信側のクロックによって組み付け
られる時間軸を基準に実行される。

【０００５】この２つのクロックは、周波数および位相
においてほとんど正確に同期されることはないため、こ
の２つのクロックにより供給される時間軸には時間のず
れが存在する。

【０００６】ここで、復調時に実行される受信信号のデ
ジタル化の際、受信側の性能を最大限利用できるように
サンプリング時点を完璧に設置する必要がある。必要と
なる位置は、シンボル間干渉を最小限に抑えることに対
応するアイダイアグラムの中心に一致する。しかしなが
ら、受信側のアナログ／デジタル変換に関連する構成要
素が完璧であったとしても、高性能のフィードバックシ
ステムがなければ即座に信号をサンプリングすることは
不可能である。かかるシステムにより、受信信号につい
てのサンプリング時点の補正を確実に行うことができ
る。

【０００７】周知のシステムは、構成要素および場所の
観点から高価であるアナログ手順または計算時間の観点
から高価であるデジタル手順のいずれかを実施する。

【０００８】デジタル手順は、二重の補間／間引きを慣
例上実行するが、「間引き」という用語はアンダーサン
プリングを表す。この二重のインターポレーション／間
引きは、一方では２つの関数自体を実行するために、そ
して他方では補間関数がサンプリング数を増大させるた
め、これにともなって実行される計算数を増大させるこ
とにより相当量の計算能力を消耗する。

【０００９】さらに、多相フィルタを受信側で使用する
ことが想定されている。かかる多相フィルタは、並行に
設置された１組のいくつかのフィルタを備える。これら
のフィルタの１つのみが１ブロック分のシンボルの処理
に使用される。

【００１０】ある種の装置において、多相フィルタの基
本フィルタの選択のために実施される手段は、受信信号
の連続的な分析を行い、用いられる基本フィルタを直接
決定する。

【００１１】この解決方法は、効果的であるが実施する
には複雑であり、ある種の状況においては使用不可能で
あり得る。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、サン
プリング時点の補正を確実に行うとともに安定な動作を
可能とする、受信信号のデジタル復調の単純な装置を提
供することである。

【００１３】

【課題を解決するための手段】したがって、本発明の主
題は、上述のような、デジタル通信受信機における受信
信号のデジタル復調装置であって、基本デジタルフィル
タの選択手段は、エラー信号を計算する手段と、少なく
とも２個の連続するブロックにおいて実施される基本デ
ジタルフィルタの性能インジケータを比較する手段とを
備え、この性能インジケータはエラー信号計算手段によ
って生成される上記エラー信号に起因し、次のブロック
において実施される基本デジタルフィルタを比較の結果
の関数として決定する手段をさらに備え、別個の基本デ
ジタルフィルタは整列され、後続のブロックにおいて実
施される基本デジタルフィルタを決定する手段は、間隔
の数だけ、そして少なくとも１つの前のブロックにおい
て実施される基本デジタルフィルタの性能インジケータ
について実行される比較の結果の関数として決定される
方向において、すでに選択されている基本デジタルフィ
ルタに対するその順位が上記フィルタの順序に従ってシ
フトされた基本デジタルフィルタを後続のブロックにお
いて実施される基本デジタルフィルタとして選択するの
に好適であることを特徴とする装置である。

【００１４】特定の実施形態において、本装置は、以下
の特徴の１つ、または複数を備える。―各基本デジタル
フィルタは、シンボル間の干渉の解消またはノイズのフ
ィルタリング等、それ自体のフィルタリング機能を発揮
するのに適する。―シフト間隔の数は所定の一定数の間
隔である。―シフト間隔の数は経時的に可変であり、か
つ装置の実施途上でシフト間隔の数を減少させる手段を
備える。―一組の別個の基本デジタルフィルタは、各フ
ィルタ自身の位相によって相互に区別される同一種類の
フィルタである。―デジタル通信受信機における受信信
号のデジタル復調装置は、プロセッサにより実施される
デジタルフィルタリングの完了時にブロックごとにサン
プルを選択する間引き段と、各ブロックの処理中に間引
き段において選択されるサンプルを決定する手段とを備
える。―この選択されるサンプルの決定手段は、フィル
タリングされたブロックごとにエラー信号を計算する手
段と、関連ブロックにおいて選択されるサンプルの決定
に適するエラー信号を評価する手段とを備える。―この
エラー信号計算手段は、実施される基本デジタルフィル
タの選択手段と選択されるサンプルの決定手段に共通で
ある。

