JP2002247118A - 変復調装置およびその復調方法、ならびにそのプログラム - Google Patents
変復調装置およびその復調方法、ならびにそのプログラムInfo
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Abstract
ことができ、回線の周波数特性を補正し、精度の高い変
復調装置を実現する。 【解決手段】回線等へのI/F部31、アナログ信号を
ディジタル信号に変換するA/D変換部32と、フィル
タ係数をメモリに記憶して、該フィルタ係数を任意に変
更可能なディジタルフィルタで構成された帯域制限フィ
ルタ33とを有する周波数偏移変復調装置の復調部34
において、二値信号に対応する2つの周波数の受信レベ
ル比を算出する手段35と、複数の帯域制限フィルタ係
数テーブル37を備え、受信レベル比をもとに上記係数
テーブル37から受信レベル比を補正するための適切な
係数を選択する帯域制限フィルタ係数選択手段36とを
有し、帯域制限フィルタ33の係数を選択した係数に置
き換える。
Description
話回線のような通信回線の終端において通信回線と端末
装置との間で授受される信号を変復調する変復調装置、
特に、周波数偏移変調:FSK(Frequency Shift Keyi
ng)方式を採用した変復調装置(モデム)の復調部に関
し、詳しくは簡単な処理で正規化処理と同様の効果を得
ることが可能な変復調装置および周波数偏移変調の復調
方法、ならびにそのプログラムに関する。
ying )通信方式は電話回線モデムなどで広く使用され
ており、標準規格となっている国際電信電話諮問委員会
(CCITT)のVシリーズ勧告ではV.21、V.2
3などのFSK方式の電話回線モデム規格がある。この
うち、V.21は、1080Hzと1750Hzの2つ
の周波数を中心周波数とし、ともに±100Hzの周波
数を特性周波数とする旨の勧告がなされている。また、
V.23は、1500Hzまたは1700Hzを中心周
波数とし、±200Hzまたは±400Hzの周波数を
特性周波数とする旨の勧告がなされている(V.23に
は、中心周波数420Hz、±30Hzを特性周波数と
するバックワードチャネルが存在する)。
つが代表的な例である。 1)2つのキャリア周波数(F1,F2)の零交差間隔
を直接的に計数してデータを再生する方法。すなわち、
これはキャリア周波数(F1,F2)の波形がゼロライ
ンを横切った回数をカウントして、その数で‘F1’ま
たは‘F2’を判別し、データを再生する。 2)2つのキャリア周波数成分を抽出する2つの狭帯域
な帯域通過形フィルタを設け、FSK信号を入力したと
きの両者の出力信号レベルを比較する方法。すなわち、
これはF1だけの狭帯域の帯域通過形フィルタとF2だ
けの狭帯域の帯域通過形フィルタにそれぞれのキャリア
周波数成分を通過させて、その出力レベルでF1,F2
を判別する。 3)2つのキャリア周波数に対する中心周波数を生成
し、入力周波数と中心周波数の偏移周波数成分を抽出す
る方法。すなわち、F1とF2の中心周波数F0を生成
して、入力した周波数がF0より+αであるか、−αで
あるかを判別してF1,F2を抽出する。
処理が単純であるが、回線上のノイズの影響を受け易
く、信号の判別を誤る可能性が高まるという問題があ
る。これに対して3)の方法については比較的複雑な処
理ではあるが、安定で精度の高い復調器が実現できると
されている。
特性は理想的な特性(平坦な周波数特性)を示しておら
ず、周波数によって減衰量が異なる。そのため、前記
3)の方法においては、周波数偏移成分の算出時に受信
レベル(振幅値)の正規化処理を行う必要がある。理想
的な周波数特性を持つ回線の場合は、この正規化処理を
省略することができ、また、2つの周波数が比較的近い
周波数を使用するように規格が規定されている場合に
は、周波数特性が平坦であるとみなすこともできる。
した2つの周波数の減衰量が異なるため、正規化処理を
省略することはできない。V.23のデータチャネルの
ように2つの周波数が800Hzも離れると、一般的に
は高域側の減衰量が増大してしまう。品質の悪い回線で
は、10dBもの減衰差が生じることもある。このよう
な回線で通信を行う場合には、受信レベルの正規化処理
を行わないと高ノイズ下(S/N 10dB以下)における性能
に影響し、十分な通信性能を得ることができない。しか
