JP3986890B2

JP3986890B2 - デジタル通信受信機における受信信号のデジタル復調装置および方法

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Publication number: JP3986890B2
Application number: JP2002148881A
Authority: JP
Inventors: クリストフ・モイ; パスカル・ル・コール
Original assignee: Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Current assignee: Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Priority date: 2001-05-30
Filing date: 2002-05-23
Publication date: 2007-10-03
Anticipated expiration: 2022-05-23
Also published as: FR2825550A1; US20030021362A1; FR2825550B1; EP1263162A1; EP1263162A8; DE60229085D1; JP2003032312A; US7184498B2; ATE409994T1; EP1263162B1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル通信受信機における受信信号のデジタル復調装置であって、
シンボルごとにＰ個のサンプルのオーバーサンプリングファクタで受信信号をサンプリングする段と、
前記オーバーサンプリングされた信号を連続するブロックのサンプルに分割する段と、
ブロックごとにサンプリング時点を補正する手段とを備え、該サンプリング時点補正手段は、
Ｎ個からなる一組の別個の基本デジタルフィルタを含む多相フィルタと、
基本デジタルフィルタの各ブロックの選択手段とを備える装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
送信側と受信側の間で信号を送信する設備において、ベースバンド信号によって表される伝送対象のデジタル信号は、特に放送波での伝送に適する信号に変調される。
【０００３】
受信側、すなわち受信機は、受信信号を変調することで伝送されるデータを表すベースバンド信号を再復元できるようにする装置を備える。この復調は、変調信号のサンプリングを実施してそのデジタル化を実現する。
【０００４】
信号の変調および信号の復調は、それぞれ送信側のクロックと受信側のクロックによって組み付けられる時間軸を基準に実行される。
【０００５】
この２つのクロックは、周波数および位相においてほとんど正確に同期されることはないため、この２つのクロックにより供給される時間軸には時間のずれが存在する。
【０００６】
ここで、復調時に実行される受信信号のデジタル化の際、受信側の性能を最大限利用できるようにサンプリング時点を完璧に設置する必要がある。必要となる位置は、シンボル間干渉を最小限に抑えることに対応するアイダイアグラムの中心に一致する。しかしながら、受信側のアナログ／デジタル変換に関連する構成要素が完璧であったとしても、高性能のフィードバックシステムがなければ即座に信号をサンプリングすることは不可能である。かかるシステムにより、受信信号についてのサンプリング時点の補正を確実に行うことができる。
【０００７】
周知のシステムは、構成要素および場所の観点から高価であるアナログ手順または計算時間の観点から高価であるデジタル手順のいずれかを実施する。
【０００８】
デジタル手順は、二重の補間／間引きを慣例上実行するが、「間引き」という用語はアンダーサンプリングを表す。この二重のインターポレーション／間引きは、一方では２つの関数自体を実行するために、そして他方では補間関数がサンプリング数を増大させるため、これにともなって実行される計算数を増大させることにより相当量の計算能力を消耗する。
【０００９】