【００１５】さらに本発明の主題は、上述の装置を備え
るワイヤレス遠隔通信ネットワークのデジタル通信受信
機および基地局である。

【００１６】最後に、本発明の主題は、デジタル通信受
信機における受信信号のデジタル復調方法であって、シ
ンボルごとに数サンプルのオーバーサンプリングファク
タで受信信号をサンプリングするステップと、前記オー
バーサンプリングされた信号を連続するブロックのサン
プルに分割するステップと、一組の別個の基本デジタル
フィルタを備える多相フィルタを与え、ブロックごとに
１つの基本デジタルフィルタを選択することによって、
ブロックごとにサンプリング時点を補正するステップと
を含み、基本デジタルフィルタの選択は、 ―多相フィルタのエラー信号を計算するステップと、 ―上記エラー信号から基本デジタルフィルタの性能イン
ジケータを生成するステップと、 ―少なくとも２個の連続するブロックにおいて実施され
る基本デジタルフィルタの性能インジケータを比較する
ステップと、 ―後続のブロックにおいて実施される基本デジタルフィ
ルタを比較の結果の関数として決定するステップとを含
み、別個の基本デジタルフィルタは整列され、後続のブ
ロックにおいて実施される基本デジタルフィルタを決定
するステップは、間隔の数だけ、そして少なくとも１つ
の前のブロックにおいて実施される基本デジタルフィル
タの性能インジケータについて実行される比較の結果の
関数として決定される方向において、すでに選択されて
いる基本デジタルフィルタに対するその順位が上記フィ
ルタの順序に従ってシフトされた基本デジタルフィルタ
を後続のブロックにおいて実施される基本デジタルフィ
ルタとして選択するのに好適であることを特徴とする方
法である。

【００１７】

【発明の実施の形態】単なる例として付与された以下の
説明を図面を参照しながら読み進めることにより、本発
明はよりよく理解されよう。

【００１８】図１に示す装置１０は、変調された通信信
号のデジタル復調に適する。携帯電話またはワイヤレス
遠隔通信ネットワークの基地局等デジタル通信受信機に
おいて実施されることが意図される。

【００１９】この装置１０は、デジタル化モジュール１
２と、サンプリング時点を補正する手段１３とを本質的
に備える。この手段１３は、多相フィルタの基本フィル
タの選択手段１６と関連づけられた多相フィルタ１４
と、間引きインデックスのずれを決定する手段２０と関
連づけられた間引き段１８と、最後に位相補正器２２と
を本質的に備える。

【００２０】図１には、信号の処理において実施される
各機能を説明する機能ブロックが示される。しかしなが
ら、本発明によれば、１つまたは複数のデータプロセッ
サが適切な処理プログラムを実行することによって各種
の機能が実施される。

【００２１】図１に示す装置１０は、たとえば、ＰＳＫ
タイプの変調にしたがって変調された信号を入力側で受
信するのに適する。この信号は、デジタル化段２４によ
って受信される。この段２４は、コヒーレントまたは非
コヒーレントに復調されるデジタル信号を供給するのに
適する。

【００２２】デジタル化段２４は、オーバーサンプリン
グファクタＰで、変調信号をデジタル化するのに適す
る。オーバーサンプリングファクタは、１シンボルにつ
きサンプル数Ｐに等しい。後者はできるだけ小さいこと
が望ましい。しかしながら、２以上である。本発明によ
れば、本装置において４以下であることが望ましい。

【００２３】デジタル化は、無線周波数、中間周波数ま
たはベースバンドにおいて実行される。デジタル化され
た信号がベースバンド信号でない場合、周波数のずれ
は、信号を直接ベースバンドに持ってくるようにデジタ
ルかつコヒーレントまたは非コヒーレントに実行され
る。