し、この正規化処理は非常に処理量がかかるため、でき
れば省略する方が望ましい。たとえばDSP(Digi
tal Signal Processor)などの演
算処理装置で実現している場合には、正規化処理を省略
すれば、処理量が減ることにより消費電流を低く押さえ
ることができる。
制御(AGC)機能がある。一般的にAGC機能は受信
レベルの定常安定動作をさせるように、非常に緩慢とし
たスピードで収束させるように機能するものである。F
SK通信方式でビットレートが高くなると、キャリア周
波数の正弦波の1〜2波長分でビット(周波数)の切り
替えが行われ、それを判定する必要があるが、AGCの
ような適応処理では1〜2波長単位での利得制御を行う
ほど収束スピードが早くできないため、回線の周波数特
性を補正する機能にはならない。もっと瞬時に利得を調
整する機能が必要となる。しかし、そのような適応処理
を施そうとすると、正規化処理と同じく処理量が増大し
てしまうことになる。
の課題を解決し、少ない処理量で正規化処理と同様の効
果を得ることができ、回線の周波数特性を補正し、精度
の高い変復調装置および周波数偏移変調の復調方法、な
らびにそのプログラムを提供することにある。なお、本
発明に係る変復調装置は、前記3つの手法からノイズに
強いとされる3)の手法を採用する場合の処理量を軽減
する方法を採用する。
め、本発明の変復調装置は、2つの周波数の受信レベル
の比をもとに復調部前段の帯域制限フィルタ(BPF)
を選択的に変更することで、2つの周波数f1,f2間
の受信レベルを正規化する処理を省略しながら、正規化
処理と同様の効果を得ることができるようにしたもので
ある。
つの周波数を二値信号のそれぞれの値に対応させて通信
を行う周波数偏移変調:FSK(Frequency Shift Keyi
ng)通信における変復調装置(モデム)で、回線等への
I/F部(DAA(Direct Access Arrangement)回路
部)と、DAA回路部を介した回線等からのアナログ信
号をディジタル信号に変換するA/D変換部と、フィル
タ係数をレジスタ等のメモリに記憶し任意にフィルタ係
数を変更可能なディジタルフィルタで構成された帯域制
限フィルタ(BPF)とを有するFSK復調部におい
て、二値信号に対応する2つの周波数の受信レベル比を
算出する手段と、複数のBPF係数テーブルを備え、受
信レベル比算出手段からの受信レベル比(補正量)をも
とに、複数のBPF係数テーブルから受信レベル比を補
正するための適切な係数を選択するBPF係数選択部と
を有し、この係数選択部により選択されたBPF係数を
前段の帯域制限フィルタの係数に置き換える。
の周波数(二値信号)に対する中心周波数を生成し、入
力信号に中心周波数の同相成分と直交成分を乗算し複素
ベクトルを生成する手段と、生成された複素ベクトルか
ら帯域制限フィルタにより中心周波数との差分周波数に
関する複素ベクトルを抽出する手段と、ビット判定タイ
ミングで差分周波数の複素ベクトル長(振幅値)を算出
する手段と、上記ビット判定タイミング毎に毎回受信レ
ベル比を算出する手段と、算出された受信レベル比(補
正量)をレジスタ等の記憶装置に記憶する手段と、A/
D変換器からデータが出力されるタイミングごとに毎回
算出された受信レベル比の絶対値と前記記憶装置に記憶
された受信レベル比の絶対値とを比較する手段と、比較
結果からより大なる受信レベル比で記憶装置の記憶内容
を更新する手段と、1回目の補正の場合には記憶装置の
更新された補正量を、また2回目以降の補正の場合に
は、1回目の補正量と今回の補正量の加算値が1回目の
補正量より大きいことを条件として、1回目の補正量と
今回の補正量とを加算した値をBPF係数選択部に送出
する。
より詳細に説明する。図12は、本発明が適用される変
復調装置(モデム)の概略ブロック図である。変復調装
置1は、CPU側に接続されたコントローラ2と、変調
部4と復調部5からなる変復調部3から構成される。コ
ントローラ2は、モデムとしてシーケンスを制御するた
めの手段であり、変復調部3の変調部4はコントローラ
から入力されたビット列を周波数偏移変調した後、D/
A変換を行い、アナログ信号(FSK変調)を伝送路に
送出する手段であり、復調部5は、伝送路から入力され
たアナログ信号(FSK変調)をA/D変換して帯域制
限フィルタを通過させた後、周波数偏移復調を行い、ビ
ット出力をコントローラ部に出力する。