さらに、多相フィルタを受信側で使用することが想定されている。かかる多相フィルタは、並行に設置された１組のいくつかのフィルタを備える。これらのフィルタの１つのみが１ブロック分のシンボルの処理に使用される。
【００１０】
さらに、信号のデジタル変調装置は、上述した間引き手段を含む場合もある。しかしながら、間引きの実施は、間引き作業中に選択されるサンプルを決定する手段を用いる必要がある。
【００１１】
したがって、かかる間引き手段の実施は、復調装置を大幅に複雑化している。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、データの高速処理を可能にしつつサンプリング時点の補正を確実に行うとともに、受信の良好な品位を確実に実現する受信信号のデジタル復調の単純な装置を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
したがって、本発明の主題は、上述のような、デジタル通信受信機における受信信号のデジタル復調装置であって、多相フィルタにより実施されるデジタルフィルタリングの完了時にブロックごとにサンプルを選択する間引き段と、各ブロックの処理中に前記間引き段において選択されるサンプルを決定する手段とを備え、この選択されるサンプルの決定手段は、フィルタリングされたブロックごとにエラー信号を計算する手段と、関連ブロックにおいて選択されるサンプルの決定に適するエラー信号を評価する手段とを備えることを特徴とし、かつ基本デジタルフィルタの選択手段はエラー信号を計算する手段を備え、このエラー信号計算手段は実施される基本デジタルフィルタの選択手段と選択されるサンプルの決定手段に共通であることを特徴とする装置である。
【００１４】
特定の実施形態において、本装置は、以下の特徴の１つ、または複数を備える。
―各基本デジタルフィルタは、シンボル間の干渉の解消またはノイズのフィルタリング等、それ自体のフィルタリング機能を発揮するのに適する。
―基本デジタルフィルタの選択手段は、少なくとも２個の連続するブロックにおいて実施される基本デジタルフィルタの性能インジケータを比較する手段を備え、この性能インジケータは、エラー信号計算手段によって生成される前記エラー信号に起因し、後続のブロックにおいて実施される基本デジタルフィルタを比較の結果の関数として決定する手段をさらに備える。
―別個の基本デジタルフィルタは整列され、後続のブロックにおいて実施される基本デジタルフィルタを決定する手段は、間隔の数だけ、そして少なくとも１つの前のブロックにおいて実施される基本デジタルフィルタの性能インジケータについて実行される比較の結果の関数として決定される方向において、すでに選択されている基本フィルタに対するその順位が上記フィルタの順序に従ってシフトされた基本フィルタを後続のブロックにおいて実施される基本デジタルフィルタとして選択するのに好適である。
―シフト間隔の数は所定の一定数の間隔である。
―シフト間隔の数は経時的に可変であり、かつ装置の実施途上でシフト間隔の数を減少させる手段を備える。
―この一組の別個の基本デジタルフィルタは、各フィルタ自身の位相によって相互に区別される同一種類のフィルタである。
【００１５】
さらに本発明の主題は、上述の装置を備えるワイヤレス遠隔通信ネットワークのデジタル通信受信機および基地局である。
【００１６】
最後に、本発明の主題は、デジタル通信受信機における受信信号のデジタル復調方法であって、
シンボルごとに数サンプルのオーバーサンプリングファクタで受信信号をサンプリングするステップと、
前記オーバーサンプリングされた信号を連続するブロックのサンプルに分割するステップと、
一組の別個の基本デジタルフィルタを備える多相フィルタを与え、ブロックごとに１つの基本デジタルフィルタを選択することによって、ブロックごとにサンプリング時点を補正するステップとを含み、さらに
間引き段において、多相フィルタによって実施されるデジタルフィルタリングの完了時に各ブロックからサンプルを選択するステップと、
各フィルタリングされたブロックごとにエラー信号を計算し、該エラー信号を評価することによって、間引き段において各ブロックの処理中に選択されるサンプルを決定するステップとを含み、