【００２４】得られたベースバンド信号は複雑な種類で
ある。このため、Ｉで表される同相部と、Ｑで表される
直角位相部とを備える。

【００２５】同相部および直角位相部は、同様のアルゴ
リズムによって互いに独立して、あるいは共通に処理さ
れる。

【００２６】図１において、機能ブロックは分化されて
いない。これらは、たとえば、一方で信号の同相部Ｉ
と、他方で直角位相部Ｑを処理するのに適する。

【００２７】復調されたデジタル信号をＳ個のサンプル
のブロックに分割する段２６が、デジタル化段２４の出
力側に設けられる。１ブロックあたりのサンプルの数Ｓ
は、オーバーサンプリングファクタＰの倍数である。

【００２８】このブロックへの分割は、信号の同相部Ｉ
と直角位相部Ｑのそれぞれにおいて実行される。

【００２９】サンプリング時点を補正する手段１３にお
いて実行される移行の処理は、ロード時間を短縮すると
ともに、呼び出し機能の処理により導入される機能をブ
ートする時間を短縮するためにブロック単位で実行され
る。同様に、補正器２２における位相補正もブロック単
位で確立され、位相誤差はブロックを跨いで固定である
か無視できるものと仮定する。

【００３０】ブロックのサイズは、 ・送信側と受信側の各コンバータのクロック間の周波数
ずれの大きさ、 ・ロード時間および機能の呼び出しにより導入される機
能のブート時間 ・送信側と受信側の各搬送波の周波数ずれの大きさ ・クロックのドリフトと比較される多相フィルタの基本
フィルタの数 を見合う関数として定義される。

【００３１】そして分割段２６の出力において得られる
ブロックは、複雑な多相フィルタによって処理される。

【００３２】この多相フィルタ１４は、Ｎ個の基本複雑
フィルタまたは分岐を備える。各基本フィルタは、Ｈ_ｉ
で表され、ここでｉ∈［０，・・・，Ｎ−１］である。
多相フィルタの数Ｎは、たとえば、８，１６，３２，６
４，１２８，２５６と等しいか、それ以上である。この
数が２の累乗であることは不可欠ではない。フィルタの
数は多いほど好ましく、２５６個より多いことが望まし
い。

【００３３】特に、そして望ましくは、オーバーサンプ
リングファクタＰは小さい数が選択され、基本フィルタ
の数Ｎは大きい数が選択される。Ｐ／Ｎの比は１より小
さいことが好ましい。

【００３４】多相フィルタ１４は、各基本フィルタＨ_ｉ
の機能的定義を記憶する手段と関連づけられたプロセッ
サにより実施される。

【００３５】特に、各フィルタの機能的定義は、ファク
タの表によって構成される。したがって、ファクタの表
Ｎ個が記憶される。

【００３６】各ファクタの表は、関連の基本フィルタＨ
_ｉのインパルス応答のうち、すでに実行されたデジタル
化を表し、それぞれ、後述するように所与の位相または
シフトを表す。

【００３７】各ブロックの同相部Ｉおよび直角位相部Ｑ
は、多相フィルタの１つおよび同一の基本フィルタＨ_ｉ
により処理される。複雑な多相フィルタは、一方が同相
部、他方が直角位相部の２つの同一多相フィルタから構
築される。

【００３８】多相フィルタの各基本フィルタは、Ｔｅで
表されるサンプリング周期において受信フィルタのデジ
タル化によって構成される。デジタル化は、それぞれ以
下の数式で求められる特定の位相を有する。

【００３９】

【数１】

【００４０】Ｎ個の基本フィルタの位相変動は、サンプ
リング周期Ｔｅを完全にカバーするように−Ｔｅ／２〜
（Ｔｅ／２−Ｔｅ／Ｎ）に及ぶ。

【００４１】各基本フィルタＨ_ｉは、前回の基本フィル
タＨ_ｉ−１に対してサンプリング期間Ｔｅの１／Ｎだけ
位相シフトされる。

【００４２】Ｎが大きいほど、位相別の離散化間隔が小
さくなるため、サンプリング時点を精度よく補正するこ
とが可能になる。

【００４３】多相フィルタの各基本フィルタＨ_ｉに対す
る個々の表のファクタの計算は、プログラム位相初期化
の過程において実行される。

【００４４】各基本フィルタは、特定のバージョンの１
つおよび同一の基準受信フィルタであり、ここでは、そ
の周波数選択性にしたがっている。各基本フィルタは、
シンボル内の干渉の抑制を確実に行うため望ましい。し
たがって、「Root Raised Cosine」タイプのフィルタ
は、別々の位相と関連づけられた基本フィルタのそれぞ
れの定義の基本として機能できることが望ましい。