置の復調部一例を示す機能ブロツク図である。なお、図
13,図14では、図12のコントローラ2の部分を図
示してないが、変復調装置としては規格化されている変
調部が必要なことはいうまでもない。さらに、モデムと
してシーケンスを制御するためのコントローラ2も必要
であるが、これらはいずれも公知であるので、図示およ
び説明は省略する。
は、DAA(Direct Access Arrangement)回路部11
を介してA/D変換器12に入力され、ディジタルデー
タに変換される。A/D変換器12から出力されたFS
K信号波形のディジタルデータは、ディジタルフィルタ
で構成された帯域分離フィルタ(BPF)13を通過
し、不要な帯域外成分が除去される。そして、その出力
信号がFSK復調部14に入力される。このBPF13
は、FIR(有限インパルス応答)フイルタで構成され
たディジタルフィルタであり、レジスタ等のメモリに記
憶されたフィルタ係数を変更することで、任意の周波数
特性を実現できるものである。
調部の詳細構成の一実施例が示されている。入力された
FSK信号は、まず複素処理部21に入力される。複素
処理部21では入力信号に中心周波数の同相成分と直交
成分を乗算することで入力信号の複素処理を行い、複素
ベクトルを生成する。中心周波数をf、入力周波数を f+
a、入力信号をcos(2π(f+a)t)とすると、次式(1)の
ように複素ベクトル(xは整数部、yは虚数部)が得ら
れる。 x=Gcos(2π(f+a)t)×cos(−2πft) =G/2×〔cos(2πat)+cos((2π2f+a)t)〕 y=Gcos(2π(f+a)t)×sin(−2πft) =G/2×〔sin(2πat)−sin((2π2f+a)t)〕 ・・・・・・・・・・・・・・(1)
ィルタ(LPF)22で帯域制限することで、上式の第
2項を消去し、次式(2)のような差分周波数のみの複
素ベクトルAを抽出することができる。  ̄A=(x,y)=G/2×cos(2πat),G/2×sin(2πat) ・・・・・・・・・・・・・(2) A/D変換器12でサンプリングされたデータが入力さ
れる度に、この複素ベクトルAが抽出され、”角度成分
の算出処理部23”に入力される。
サンプル前の差分周波数複素ベクトルAとの角度成分が
算出される。ここで、2つの複素ベクトルのなす角度は
sinθで近似でき、以下のような算出式(3)で求めら
れる。式(3)において、分母は絶対値、分子は外積を
それぞれ示している。
ングを生成し、符号抽出タイミングと角度成分の符号ビ
ットからビット判定部25で1,0のビットを決定し、
ビットストリームとして出力する。以上のような方法
で、FSK信号の復調処理が行われるが、上式(3)に
示したように内部演算処理にルート演算と除算が必要と
なり、簡素なハードウェア構成では実現できない。
の振幅値(受信レベル)を示しており、回線の周波数特
性が図7に示すような理想的な(平坦な)特性の場合に
は、上式(3)の分母項はほぼ一定と見なせるので無視
することができ、ハードウェア構成を簡略化できるが、
図8に示すような周波数特性を有している回線の場合に
は分母項は決して無視することができず、振幅値(ベク
トルの長さ)の正規化は重要な要素となる。以上の公知
の技術に対して、本発明の構成は、上記のルート演算と
除算処理を行わないようにするもので、処理量の軽減が
期待できるものである。以下に本発明に関する動作につ
いて説明を行う。
示す復調部の機能ブロック図である。図1において、D
AA回路部31、A/D変換器32、帯域分離フィルタ
(BPF)33については、図13に示した構成と同じ
である。本発明においては、周波数偏移復調部34の内
部に新たにレベル補正量算出部35を設けるとともに、
レベル補正量算出部35からのf1,f2周波数間のレ
ベル補正量出力をもとに動作する帯域制限フィルタ係数
選択部36および帯域制限フィルタ係数テーブル37を
設け、帯域制限フィルタ係数選択部36によりテーブル
37から入力したレベル補正量に最も近い帯域分離フィ
ルタ33のフィルタ係数を選択して、その係数をロード
して、帯域分離フィルタ33の係数を選択した係数に置
き換える。
けるレベル補正量算出部の詳細ブロック図である。図2
における上方のブロックはいずれもプログラムを示す機
能部であり、下方の演算器50、レジスタ51、メモリ
52はそれぞれハードウェアを示している。各ブロック