基本デジタルフィルタの選択は、エラー信号を計算するステップを含み、
エラー信号を計算する１つおよび同一のステップは、実施される基本デジタルフィルタの選択において、そして選択されるサンプルの決定において実施されることを特徴とする方法である。
【００１７】
【発明の実施の形態】
単なる例として付与された以下の説明を図面を参照しながら読み進めることにより、本発明はよりよく理解されよう。
【００１８】
図１に示す装置１０は、変調された通信信号のデジタル復調に適する。携帯電話またはワイヤレス遠隔通信ネットワークの基地局等デジタル通信受信機において実施されることが意図される。
【００１９】
この装置１０は、デジタル化モジュール１２と、サンプリング時点を補正する手段１３とを本質的に備える。この手段１３は、多相フィルタの基本フィルタの選択手段１６と関連づけられた多相フィルタ１４と、間引きインデックスのずれを決定する手段２０と関連づけられた間引き段１８と、最後に位相補正器２２とを本質的に備える。
【００２０】
図１には、信号の処理において実施される各機能を説明する機能ブロックが示される。しかしながら、本発明によれば、１つまたは複数のデータプロセッサが適切な処理プログラムを実行することによって各種の機能が実施される。
【００２１】
図１に示す装置１０は、たとえば、ＰＳＫタイプの変調にしたがって変調された信号を入力側で受信するのに適する。この信号は、デジタル化段２４によって受信される。この段２４は、コヒーレントまたは非コヒーレントに復調されるデジタル信号を供給するのに適する。
【００２２】
デジタル化段２４は、オーバーサンプリングファクタＰで、変調信号をデジタル化するのに適する。オーバーサンプリングファクタは、１シンボルにつきサンプル数Ｐに等しい。後者はできるだけ小さいことが望ましい。しかしながら、２以上である。本発明によれば、本装置において４以下であることが望ましい。
【００２３】
デジタル化は、無線周波数、中間周波数またはベースバンドにおいて実行される。デジタル化された信号がベースバンド信号でない場合、周波数のずれは、信号を直接ベースバンドに持ってくるようにデジタルかつコヒーレントまたは非コヒーレントに実行される。
【００２４】
得られたベースバンド信号は複雑な種類である。このため、Ｉで表される同相部と、Ｑで表される直角位相部とを備える。
【００２５】
同相部および直角位相部は、同様のアルゴリズムによって互いに独立して、あるいは共通に処理される。
【００２６】
図１において、機能ブロックは分化されていない。これらは、たとえば、一方で信号の同相部Ｉと、他方で直角位相部Ｑを処理するのに適する。
【００２７】
復調されたデジタル信号をＳ個のサンプルのブロックに分割する段２６が、デジタル化段２４の出力側に設けられる。１ブロックあたりのサンプルの数Ｓは、オーバーサンプリングファクタＰの倍数である。
【００２８】
このブロックへの分割は、信号の同相部Ｉと直角位相部Ｑのそれぞれにおいて実行される。
【００２９】
サンプリング時点を補正する手段１３において実行される移行の処理は、ロード時間を短縮するとともに、呼び出し機能の処理により導入される機能をブートする時間を短縮するためにブロック単位で実行される。同様に、補正器２２における位相補正もブロック単位で確立され、位相誤差はブロックを跨いで固定であるか無視できるものと仮定する。
【００３０】
ブロックのサイズは、
・送信側と受信側の各コンバータのクロック間の周波数ずれの大きさ、
・ロード時間および機能の呼び出しにより導入される機能のブート時間
・送信側と受信側の各搬送波の周波数ずれの大きさ
・クロックのドリフトと比較される多相フィルタの基本フィルタの数
を見合う関数として定義される。
【００３１】
そして分割段２６の出力において得られるブロックは、複雑な多相フィルタによって処理される。
【００３２】
この多相フィルタ１４は、Ｎ個の基本複雑フィルタまたは分岐を備える。各基本フィルタは、Ｈ_ｉで表され、ここでｉ∈［０，・・・，Ｎ−１］である。多相フィルタの数Ｎは、たとえば、８，１６，３２，６４，１２８，２５６と等しいか、それ以上である。この数が２の累乗であることは不可欠ではない。フィルタの数は多いほど好ましく、２５６個より多いことが望ましい。