【００４５】さらに、位相変動の範囲まで基本フィルタ
の基本として機能する基準受信フィルタは、ノイズを制
限するのに（それ自体周知であるが）適している。

【００４６】上記は、信号対ノイズ（ＳＮ）比を最大化
する適切なフィルタとすることができることが望まし
い。

【００４７】所与のブロックにおいてコンピュータによ
り実施される基本フィルタＨ_ｉは、基本フィルタの選択
手段１６によって実施される追跡アルゴリズムの関数と
して決定される。

【００４８】この手段１６は、関連のブロックにおいて
エラー信号を計算する段２８を備える。段２８により生
成されるエラー信号は、データの電送において使用され
る変調のモードに対して個別である。以下は、ＰＳＫタ
イプの変調に適した例である。

【００４９】この場合、エラー信号は、１つおよび同一
のシンボルのサンプリング時点Ｐのそれぞれにおいて、
ブロックに属するシンボルの母数のすべてを計算された
標準偏差σの集合で形成される。

【００５０】各サンプリング時点ｋにおいて、標準偏差
σ_ｋは以下により求められる。

【００５１】

【数２】

【００５２】段２８により供給されるエラー信号は、選
択段３０により使用され、追跡アルゴリズムを実施する
ことによって多相フィルタの基本フィルタＨ_ｉを選択す
ることが可能になる。さらに、同一のエラー信号は、さ
らに手段１８を制御する間引きインデックスのシフトを
決定する手段２０のエラー信号を評価する段３１によっ
て使用される。

【００５３】特に、手段２０の段３１は、エラー信号に
おいて出現する最小標準偏差σ_ｋを選択するのに適す
る。

【００５４】最小標準偏差σ_ｋの選択により位相誤差が
低減し、誤差基準を構築できるため、最小標準偏差に対
応するインデックスｋハットに基づいて間引き段１８を
制御することが可能になる。

【００５５】段３１により選択されるインデックスｋハ
ットは、以下の関係式により得られる。

【００５６】

【数３】

【００５７】式中、Ｐは１シンボルあたりのサンプル
数、ｋは間引きシフト（オフセット）に関連するインデ
ックス、ｚは受信フィルタ後のサンプルのファクタ、Ｌ
は１ブロックあたりのシンボル数をそれぞれ表す。

【００５８】段３１は、計算された標準偏差の最小値に
対応するサンプリング時点のインデックスとしてシフト
ｋハットを、誤差計算段２８により供給されるエラー信
号から決定する。

【００５９】したがって、段３１は、アイダイアグラム
の最大開口をもたらす間引きを制御するのに適する。

【００６０】間引き段１８は、ｋハット番目のサンプル
からＰ個のサンプルのうち１個のサンプルのみを保持し
ながら、多相フィルタ１４の出力において受信されたサ
ンプルから１ブロックあたりＬ個のサンプルを抽出する
のに適する。このため、１シンボルにつき１個のみサン
プルが残る。

【００６１】間引き動作は以下の数式により単純に定義
可能である。

【００６２】

【数４】

【００６３】但し、ｎ＝０，１，・・・，Ｌ−１式中、
ｋハットは標準偏差σ_ｋの最小値に対応するサンプリン
グ時点のインデックス、Ｐは、オーバーサンプリングフ
ァクタをそれぞれ表す。

【００６４】間引きされたデータは次に位相補正器２２
にアドレス指定される。

【００６５】位相補正は、２種類のアルゴリズム、すな
わち、伝送されるデータの事前情報を使用するアルゴリ
ズムとこれを使用しないアルゴリズムのいずれかを使用
することで実行可能である。

【００６６】この位相補正は、 ・時間変化の伝搬チャネルによる信号の伝搬、 ・各ブロックの変化を伴う位相ジャンプをもたらす多相
フィルタの基本フィルタの連続的変化、そして ・送信側と受信側間の搬送波の差 により導入される位相回転を補償するように間引きされ
たサンプルに適用される。