のプログラムをハードウェアを用いて実行することによ
り、レベル補正量算出機能が実現される。最初の補正量
でBPF33の係数が変更されると、最初の補正が前段
(BPF)にかかってしまうため、2回目以降の補正は
前回の補正量が含まれていることを考える必要がある。
前回の補正量(f1とf2の受信レベル比)をαとする
と、2回目以降の補正量はf1との受信レベル比をα′
とすると、補正量はα+α′となる。前回の補正値で十
分周波数特性が補正されている場合には、|α+α′|
≦|α|となるはずである。従って、2回目以降は、
|α+α′|>|α|となったときにα+α′を新しい
補正値として更新する処理を行う必要がある。レベル補
正量算出部35は、BPF33からの2つの周波数(二
値信号)を入力して、2つの周波数に対する中心周波数
を生成し、入力信号に中心周波数の同相成分と直交成分
を乗算して複素ベクトルを生成する処理部41と、その
複素ベクトルを入力して、帯域制限フィルタにより中心
周波数との差分周波数に関する複素ベクトルを抽出する
処理部42と、ビット判定タイミングで差分周波数の複
素ベクトル長(振幅値)を算出する処理部43と、2つ
のビット(周波数)の振幅値から振幅(受信)レベル比
を算出する処理部44と、算出された受信レベル比(補
正量)をレジスタ等の記憶装置に記憶する処理部45
と、上記ビット判定タイミング毎に毎回算出された受信
レベル比の絶対値と記憶装置に記憶された受信レベル比
の絶対値とを比較する処理部46と、比較結果から大き
い方の受信レベル比で記憶装置の記憶内容を更新する処
理部47と、補正量によってBPF係数が変更された後
に補正する場合には、|α+α′|>|α|であるか否
かを判定する手段48と、記憶装置の受信レベル比が更
新されるタイミングで、補正量(α+α′)の値をBP
F係数選択部36に送出する処理部49とを備えてい
る。
補正量算出部の処理フローチャートである。ここで、図
1および図2に記述されている特性周波数f1,f2間
の受信レベル比(補正量)の算出方法について、図5の
フローにより説明する。一般的にFSKモデムでは、最
初のf1信号(マーク)を検出した後にデータハンドリ
ングを開始する(ステップ101)。このとき、f1信
号受信時のビット判定タイミングにおける振幅値(複素
ベクトルA長)を算出しておき、レジスタ等のメモリに
記憶しておく(ステップ103)。次に、データハンド
リングが開始され(ステップ104)、f2信号(スペ
ース)を受信すると(ステップ105)、その振幅値
(複素ベクトルA長)を上記と同じようにビット判定タ
イミングで算出し(ステップ106)、次に、先に記憶
されているf1信号の振幅値との比を算出し、その比を
補正量としてレジスタ等のメモリに記憶する(ステップ
107)。以後、f2信号”0”がビット判定されるタ
イミングで、同様にf1信号の振幅値との比が算出され
る(ステップ105〜107)。そして、先に記憶され
ている補正量との比較を行うが、2回目以降の補正であ
るかを判断し(ステップ109)、2回目以降であれ
ば、2回目以降の補正量をα′、前回の補正量をαとす
ると、|α+α′|>|α|であるか否かを判定する
(ステップ110)。そして、2回目以降の場合に上記
条件が満たされる場合は、(α+α′)を新しい補正量
としてレジスタ等のメモリに記憶されている補正量を更
新し、その補正量をBPF係数選択部36に送出する
(ステップ111)。
振幅比(周波数間のレベル補正量)を算出する簡単な方
法の具体例をあげておく。最初に記憶したf1信号の振
幅値を元に、たとえば±10dBの範囲で1dB刻みの値(Th
resh)を算出し、レジスタ等のメモリに記憶しておく
(ステップ103)。次に、f2信号を受信し”0”が
ビット判定されるタイミングでf2信号の振幅値を算出
し、その振幅値と各Threshと比較し、f1信号に対する
受信レベル比を±1.0dBの誤差範囲で特定し、補正量
としてメモリ等の記憶装置に記憶する(ステップ10
7)。以後同様に”0”がビット判定されるタイミング
で算出されるf2信号の振幅値と各Threshと比較し、f
1信号に対する受信レベル比(補正量)を特定する。な
お、前述のように、1回目の補正ではαを補正量として
係数選択部に送出するが、2回目以降の場合には、|α
+α′|>|α|であるか否かを判定して、式が成立し
た場合に(α+α′)の補正量を係数選択部に送出す