【００３３】
特に、そして望ましくは、オーバーサンプリングファクタＰは小さい数が選択され、基本フィルタの数Ｎは大きい数が選択される。Ｐ／Ｎの比は１より小さいことが好ましい。
【００３４】
多相フィルタ１４は、各基本フィルタＨ_ｉの機能的定義を記憶する手段と関連づけられたプロセッサにより実施される。
【００３５】
特に、各フィルタの機能的定義は、ファクタの表によって構成される。したがって、ファクタの表Ｎ個が記憶される。
【００３６】
各ファクタの表は、関連の基本フィルタＨ_ｉのインパルス応答のうち、すでに実行されたデジタル化を表し、それぞれ、後述するように所与の位相またはシフトを表す。
【００３７】
各ブロックの同相部Ｉおよび直角位相部Ｑは、多相フィルタの１つおよび同一の基本フィルタＨ_ｉにより処理される。複雑な多相フィルタは、一方が同相部、他方が直角位相部の２つの同一多相フィルタから構築される。
【００３８】
多相フィルタの各基本フィルタは、Ｔｅで表されるサンプリング周期において受信フィルタのデジタル化によって構成される。デジタル化は、それぞれ以下の数式で求められる特定の位相を有する。
【００３９】
【数１】

【００４０】
Ｎ個の基本フィルタの位相変動は、サンプリング周期Ｔｅを完全にカバーするように−Ｔｅ／２〜（Ｔｅ／２−Ｔｅ／Ｎ）に及ぶ。
【００４１】
各基本フィルタＨ_ｉは、前回の基本フィルタＨ_ｉ−１に対してサンプリング期間Ｔｅの１／Ｎだけ位相シフトされる。
【００４２】
Ｎが大きいほど、位相別の離散化間隔が小さくなるため、サンプリング時点を精度よく補正することが可能になる。
【００４３】
多相フィルタの各基本フィルタＨ_ｉに対する個々の表のファクタの計算は、プログラム位相初期化の過程において実行される。
【００４４】
各基本フィルタは、特定のバージョンの１つおよび同一の基準受信フィルタであり、ここでは、その周波数選択性にしたがっている。各基本フィルタは、シンボル内の干渉の抑制を確実に行うため望ましい。したがって、「Root Raised Cosine」タイプのフィルタは、別々の位相と関連づけられた基本フィルタのそれぞれの定義の基本として機能できることが望ましい。
【００４５】
さらに、位相変動の範囲まで基本フィルタの基本として機能する基準受信フィルタは、ノイズを制限するのに（それ自体周知であるが）適している。
【００４６】
上記は、信号対ノイズ（ＳＮ）比を最大化する適切なフィルタとすることができることが望ましい。
【００４７】
所与のブロックにおいてコンピュータにより実施される基本フィルタＨ_ｉは、基本フィルタの選択手段１６によって実施される追跡アルゴリズムの関数として決定される。
【００４８】
この手段１６は、関連のブロックにおいてエラー信号を計算する段２８を備える。段２８により生成されるエラー信号は、データの電送において使用される変調のモードに対して個別である。以下は、ＰＳＫタイプの変調に適した例である。
【００４９】
この場合、エラー信号は、１つおよび同一のシンボルのサンプリング時点Ｐのそれぞれにおいて、ブロックに属するシンボルの母数のすべてを計算された標準偏差σの集合で形成される。
【００５０】
各サンプリング時点ｋにおいて、標準偏差σ_ｋは以下により求められる。
【００５１】
【数２】

【００５２】
段２８により供給されるエラー信号は、選択段３０により使用され、追跡アルゴリズムを実施することによって多相フィルタの基本フィルタＨ_ｉを選択することが可能になる。さらに、同一のエラー信号は、さらに手段１８を制御する間引きインデックスのシフトを決定する手段２０のエラー信号を評価する段３１によって使用される。
【００５３】
特に、手段２０の段３１は、エラー信号において出現する最小標準偏差σ_ｋを選択するのに適する。
【００５４】
最小標準偏差σ_ｋの選択により位相誤差が低減し、誤差基準を構築できるため、最小標準偏差に対応するインデックスｋハットに基づいて間引き段１８を制御することが可能になる。
【００５５】
段３１により選択されるインデックスｋハットは、以下の関係式により得られる。
【００５６】
【数３】

【００５７】
式中、
Ｐは１シンボルあたりのサンプル数、