【００６７】したがって、ブロック単位での更新により
搬送波同期が実現される。

【００６８】本発明によれば、複雑な多相フィルタ１
４、エラー信号の計算段２８、選択段３０、評価段３１
および間引き段１８は、適切なプログラムを実行する１
つまたは複数のコンピュータにより実施され、その主な
アルゴリズムを図２に示す。

【００６９】選択段３０の動作の態様は、特に本アルゴ
リズムにおいて図示される。

【００７０】入力において、本装置は変調信号を受信す
る。

【００７１】ステップ１００において、デジタル化段２
４は、ファクタＰによりオーバーサンプリングで信号の
復調を確実に行い、デジタル信号をベースバンドに入れ
る。デジタルベースバンド信号は、次にループを実施す
ることによってブロックずつ処理される。

【００７２】ステップ１０２において、デジタル信号は
Ｓ個のサンプルのブロックに分割され、連続したブロッ
クをＢ_ｌで表す。

【００７３】ステップ１０４において、関連のブロック
Ｂ_ｌは、多相フィルタ１４の基本デジタルフィルタＨ_ｉ
によって処理される。

【００７４】実施される基本フィルタＨ_ｉのインデック
スｉは、選択段３０によって決定される。この選択アル
ゴリズムについては後述する。

【００７５】本方法を初期化する際、実施される基本フ
ィルタは任意に選択される。後者は、たとえば、ｉ＝Ｅ
（（Ｎ−１）／２）（但し、Ｅは整数部関数を表し、Ｎ
は基本フィルタの数を表す）で得られるインデックスｉ
を有するものである。

【００７６】選択された基本フィルタによるサンプルの
処理において、コンピュータは、基本フィルタＨ_ｉに対
する個別のファクタの表を実施し、この基本的な表は、
選択手段３０によって定義されるポインタによりメモリ
において選択される。

【００７７】多相フィルタの各基本フィルタのファクタ
のテーブルの計算および格納は、プログラム初期化位相
の途上でコンピュータによって実行される。

【００７８】メモリにおいて、基本フィルタＨ_ｉは、イ
ンデックスの順位にしたがって位相の昇順または降順で
配列される。

【００７９】ステップ１０６において、段２８はエラー
信号の計算を実行する。したがって、ステップ１０８に
おいて、０とＰ−１の間にあるオーバーサンプリングイ
ンデックスのそれぞれについてブロックＢ_ｌと関連づけ
られた標準偏差の集合が計算されるループが実施され
る。このようなエラー信号を形成する標準偏差はσ_ｌ，
ｊで表される。

【００８０】このループの終了後、段３１は、ステップ
１１２において

【００８１】

【数５】

【００８２】の間引きインデックスｋハットを決定す
る。

【００８３】ステップ１１４において、間引き段１８
は、受信したサンプルからＬ個のサンプルの抽出を確実
に行い、ステップ１１２において決定されたｋハット番
目のサンプルからＰのうち１個のサンプルのみを保持す
る。

【００８４】ステップ１１６において、位相補正器２２
はフィルタリングされ、間引きされたブロックＢ_ｌを処
理する。

【００８５】次のブロックＢ_ｌ＋１についても、ステッ
プ１０２以下参照が実施される。

【００８６】さらに、ステップ１１２の終了後、選択段
３０は、図２のアルゴリズムのルーチン１１８に対応す
る追跡アルゴリズムを実施する。

【００８７】本アルゴリズムの目的は、次のブロックＢ
_ｌ＋１において受信プロセスに最も適する多相フィルタ
の基本フィルタＨ_ｉを決定することである。この適合さ
れる基本フィルタＨ_ｉは、間引きされたデータの母数の
標準偏差σを最小限にすることができるものである。

【００８８】追跡アルゴリズムは、多相フィルタ１４の
すべての基本フィルタＨ_ｉの母数の標準偏差σの計算を
回避するために使用される。

【００８９】本アルゴリズムは、 ―整列された基本フィルタの中から追跡する方向のブロ
ックから ―前回のブロックＢ_ｌ−１の間引きに使用される多相フ
ィルタと関連づけられた標準偏差σ_{ｌ−１，ｋ}のブロッ
クへと格納を行う必要がある。

【００９０】追跡の方向は、値＋ｍおよび−ｍ（但し、
ｍ∈Ｎおよびｍ＜Ｎを取ることができる変数ｓにより得
られる。たとえば、ｍ＝１である。値＋ｍは、ｍランク
の基本フィルタの中のインデックスのインクリメントに
対応し、値−ｍは、基本フィルタの中のインデックスの
降順方向のｍランクのトラバーサルに対応する。