る。以上のような処理を行うことで、実際に比を求める
より処理を軽減することができる。
部について説明を行う。図3は、BPF係数テーブルの
データ構成図、図4は、FIR(有限インパルス応答)
フィルタで構成されたディジタルフィルタのブロック
図、図6は、BPF係数選択部の動作フローチャート、
図7は、理想的な周波数特性曲線図、図8は、実回線で
の周波数特性曲線図、図9は、BPFの周波数特性曲線
図(1)、図10は、BPFの周波数特性曲線図
(2)、図11は、BPFの周波数特性曲線図(3)で
ある。帯域制限フィルタ係数選択部36は、周波数偏移
復調部34のレベル補正量算出部35から2つの特性周
波数f1、f2間の受信レベル比(レベル補正量)が出
力されると、そのデータを元にBPF係数選択テーブル
部37からより適切なBPF係数を選択して、帯域制限
フィルタ部33の係数を置き換える構成になっている。
Fの特性として図9の実線で示すような周波数特性を持
たせて帯域外の不要な信号を除去するが、図8に示すよ
うに回線の周波数特性により、f2周波数の受信レベル
がf1周波数の受信レベルより減衰する。このf1とf
2の受信レベル比は回線によってある程度想定可能なた
め、図10、図11のように周波数特性に応じたBPF
の係数(1)(2)を用意し、f1・f2信号の補正量
と対応させておく。図10では、高周波の減衰量が大き
いため(点線の特性曲線参照)、f1の信号レベルより
f2の信号レベルを持ち上げている(実線の特性曲線参
照)。図11では、さらに高周波の減衰量が大きいた
め、f1の信号レベルよりf2の信号レベルを図10の
場合よりもさらに持ち上げている(実線の特性曲線参
照)。すなわち、復調部の帯域制限フィルタ(BPF)
33であるディジタルフィルタの機能ブロックは、図4
に示すように、複数個のタップTを接続して、それぞれ
フィルタ係数h0〜hMの係数を組として設定している。
一方、BPF係数テーブル37には、図3に示すような
C1〜Cnの係数種別毎にh0〜hMの各フィルタ係数を
用意しており、それぞれ図10、図11の周波数特性に
対応させている。
は、いくつかのBPF係数を用意して、テーブル参照デ
ータとしてメモリに格納しておく。BPF係数選択部3
6には、入力として前述のf1・f2間のレベル補正値
が入力されるので、この入力値をもとに係数テーブル3
7から最も近いものを選択し、BPF33に1組の係数
群をロードして前段のBPF係数データをテーブルから
選択されたBPF係数データ群で置き換える。このとき
BPF33は、図4に示すようなFIRフィルタで構成
されているので、任意のタイミングでフィルタ係数を変
更しても安定しているので問題はない。
波数特性を補正することによって、上述の角度成分算出
時のベクトルの正規化が行われることになり、内部処理
で行われる正規化のための演算処理を省略することが可
能であるため、簡素な構成で性能向上を実現できる。と
ころで、本発明の実施例(図1,図2)の各部はブロツ
クで示してあり、それらは全てハード的に構成されてい
るようにみえるが、この実施例では、A/D変換器以降
の処理ブロックを全てDSP(Digital Signal Process
or)のソフトウエアで処理されるようなつている。しか
し、これら全てをハードウェアで構成しても良いし、一
部をハード的な回路で構成しても良い。
に、レベル補正量算出部35からf1,f2間のレベル
補正値が送られてきたか否かを常時検出し(ステップ1
11)、送られてきたならば、BPF係数テーブル37
を参照して、送られてきたレベル補正値を元に最も近い
係数組を選択する(ステップ112)。次に、選択した
BPF係数組(Cn)を帯域制限フィルタ(BPF)3
3にロードすることにより、BPF係数組と置き換える
(ステップ113)。
およびBPF係数選択部の処理フローチャートをそれぞ
れプログラムに変換して、CD−ROM等の記録媒体に
格納しておけば、パソコン等のコンピュータに記録媒体
を装着し、プログラムをローディングして実施させるこ
とで、本発明を容易に実現することができる。 なお、
任意のコンピュータからネットワークを介して他のコン
ピュータに本発明のプログラムをダウンロードすること
によっても容易に実現可能である。
周波数特性を持つ回線を介して入力されたFSK信号を
復調する場合に、2つの周波数f1・f2間の受信レベ
ルを正規化するための大規模なハードウェアや処理量の