ｋは間引きシフト（オフセット）に関連するインデックス、
ｚは受信フィルタ後のサンプルのファクタ、
Ｌは１ブロックあたりのシンボル数をそれぞれ表す。
【００５８】
段３１は、計算された標準偏差の最小値に対応するサンプリング時点のインデックスとしてシフトｋハットを、誤差計算段２８により供給されるエラー信号から決定する。
【００５９】
したがって、段３１は、アイダイアグラムの最大開口をもたらす間引きを制御するのに適する。
【００６０】
間引き段１８は、ｋハット番目のサンプルからＰ個のサンプルのうち１個のサンプルのみを保持しながら、多相フィルタ１４の出力において受信されたサンプルから１ブロックあたりＬ個のサンプルを抽出するのに適する。このため、１シンボルにつき１個のみサンプルが残る。
【００６１】
間引き動作は以下の数式により単純に定義可能である。
【００６２】
【数４】

【００６３】
但し、ｎ＝０，１，・・・，Ｌ−１
式中、
ｋハットは標準偏差σ_ｋの最小値に対応するサンプリング時点のインデックス、Ｐは、オーバーサンプリングファクタをそれぞれ表す。
【００６４】
間引きされたデータは次に位相補正器２２にアドレス指定される。
【００６５】
位相補正は、２種類のアルゴリズム、すなわち、伝送されるデータの事前情報を使用するアルゴリズムとこれを使用しないアルゴリズムのいずれかを使用することで実行可能である。
【００６６】
この位相補正は、
・時間変化の伝搬チャネルによる信号の伝搬、
・各ブロックの変化を伴う位相ジャンプをもたらす多相フィルタの基本フィルタの連続的変化、そして
・送信側と受信側間の搬送波の差
により導入される位相回転を補償するように間引きされたサンプルに適用される。
【００６７】
したがって、ブロック単位での更新により搬送波同期が実現される。
【００６８】
本発明によれば、複雑な多相フィルタ１４、エラー信号の計算段２８、選択段３０、評価段３１および間引き段１８は、適切なプログラムを実行する１つまたは複数のコンピュータにより実施され、その主なアルゴリズムを図２に示す。
【００６９】
選択段３０の動作の態様は、特に本アルゴリズムにおいて図示される。
【００７０】
入力において、本装置は変調信号を受信する。
【００７１】
ステップ１００において、デジタル化段２４は、ファクタＰによりオーバーサンプリングで信号の復調を確実に行い、デジタル信号をベースバンドに入れる。デジタルベースバンド信号は、次にループを実施することによってブロックずつ処理される。
【００７２】
ステップ１０２において、デジタル信号はＳ個のサンプルのブロックに分割され、連続したブロックをＢ_ｌで表す。
【００７３】
ステップ１０４において、関連のブロックＢ_ｌは、多相フィルタ１４の基本デジタルフィルタＨ_ｉによって処理される。
【００７４】
実施される基本フィルタＨ_ｉのインデックスｉは、選択段３０によって決定される。この選択アルゴリズムについては後述する。
【００７５】
本方法を初期化する際、実施される基本フィルタは任意に選択される。後者は、たとえば、ｉ＝Ｅ（（Ｎ−１）／２）（但し、Ｅは整数部関数を表し、Ｎは基本フィルタの数を表す）で得られるインデックスｉを有するものである。
【００７６】
選択された基本フィルタによるサンプルの処理において、コンピュータは、基本フィルタＨ_ｉに対する個別のファクタの表を実施し、この基本的な表は、選択手段３０によって定義されるポインタによりメモリにおいて選択される。
【００７７】
多相フィルタの各基本フィルタのファクタのテーブルの計算および格納は、プログラム初期化位相の途上でコンピュータによって実行される。
【００７８】
メモリにおいて、基本フィルタＨ_ｉは、インデックスの順位にしたがって位相の昇順または降順で配列される。
【００７９】
ステップ１０６において、段２８はエラー信号の計算を実行する。したがって、ステップ１０８において、０とＰ−１の間にあるオーバーサンプリングインデックスのそれぞれについてブロックＢ_ｌと関連づけられた標準偏差の集合が計算されるループが実施される。このようなエラー信号を形成する標準偏差はσ_ｌ，ｊで表される。
【００８０】
このループの終了後、段３１は、ステップ１１２において
【００８１】