【００９１】より厳密には、ステップ１２０において、
ブロックＢ_ｌに使用される基本フィルタＨ_ｉと関連づけ
られた現行の標準偏差σ_ｌ，ｋを前回のブロックＢ
_ｌ−１に使用された基本フィルタＨ_ｊと関連づけられた
間引き標準偏差σ_{ｌ−１，ｋ}を比較するテストが実行さ
れる。現行の間引き標準偏差σ_ｌ，ｋが前回の間引き標
準偏差σ_{ｌ−１，ｋ}より小さい場合、追跡の方向はステ
ップ１２２において変更されない。

【００９２】そうでなければ、追跡の方向は逆になる。

【００９３】ステップ１２４において、次のブロックＢ
_ｌ＋１に使用されるべき基本フィルタＨ_ｉのインデック
スは、値ｓにすでに使用されたフィルタのインデックス
のインクリメントモジュロＮによって計算される。した
がって、選択された基本フィルタはＨ_ｉ＋ｓである。次
のインデックスの計算モジュロＮにより、インデックス
ｉを区間［０，Ｎ−１］に保つことができる。

【００９４】現行ブロックＢ_ｌについて、最小標準偏差
が前ブロックより小さいと、追跡の方向は維持され、大
きいと逆になる。最後に、ブロック毎に、追跡の方向に
したがって、基本フィルタインデックスが値ｍだけイン
クリメントまたは値ｍだけデクリメントされる。このた
め、ノッチ毎に本アルゴリズムは基本フィルタの方に収
束し、最低の標準偏差を表すことになる。基本フィルタ
のインデックスがそれぞれ追跡の降順または昇順方向に
対する端点０またはＮ−１に達すると、次ブロック用に
選択された基本フィルタのインデックスはｍ＝１の場合
それぞれＮ−１およびゼロに等しい。この場合、ブロッ
クの間引きは、シンボルを表すサンプルが変化するため
それ自体、Ｐ−１ユニットだけ修正された間引きインデ
ックスで終了する。

【００９５】追跡アルゴリズムは以下の３つの位相から
なる。 ・基本フィルタの１つを任意に選択するとともに、追跡
の方向を定義する初期化位相（基本フィルタインデック
スの増減） ・過渡的または追跡レジューム：送信デジタル化と受信
デジタル化の間の位相誤差は一定であるが、ブロック毎
の基本フィルタの低減修正する可能性により生じるアル
ゴリズムの収束時間については、最も適する基本フィル
タは従来達成されていない（１ユニットずつのインクリ
メントまたはデクリメント）。送信デジタル化と受信デ
ジタル化の間の位相誤差は変動し、この場合、この変動
を本アルゴリズムは追跡する。 ・安定状態レジューム。送信デジタル化と受信デジタル
化の間の位相誤差は一定であり、この場合、ｍ＝１であ
れば、本アルゴリズムは２つの最も適する連続した基本
フィルタの間を変動する。基本フィルタ間の一定の変動
により与えられる劣化は、多相フィルタに大量の基本フ
ィルタが使用される場合には無視できると考えられる。

【００９６】予め蓄積されたフィルタの基本定義を基本
フィルタごとに使用するコンピュータによって実施され
る本発明に係る復調装置の多相フィルタにより、非常に
大量の基本フィルタを有する多相フィルタの使用が可能
になる。具体的には、基本フィルタの数に関係なく、回
路上での専有面積は、プロセッサおよび関連メモリの専
有面積に限定される。後者は、さらにプロセッサに集積
されることが非常に多い。ここで、基本フィルタのイン
パルス応答を表すファクタの多数の表は、小さい専有面
積を有するメモリに格納することが可能である。

【００９７】基本フィルタの数が非常に多いため、非常
に高い受信品位を保ちつつ小さい初期オーバーサンプリ
ングファクタＰを選択することが可能である。

【００９８】具体的には、多相フィルタに頼ることによ
って、初期信号は実際にはＮ×Ｐファクタによりオーバ
ーサンプリングされる。すなわち、Ｐファクタだけオー
バーサンプリングされた信号の場合の計算だけプロセッ
サにさせながら、Ｎ×Ｐファクタだけオーバーサンプリ
ングされる信号の品質を獲得することが可能である。