多いソフトウェアを不要にして、2つの周波数の受信レ
ベルの比をもとに復調部前段の帯域制限フィルタ(BP
F)を選択的に変更し、それにより回線の周波数特性を
補正するので、少ない処理量で正規化処理と同様の効果
を得ることができる。また、処理の前段で利得を補正す
るため、後段の演算精度に有利に働くという効果が得ら
れる。
の復調部のブロック図である。
ク図である。
テーブルのデータ構成図である。
成するFIRフィルタの機能ブロック図である。
動作フローチャートである。
作フローチャートである。
ある。
(1)である。
る。
る。
ク図である。
部のブロック図である。
図である。
制限フィルタ(BPF)、34…周波数偏移復調部、35
…レベル補正量算出部、36…BPF係数選択部、37
…BPF係数テーブル、41…複素ベクトル生成処理
部、42…差分周波数ベクトル抽出処理部、43…差分
周波数複素ベクトル長算出処理部、44…振幅レベル比
算出処理部、45…受信レベル比の記憶処理部、46…
タイミング毎受信レベル比の比較処理部、48…補正条
件確認部、47…記憶内容の更新処理部、49…更新さ
れた受信レベル比送出処理部、51…レジスタ、52…
演算器、52…メモリ、1…変復調装置、2…コントロ
ーラ、3…変調復調部、4…変調部、5…復調部。
Claims (20)
- 【請求項1】 任意にフィルタ係数を変更可能なディジ
タルフィルタを備えた周波数偏移変復調装置の復調部に
おいて、 周波数偏移変調で用いる2つの周波数のf1信号とf2
信号の受信レベル比を算出する手段と、 該算出手段で算出された受信レベル比をもとに、上記デ
ィジタルフィルタのフィルタ係数を変更する手段とを有
することを特徴とする変復調装置。 - 【請求項2】 周波数が異なる2つの周波数を二値信号
のそれぞれの値に対応させて通信を行う周波数偏移変調
通信における変復調装置のうち、回線等へのI/F部、
該I/F部を介した回線等からのアナログ信号をディジ
タル信号に変換するA/D変換部と、フィルタ係数をメ
モリに記憶して、該フィルタ係数を任意に変更可能なデ
ィジタルフィルタで構成された帯域制限フィルタとを有
する周波数偏移変復調装置の復調部において、 上記二値信号に対応する2つの周波数の受信レベル比を
算出する手段と、 複数の帯域制限フィルタ係数テーブルを備え、上記受信
レベル比をもとに上記係数テーブルから受信レベル比を
補正するための係数を選択する帯域制限フィルタ係数選
択手段とを有し、 該帯域制限フィルタ係数選択部により選択された帯域制
限フィルタの係数に置き換えることを特徴とする変復調
装置。 - 【請求項3】 請求項1または2に記載の変復調装置に
おいて、 前記2つの周波数の受信レベル比を算出する手段は、周
波数偏移復調部内に設けられることを特徴とする変復調
装置。 - 【請求項4】 請求項1または2に記載の変復調装置に
おいて、 前記2つの周波数の受信レベル比算出手段は、前記2つ
の周波数に対する中心周波数を生成し、入力信号に該中
心周波数の同相成分と直交成分を乗算して複素ベクトル
を生成する手段と、 生成された複素ベクトルから帯域制限フィルタにより上
記中心周波数との差分周波数に関する複素ベクトルを抽
出する手段と、 ビット判定タイミングで差分周波数の複素ベクトル長を
算出する手段と、 2つの周波数の振幅値から受信レベル比を算出する手段
と、 算出された受信レベル比から補正量を算出し、該補正量
を記憶装置に記憶する手段と、 上記ビット判定タイミング毎に毎回算出された補正量と
前回記憶されている補正量とを比較する手段と、 比較結果から記憶されている補正量より大なる補正量の
時に、該補正量で上記記憶装置の記憶内容を更新する手
段とを有し、 上記記憶装置の補正量が更新されるタイミングで該補正
量を帯域制限フィルタ係数選択部に送出することを特徴
とする変復調装置。 - 【請求項5】 請求項1または2に記載の変復調装置に
おいて、 前記帯域制限フィルタのフィルタ係数を適切な係数に変
更するフィルタ係数選択手段は、レベル補正量算出手段
から2つの周波数間のレベル補正値が入力したならば、
入力値をもとに帯域制限フィルタ係数テーブルから上記
レベル補正値に最も近いものを選択し、帯域制限フィル
タの係数値を選択した値に置き換えることを特徴とする
変復調装置。 - 【請求項6】 請求項2に記載の変復調装置において、 前記帯域制限フィルタ係数テーブルは、帯域制限フィル