【数５】

【００８２】
の間引きインデックスｋハットを決定する。
【００８３】
ステップ１１４において、間引き段１８は、受信したサンプルからＬ個のサンプルの抽出を確実に行い、ステップ１１２において決定されたｋハット番目のサンプルからＰのうち１個のサンプルのみを保持する。
【００８４】
ステップ１１６において、位相補正器２２はフィルタリングされ、間引きされたブロックＢ_ｌを処理する。
【００８５】
次のブロックＢ_ｌ＋１についても、ステップ１０２以下参照が実施される。
【００８６】
さらに、ステップ１１２の終了後、選択段３０は、図２のアルゴリズムのルーチン１１８に対応する追跡アルゴリズムを実施する。
【００８７】
本アルゴリズムの目的は、次のブロックＢ_ｌ＋１において受信プロセスに最も適する多相フィルタの基本フィルタＨ_ｉを決定することである。この適合される基本フィルタＨ_ｉは、間引きされたデータの母数の標準偏差σを最小限にすることができるものである。
【００８８】
追跡アルゴリズムは、多相フィルタ１４のすべての基本フィルタＨ_ｉの母数の標準偏差σの計算を回避するために使用される。
【００８９】
本アルゴリズムは、
―整列された基本フィルタの中から追跡する方向のブロックから
―前回のブロックＢ_ｌ−１の間引きに使用される多相フィルタと関連づけられた標準偏差σ_{ｌ−１，ｋ}のブロックへと格納を行う必要がある。
【００９０】
追跡の方向は、値＋ｍおよび−ｍ（但し、ｍ∈Ｎおよびｍ＜Ｎを取ることができる変数ｓにより得られる。たとえば、ｍ＝１である。値＋ｍは、ｍランクの基本フィルタの中のインデックスのインクリメントに対応し、値−ｍは、基本フィルタの中のインデックスの降順方向のｍランクのトラバーサルに対応する。
【００９１】
より厳密には、ステップ１２０において、ブロックＢ_ｌに使用される基本フィルタＨ_ｉと関連づけられた現行の標準偏差σ_ｌ，ｋを前回のブロックＢ_ｌ−１に使用された基本フィルタＨ_ｊと関連づけられた間引き標準偏差σ_{ｌ−１，ｋ}を比較するテストが実行される。現行の間引き標準偏差σ_ｌ，ｋが前回の間引き標準偏差σ_{ｌ−１，ｋ}より小さい場合、追跡の方向はステップ１２２において変更されない。
【００９２】
そうでなければ、追跡の方向は逆になる。
【００９３】
ステップ１２４において、次のブロックＢ_ｌ＋１に使用されるべき基本フィルタＨ_ｉのインデックスは、値ｓにすでに使用されたフィルタのインデックスのインクリメントモジュロＮによって計算される。したがって、選択された基本フィルタはＨ_ｉ＋ｓである。次のインデックスの計算モジュロＮにより、インデックスｉを区間［０，Ｎ−１］に保つことができる。
【００９４】
現行ブロックＢ_ｌについて、最小標準偏差が前ブロックより小さいと、追跡の方向は維持され、大きいと逆になる。最後に、ブロック毎に、追跡の方向にしたがって、基本フィルタインデックスが値ｍだけインクリメントまたは値ｍだけデクリメントされる。このため、ノッチ毎に本アルゴリズムは基本フィルタの方に収束し、最低の標準偏差を表すことになる。基本フィルタのインデックスがそれぞれ追跡の降順または昇順方向に対する端点０またはＮ−１に達すると、次ブロック用に選択された基本フィルタのインデックスはｍ＝１の場合それぞれＮ−１およびゼロに等しい。この場合、ブロックの間引きは、シンボルを表すサンプルが変化するためそれ自体、Ｐ−１ユニットだけ修正された間引きインデックスで終了する。
【００９５】
追跡アルゴリズムは以下の３つの位相からなる。
・基本フィルタの１つを任意に選択するとともに、追跡の方向を定義する初期化位相（基本フィルタインデックスの増減）
・過渡的または追跡レジューム：送信デジタル化と受信デジタル化の間の位相誤差は一定であるが、ブロック毎の基本フィルタの低減修正する可能性により生じるアルゴリズムの収束時間については、最も適する基本フィルタは従来達成されていない（１ユニットずつのインクリメントまたはデクリメント）。送信デジタル化と受信デジタル化の間の位相誤差は変動し、この場合、この変動を本アルゴリズムは追跡する。