【００９９】オーバーサンプリングファクタＰは小さ
く、基本フィルタを実施する計算時間が大幅に短縮され
るため、リアルタイムの高処理量でデータを復調するこ
とが可能になる。

【０１００】さらに、ノイズ制限フィルタを入力に必要
とする受信がある限り、本発明に係る復調装置におい
て、多相フィルタの基本フィルタはそれぞれノイズ制限
フィルタに対応する。このため、多相フィルタが装置を
複雑化しても、後者は。通常復調装置を構成する多の要
素と合成されないため、ノイズ制限フィルタに単に集積
される。

【０１０１】各ブロックにおいて多相フィルタの基本フ
ィルタを選択するために使用される追跡方法は、良好な
フィルタリング解決に向けて高速に収束している。この
方法により、ブロック毎に１つのエラー信号だけを計算
し、前ブロックのエラー信号に対応する標準偏差だけを
比較することが可能になる。したがって、本アルゴリズ
ムは少ない計算能力で済む。また、エラー信号を数ブロ
ックに跨って平均することによって本手順をより強固に
することも考えられる。

【０１０２】さらに、段２８において生成されるエラー
信号が後続ブロックの基本フィルタＨ_ｉの選択とブロッ
クが受けている処理の間引きに使用されるずれｋハット
の測定の両方に使用される限り、コンピュータの計算量
はごく僅かであるため、復調方法の実施速度が高速化す
る。

【０１０３】変形例として、追跡アルゴリズムに使用さ
れる間隔ｍの値は、当該アルゴリズムの実施中に修正可
能である。特に、間隔の値ｍは、追跡アルゴリズムが安
定状態レジュームに達する前には大きいものを選択し、
次に当該アルゴリズムの実施中に自動的に減少させ、当
該アルゴリズムがその安定状態レジュームになったとき
値１に等しくなるようにしてもよい。安定状態レジュー
ムは、追跡方向の逆転の連続の存在により検出可能であ
る。

【０１０４】上記の例では、復調装置は適当なアルゴリ
ズムにしたがって動作するコンピュータによって実施さ
れる。この解決方法はすでに上述した理由によって望ま
しい。しかしながら、変形例として、上記装置はソフト
ウェア手段ではなくハードウェアによって実施可能であ
り、その配線および構成が必要とされる各種機能を実行
するのに適する回路に基づいて信号のデジタルおよび／
またはアナログ処理を確実に行うことが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る受信信号のデジタル復調装置の
模式図である。

【図２】 図１の装置の動作を説明するフローチャート
である。

フロントページの続き (72)発明者 パスカル・ル・コール フランス国、35700 レンヌ、アヴニュ ー・デ・ビュット・ド・コエスム 80 Ｆターム(参考） 5K004 AA05 FG00 FH01