タを構成するFIRフィルタのいくつかの帯域制限フィ
ルタ係数を組にした複数組の係数を格納しており、帯域
制限フィルタ係数選択手段は、レベル補正量に最も近い
フィルタ係数の組を現在のフィルタ係数組に置き換える
ように帯域制限フィルタにロードすることを特徴とする
変復調装置。 - 【請求項7】 請求項4に記載の変復調装置において、 前記複素ベクトル生成手段、差分周波数ベクトル抽出手
段および差分周波数複素ベクトル長算出手段は、最初の
f1信号の検出時で複数ベクトルA長を算出して、算出
値を記憶しておき、次のf2信号の検出時で複素ベクト
ルA長を算出して、先に記憶されているf1信号の振幅
値との比を算出して、該比を補正量として記憶し、f2
信号がビット判定されるタイミング毎に、前と同様にf
1信号の振幅値との比を算出し、先に記憶されている補
正量と、今回の補正量を加えた値の絶対値が、前回の記
憶されている補正量の絶対値より大きいことを条件とし
て、先に記憶されている補正量と今回の補正量の加算値
で記憶されている補正量を更新し、更新された補正量を
帯域制限フィルタ係数選択部に送出することを特徴とす
る変復調装置。 - 【請求項8】 請求項4に記載の変復調装置において、 前記2つの周波数の受信レベル比算出手段を構成する各
手段は、いずれもプログラムモジュールであることを特
徴とする変復調装置。 - 【請求項9】 ディジタルフィルタにより任意にフィル
タ係数を変更可能な周波数偏移変復調装置の復調方法に
おいて、 周波数偏移変調で用いる2つの周波数の受信レベル比を
算出し、 該算出手段で算出された受信レベル比をもとに、上記デ
ィジタルフィルタのフィルタ係数を変更することを特徴
とする復調方法。 - 【請求項10】 周波数が異なる2つの周波数を二値信
号のそれぞれの値に対応させて通信を行う周波数偏移変
調通信における復調方法において、 回線からI/F部を介した入力したアナログ信号をディ
ジタル信号に変換し、メモリに記憶された係数値を任意
に選択して帯域制限フィルタに設定した後、周波数偏移
変復調装置で復調する復調方法であって、 上記二値信号に対応する2つの周波数の受信レベル比を
算出し、 上記受信レベル比をもとに、帯域制限フィルタ係数テー
ブルから該受信レベル比を補正するための係数値を選択
し、 選択された係数値を帯域制限フィルタにロードして、現
在の係数値を選択された係数値に置き換えることを特徴
とする復調方法。 - 【請求項11】 請求項9または10に記載の復調方法
において、 前記2つの周波数の受信レベル比を算出する処理は、周
波数偏移復調部内で処理されることを特徴とする復調方
法。 - 【請求項12】 請求項9または10に記載の復調方法
において、 前記2つの周波数の受信レベル比の算出処理は、前記2
つの周波数に対する中心周波数を生成し、入力信号に該
中心周波数の同相成分と直交成分を乗算して複素ベクト
ルを生成するステップと、 生成された複素ベクトルから帯域制限フィルタにより上
記中心周波数との差分周波数に関する複素ベクトルを抽
出するステップと、 ビット判定タイミングで差分周波数の複素ベクトル長を
算出するステップと、 2つの周波数の振幅値から受信レベル比を算出するステ
ップと、 算出された受信レベル比から補正量を算出し、該補正量
を記憶装置に記憶するステップと、 上記ビット判定タイミング毎に毎回算出された補正量と
前回更新記憶されている補正量とを比較するステップ
と、 比較結果から記憶されている補正量より大なる補正量の
時に、該補正量で上記記憶装置の記憶内容を更新するス
テップと、 上記記憶装置の補正量が更新されるタイミングで該補正
量を帯域制限フィルタ係数選択部に送出するステップと
を有することを特徴とする復調方法。 - 【請求項13】 請求項9または10に記載の復調方法
において、 前記帯域制限フィルタのフィルタ係数を適切な係数に置
き換えて変更する処理は、レベル補正量算出手段から2
つの周波数間のレベル補正値が入力したならば、入力さ
れた上記レベル補正値をもとに帯域制限フィルタ係数テ
ーブルから上記レベル補正値に最も近い特性が得られる
係数組を選択し、該帯域制限フィルタに該係数組をロー
ドして、現在の係数値を選択した係数値に置き換えるこ
とを特徴とする復調方法。 - 【請求項14】 請求項12に記載の復調方法におい
て、 前記複素ベクトル生成ステップ、差分周波数ベクトル抽
出ステップおよび差分周波数複素ベクトル長算出ステッ