・安定状態レジューム。送信デジタル化と受信デジタル化の間の位相誤差は一定であり、この場合、ｍ＝１であれば、本アルゴリズムは２つの最も適する連続した基本フィルタの間を変動する。基本フィルタ間の一定の変動により与えられる劣化は、多相フィルタに大量の基本フィルタが使用される場合には無視できると考えられる。
【００９６】
予め蓄積されたフィルタの基本定義を基本フィルタごとに使用するコンピュータによって実施される本発明に係る復調装置の多相フィルタにより、非常に大量の基本フィルタを有する多相フィルタの使用が可能になる。具体的には、基本フィルタの数に関係なく、回路上での専有面積は、プロセッサおよび関連メモリの専有面積に限定される。後者は、さらにプロセッサに集積されることが非常に多い。ここで、基本フィルタのインパルス応答を表すファクタの多数の表は、小さい専有面積を有するメモリに格納することが可能である。
【００９７】
基本フィルタの数が非常に多いため、非常に高い受信品位を保ちつつ小さい初期オーバーサンプリングファクタＰを選択することが可能である。
【００９８】
具体的には、多相フィルタに頼ることによって、初期信号は実際にはＮ×Ｐファクタによりオーバーサンプリングされる。すなわち、Ｐファクタだけオーバーサンプリングされた信号の場合の計算だけプロセッサにさせながら、Ｎ×Ｐファクタだけオーバーサンプリングされる信号の品質を獲得することが可能である。
【００９９】
オーバーサンプリングファクタＰは小さく、基本フィルタを実施する計算時間が大幅に短縮されるため、リアルタイムの高処理量でデータを復調することが可能になる。
【０１００】
さらに、ノイズ制限フィルタを入力に必要とする受信がある限り、本発明に係る復調装置において、多相フィルタの基本フィルタはそれぞれノイズ制限フィルタに対応する。このため、多相フィルタが装置を複雑化しても、後者は。通常復調装置を構成する多の要素と合成されないため、ノイズ制限フィルタに単に集積される。
【０１０１】
各ブロックにおいて多相フィルタの基本フィルタを選択するために使用される追跡方法は、良好なフィルタリング解決に向けて高速に収束している。この方法により、ブロック毎に１つのエラー信号だけを計算し、前ブロックのエラー信号に対応する標準偏差だけを比較することが可能になる。したがって、本アルゴリズムは少ない計算能力で済む。また、エラー信号を数ブロックに跨って平均することによって本手順をより強固にすることも考えられる。
【０１０２】
さらに、段２８において生成されるエラー信号が後続ブロックの基本フィルタＨ_ｉの選択とブロックが受けている処理の間引きに使用されるずれｋハットの測定の両方に使用される限り、コンピュータの計算量はごく僅かであるため、復調方法の実施速度が高速化する。
【０１０３】
変形例として、追跡アルゴリズムに使用される間隔ｍの値は、当該アルゴリズムの実施中に修正可能である。特に、間隔の値ｍは、追跡アルゴリズムが安定状態レジュームに達する前には大きいものを選択し、次に当該アルゴリズムの実施中に自動的に減少させ、当該アルゴリズムがその安定状態レジュームになったとき値１に等しくなるようにしてもよい。安定状態レジュームは、追跡方向の逆転の連続の存在により検出可能である。
【０１０４】
上記の例では、復調装置は適当なアルゴリズムにしたがって動作するコンピュータによって実施される。この解決方法はすでに上述した理由によって望ましい。しかしながら、変形例として、上記装置はソフトウェア手段ではなくハードウェアによって実施可能であり、その配線および構成が必要とされる各種機能を実行するのに適する回路に基づいて信号のデジタルおよび／またはアナログ処理を確実に行うことが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る受信信号のデジタル復調装置の模式図である。
【図２】図１の装置の動作を説明するフローチャートである。

Claims

デジタル通信受信機における受信信号のデジタル復調装置であって、
シンボルごとにＰ個のサンプルのオーバーサンプリングファクタで前記受信信号をサンプリングする段と、
前記オーバーサンプリングされた信号を連続するブロックのサンプルに分割する段と、
ブロックごとにサンプリング時点を補正する手段と
を備え、