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 デジタル通信受信機における受信信号の
   デジタル復調装置であって、 シンボルごとにＰ個のサンプルのオーバーサンプリング
   ファクタで前記受信信号をサンプリングする段と、 前記オーバーサンプリングされた信号を連続するブロッ
   クのサンプルに分割する段と、 ブロックごとにサンプリング時点を補正する手段とを備
   え、 このサンプリング時点を補正する手段は、Ｎ個からなる
   一組の別個の基本デジタルフィルタを含む多相フィルタ
   と、基本デジタルフィルタの各ブロックに対する選択手
   段とから構成され、 前記基本デジタルフィルタの選択手段は、エラー信号を
   計算する手段と、少なくとも２個の連続するブロックに
   おいて実施される前記基本デジタルフィルタの性能イン
   ジケータを比較する手段とを備え、前記性能インジケー
   タは前記エラー信号に起因し、次のブロックにおいて実
   施される前記基本デジタルフィルタを比較の結果の関数
   として決定する手段をさらに備え、 前記別個の基本デジタルフィルタは整列され、後続のブ
   ロックにおいて実施される前記基本デジタルフィルタを
   決定する手段は、間隔の数だけ、そして少なくとも１つ
   の前のブロックにおいて実施される前記基本デジタルフ
   ィルタの前記性能インジケータについて実行される比較
   結果の関数として決定される方向において、すでに選択
   されている前記基本デジタルフィルタに対するその順位
   が前記フィルタの順序に従ってシフトされた前記基本デ
   ジタルフィルタを後続のブロックにおいて実施される基
   本デジタルフィルタとして選択するのに好適であること
   を特徴とする装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の装置において、 各基本デジタルフィルタは、シンボル間の干渉の解消ま
   たはノイズのフィルタリング等、それ自体のフィルタリ
   ング機能を行うのに適することを特徴とする装置。
3. 【請求項３】 先行する請求項のいずれか一項に記載の
   装置において、 前記シフト間隔の数は、所定の一定数の間隔であること
   を特徴とする装置。
4. 【請求項４】 請求項１または２に記載の装置におい
   て、 前記シフト間隔の数は経時的に可変であり、かつ前記装
   置の実施途上でシフト間隔の数を減少させる手段を備え
   ることを特徴とする装置。
5. 【請求項５】 先行する請求項のいずれか一項に記載の
   装置において、 前記一組の別個の基本デジタルフィルタは、各フィルタ
   自身の位相によって相互に区別される同一種類のフィル
   タであることを特徴とする装置。
6. 【請求項６】 先行する請求項のいずれか一項に記載の
   装置において、 プロセッサにより実施されるデジタルフィルタリングの
   完了時にブロックごとにサンプルを選択する間引き段
   と、 前記間引き段の各ブロックの処理中において選択される
   サンプルを決定する手段とを備えることを特徴とする装
   置。
7. 【請求項７】 請求項６に記載の装置において、 前記選択されるサンプルを決定する手段は、 フィルタリングされたブロックごとにエラー信号を計算
   する手段と、 関連ブロックにおいて選択されるサンプルの決定に適す
   るエラー信号を評価する手段とを備えることを特徴とす
   る装置。
8. 【請求項８】 請求項７に記載の装置において、 前記エラー信号計算手段は、実施される前記基本デジタ
   ルフィルタの選択手段と前記選択されるサンプルの決定
   手段に共通であることを特徴とする装置。
9. 【請求項９】 ワイヤレス遠隔通信ネットワークのデジ
   タル通信受信機であって、請求項１乃至８のいずれか一
   項に記載の受信信号のデジタル復調装置を備えることを
   特徴とする受信機。
10. 【請求項１０】 ワイヤレス遠隔通信ネットワークの基
    地局であって、請求項１乃至８のいずれか一項に記載の
    受信信号のデジタル復調装置を備えることを特徴とする
    基地局。
11. 【請求項１１】 デジタル通信受信機における受信信号
    のデジタル復調方法であって、 シンボルごとにＰ個のサンプルのオーバーサンプリング
    ファクタで前記受信信号をサンプリングするステップ
    と、 前記オーバーサンプリングされた信号を連続するブロッ
    クのサンプルに分割するステップと、 Ｎ個からなる一組の別個の基本デジタルフィルタを備え
    る多相フィルタを与え、ブロックごとに１つの基本デジ
    タルフィルタを選択することによって、ブロックごとに
    サンプリング時点を補正するステップとを備え、 前記基本デジタルフィルタの選択は、 前記多相フィルタのエラー信号を計算するステップと、 前記エラー信号から前記基本デジタルフィルタの性能イ
    ンジケータを生成するステップと、 少なくとも２個の連続するブロックにおいて実施される
    前記基本デジタルフィルタの前記性能インジケータを比
    較するステップと、 後続のブロックにおいて実施される前記基本デジタルフ
    ィルタを比較の結果の関数として決定するステップとを
    含み、 前記別個の基本デジタルフィルタは整列され、後続のブ
    ロックにおいて実施される前記基本デジタルフィルタを
    決定する前記ステップは、間隔の数だけ、そして少なく
    とも１つの前のブロックにおいて実施される前記基本デ
    ジタルフィルタの前記性能インジケータについて実行さ
    れる比較の結果の関数として決定される方向において、
    すでに選択されている前記基本デジタルフィルタに対す
    るその順位が前記フィルタの順序に従ってシフトされた
    前記基本デジタルフィルタを後続のブロックにおいて実
    施される前記基本デジタルフィルタとして選択するのに
    好適であることを特徴とする方法。