プは、最初のf1信号の検出時で複数ベクトルA長を算
出するステップと、算出値を記憶するステップと、次の
f2信号の検出時で複素ベクトルA長を算出するステッ
プと、算出されたf2の複素ベクトルA長と先に記憶さ
れているf1信号の振幅値との比を算出するステップ
と、該比を補正量として記憶するステップとを有するこ
とを特徴とする復調方法。 - 【請求項15】 請求項14に記載の復調方法におい
て、 前記各ステップの処理以降は、f2信号がビット判定さ
れるタイミング毎に、前と同様にf1信号の振幅値との
比を算出し、先に記憶されている補正量と、今回の補正
量を加えた値の絶対値が、前回の記憶されている補正量
の絶対値より大きいことを条件として、先に記憶されて
いる補正量と今回の補正量の加算値で記憶されている補
正量を更新し、更新された補正量を帯域制限フィルタ係
数選択部に送出するすることを特徴とする復調方法。 - 【請求項16】 請求項10、請求項12、請求項14
または請求項15のいずれかに記載の復調方法におい
て、 前記f1信号とf2信号の受信レベル比を算出する処理
は、最初に記憶したf1信号の振幅値を元に、予め定め
たの範囲を予め定めた幅で刻んだ値を算出し、該算出値
を記憶しておき、次にf2信号を受信し、f2信号の振
幅値を算出し、該振幅値と記憶された値とを比較し、f
1信号に対する受信レベル比を予め定めた刻み幅を誤差
範囲として特定し、受信レベル比とすることを特徴とす
る復調方法。 - 【請求項17】 請求項9〜請求項16のいずれか1つ
に記載の復調方法において、 前記算出されたレベル補正量を元に、帯域制限フィルタ
の係数を変更する処理は、ITU勧告V,23規格のよ
うな2つの周波数が離れている場合に実施し、ITU勧
告V.21規格のように、2つの周波数が比較的近い周
波数を使用している場合は、実施を省略することを特徴
とする復調方法。 - 【請求項18】 請求項9〜請求項16のいずれか1つ
に記載の復調方法において、 前記周波数偏移方式の復調処理は、2つのキャリア周波
数に対する中心周波数を生成し、入力周波数と該中心周
波数の偏移周波数成分を抽出することにより復調するこ
とを特徴とする復調方法。 - 【請求項19】 請求項9〜請求項18のいずれか1つ
に記載の復調方法の各ステップをそれぞれコンピュータ
に実行させるためのプログラム。 - 【請求項20】 請求項9〜請求項18のいずれか1つ
に記載の復調方法の各ステップをそれぞれプログラムに
変換し、変換されたプログラムを格納したことを特徴と
するコンピュータで読み取り可能な記録媒体。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001038902A JP3931569B2 (ja) | 2001-02-15 | 2001-02-15 | 変復調装置およびその復調方法 |
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JP2007029982A Division JP4545161B2 (ja) | 2007-02-09 | 2007-02-09 | 変復調装置およびその復調方法、ならびにそのプログラムと記録媒体 |
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100718470B1 (ko) | 2006-06-27 | 2007-05-16 | 주식회사 휴맥스 | 아이아이알 필터의 필터계수 연산 방법 및 그 장치 |
JP2008227686A (ja) * | 2007-03-09 | 2008-09-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線装置、無線通信システム、モジュール、送信方法、および受信方法 |
KR101409930B1 (ko) * | 2006-10-13 | 2014-07-03 | 삼성전자주식회사 | 알씨 시상수를 가변적으로 조절하기 위한 보상기 및 이를이용한 차단 주파수 제어하기 위한 장치 |
-
2001
- 2001-02-15 JP JP2001038902A patent/JP3931569B2/ja not_active Expired - Fee Related
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