このサンプリング時点を補正する手段は、Ｎ個からなる一組の別個の基本デジタルフィルタを含む多相フィルタと、基本デジタルフィルタの各ブロックに対する選択手段とから構成され、
前記受信信号のデジタル復調装置は、
前記多相フィルタにより実施されるデジタルフィルタリングの完了時にブロックごとにサンプルを選択する間引き段と、前記間引き段の各ブロックの処理中において選択されるサンプルを決定する手段とを備え、前記選択されるサンプルを決定する手段は、フィルタリングされたブロックごとにエラー信号を計算する手段と、関連ブロックにおいて選択されるサンプルの決定に適するエラー信号を評価する手段とから構成されることを特徴とし、
前記基本デジタルフィルタの選択手段は、エラー信号を計算する手段を備え、前記エラー信号計算手段は、実施される前記基本デジタルフィルタの選択手段、前記選択されるサンプルの決定手段に共通であることを特徴とする装置。
請求項１に記載の装置において、
各基本デジタルフィルタは、シンボル間の干渉の解消またはノイズのフィルタリング等、それ自体のフィルタリング機能を行うのに適することを特徴とする装置。
先行する請求項のいずれか一項に記載の装置において、
前記基本デジタルフィルタの選択手段は、少なくとも２個の連続するブロックにおいて実施される基本デジタルフィルタの性能インジケータを比較する手段を備え、該性能インジケータは、前記エラー信号の計算手段によって生成される前記エラー信号に起因し、後続のブロックにおいて実施される前記基本デジタルフィルタを比較の結果の関数として決定する手段をさらに備えることを特徴とする装置。
請求項３に記載の装置において、
前記別個の基本デジタルフィルタは整列され、後続のブロックにおいて実施される前記基本デジタルフィルタを決定する手段は、間隔の数だけ、少なくとも１つの前のブロックにおいて実施される前記基本デジタルフィルタの前記性能インジケータについて実行される前記比較の結果の関数として決定される方向において、すでに選択されている基本フィルタに対するその順位が前記フィルタの順序に従ってシフトされた基本フィルタを後続のブロックにおいて実施される基本デジタルフィルタとして選択するのに適することを特徴とする装置。
請求項４に記載の装置において、
シフト間隔の数は所定の一定数の間隔であることを特徴とする装置。
請求項４に記載の装置において、
シフト間隔の数は経時的に可変であり、かつ前記装置の実施途上でシフト間隔の数を減少させる手段を備えることを特徴とする装置。
先行する請求項のいずれか一項に記載の装置において、
前記一組の別個の基本デジタルフィルタは、各フィルタ自身の位相によって相互に区別される同一種類のフィルタであることを特徴とする装置。
ワイヤレス遠隔通信ネットワークのデジタル通信受信機であって、先行する請求項のいずれか一項に記載の受信信号のデジタル復調装置を備えることを特徴とする受信機。
ワイヤレス遠隔通信ネットワークの基地局であって、請求項１乃至７のいずれか一項に記載の受信信号のデジタル復調装置を備えることを特徴とする基地局。
デジタル通信受信機における受信信号のデジタル復調方法であって、
シンボルごとにＰ個のサンプルのオーバーサンプリングファクタで前記受信信号をサンプリングするステップと、
前記オーバーサンプリングされた信号を連続するブロックのサンプルに分割するステップと、
Ｎ個からなる一組の別個の基本デジタルフィルタを備える多相フィルタを与え、ブロックごとに１つの基本デジタルフィルタを選択することによって、ブロックごとにサンプリング時点を補正するステップと
を備え、
前記受信信号のデジタル復調方法は、さらに
間引き段において、前記多相フィルタによって実施されるデジタルフィルタリングの完了時に各ブロックからサンプルを選択するステップと、
各フィルタリングされたブロックごとにエラー信号を計算し、該エラー信号を評価することによって、前記間引き段において各ブロックの処理中に選択されるサンプルを決定するステップと
を備え、
前記基本デジタルフィルタの選択は、エラー信号を計算するステップを含み、前記エラー信号を計算するステップは、実施される前記基本デジタルフィルタの選択において、そして前記選択されるサンプルの決定において実施されることを特徴とする方法。