CN111935052B - 一种qpsk信号的自适应载波和符号联合同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种QPSK信号的自适应载波和符号联合同步方法，所述方法包括确定输入信号、获得相互正交的两路QPSK基带信号、分别利用鉴相器和Gardner定时误差检测器计算基带信号的载波相位误差信号和定时相位误差信号、计算特征值并将同步过程分为三个阶段：粗同步阶段，过渡阶段和细同步阶段、对现同步阶段进行识别选择相应的环路滤波器、对信号进行矫正输出最终判决信号。本发明所述方法能够有效地同时提高同步环路的同步速度和同步精度两大技术指标，尤其是对具有大偏差的QPSK信号的同步效果提高更加明显。

Description

一种QPSK信号的自适应载波和符号联合同步方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，具体应用于数字接收机中，特别是涉及一种正交相移键控(the Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)信号的自适应载波和符号联合同步方法。

背景技术

数字接收机中的载波同步和符号同步是在上个世纪80年代提出的。2014年中国科学技术大学的华杰和其研究团队对经典的Costas载波同步环路和Gardner符号同步环路进行了有机结合，构成了联合同步环路。其提出的联合同步环路整体分为了Costas载波同步和Gardner符号同步两个部分。其信号处理的流程如下：数字中频信号首先进入Costas载波同步环路，将脉冲成型滤波器的输出直接输入插值滤波器，进入Gardner符号同步环路，在将插值滤波器的输出同时反馈给Gardner定时误差检测器和鉴相器，从而将Costas载波同步环和Gardner符号同步环路进行有机的结合，构成了一个联合同步环路，有效的提高了信号的同步速度和同步精度，如图1所示。

但是，该联合同步环路仅仅是简单的将Costas载波同步环路和Gardner符号同步环路简单的结合，载波和符号同步环路均只有一个环路滤波器，这样的设计就会导致环路滤波器的参数设置较为单一，针对于不同偏差的QPSK信号需要根据经验不断地调整参数，尤其是针对于具有大偏差的QPSK信号该方法并不能兼顾同步速度和同步精度。

发明内容

本发明目的是为了解决现有的联合同步方法环路参数设置单一，尤其是针对于具有较大偏差的QPSK信号不能兼顾同步速度和同步精度的问题，提出了一种QPSK信号的自适应载波和符号联合同步方法。

本发明是通过以下技术方案实现的，本发明提出一种QPSK信号的自适应载波和符号联合同步方法，具体包括以下步骤：

步骤1：确定自适应载波和符号联合同步环路的输入信号，所述输入信号为QPSK数字中频信号；

步骤2：所述输入信号经过混频、低通滤波和匹配滤波后得到相互正交的两路QPSK基带信号I(n)和Q(n)；

步骤3：利用鉴相器计算相互正交的两路QPSK基带信号I(n)和Q(n)的载波相位误差信号e_c(n)，利用Gardner定时误差检测器计算相互正交的两路QPSK基带信号I(n)和Q(n)的定时相位误差信号e_T(n)；

步骤4：将所述载波相位误差送入分段点选择模块进行特征值的计算，通过对特征值进行分析，设立两个门限值Threshold1和Threshold2将整个同步过程分为三个阶段：粗同步阶段，过渡阶段和细同步阶段；

步骤5：根据所述分段点选择模块的计算结果分别对鉴相器和Gardner定时误差检测器的现同步阶段进行识别，识别阶段后，所述鉴相器和Gardner定时误差检测器分别选择与识别的同步阶段对应参数的环路滤波器进行同步工作；所述鉴相器识别出的同步阶段与Gardner定时误差检测器识别出的同步阶段相同；所述粗同步阶段选择大带宽的环路滤波器；所述过渡阶段选择中等带宽的环路滤波器；所述细同步阶段选择小带宽的环路滤波器；

步骤6：所述鉴相器输出的载波相位误差e_c(n)经过所选环路滤波器和数控振荡器后得到本地载波信号，从而对QPSK数字中频信号进行载波偏差的矫正；Gardner定时误差检测器输出的定时相位误差e_T(n)经过所选环路滤波器和插值控制器后得到最佳采样时刻从而对相互正交的两路QPSK基带信号I(n)和Q(n)进行符号偏差的矫正，并输出最终判决信号。

进一步地，所述步骤1具体为：确定QPSK信号的自适应载波和符号联合同步系统的输入信号，通过下式表示QPSK信号自适应载波和符号联合同步环路的输入信号S_QPSK(n)：

S_QPSK(n)＝m₁(n)cos(ω_cn+θ)+m₂(n)sin(ω_cn+θ)

其中，S_QPSK(n)为输入的QPSK数字中频信号；m₁(n)为支路I的调制数据；m₂(n)为支路Q的调制数据；ω_c为输入信号的载波频率；θ为输入信号载波的相位。

进一步地，所述步骤2中所述的相互正交的两路QPSK基带信号由下式表示：

其中，I(n)表示正交支路的QPSK信号；Q(n)表示同相支路的QPSK信号；Δω表示信号具有的载波频率偏差；Δθ表示信号具有的载波相位偏差。

进一步地，在步骤3中，由于Costas环结构的载波同步环路属于二阶系统，而二阶系统的响应曲线为衰减震荡曲线，最终在一定范围内进行等幅振荡，因此载波相位误差信号e_c(n)由下式定义：

其中，e_c(n)为鉴相器输出的载波相位误差信号；N为系统进入稳定状态前输入系统的符号数；A为相位误差的初始振幅；A′为稳定状态后相位误差的振幅；α为相位误差的衰减率；ω为误差信号的振荡频率；T为采样周期。

进一步地，所述步骤4具体为：

步骤4.1：将载波相位误差信号求取累加平均值，通过下式表示计算得到的载波相位误差信号的累加平均值E(n)：

步骤4.2：为方便后续门限值的选择和设定，避免信号幅值的不同导致门限值需要不断调整，对累加平均值的取值范围进行限定，令累加平均值的取值范围在[0,1]之间变化，限定范围后的累加平均值记作E′(n)，其按照下式计算：

其中，max(E(n))表示在前n个计算点内选择最大的累加平均值；

步骤4.3：设立不同的门限值Threshold1，Threshold2将同步过程分为三个阶段，找到不同载波相位误差信号的衰减程度atten之间的关系，选择不同衰减程度对应的特征值，即限定范围后的累加平均值E′(n)设置为相应的门限值。

进一步地，所述步骤5中三个阶段中环路滤波器的参数计算方式如下：

二阶系统环路滤波器具有两个参数：比例支路的比例参数k₁；积分支路的积分参数k₂，其由下式计算得到：

其中，K是最小回路的总增益；ω_n是二阶系统的无阻尼振荡角频率；ζ是阻尼系数；T_s是Gardner定时误差检测器的工作周期；

利用等效环路噪声带宽B_n对环路性能进行评估，将上式中的无阻尼振荡角频率利用等效环路噪声带宽进行替换得到新的参数计算公式：

其中，B_nT_s为等效环路噪声带宽与定时误差检测器的工作周期的乘积，记作环路带宽参数；

三个同步阶段对应三个不同的环路带宽参数，载波同步环路粗同步阶段至细同步阶段的环路带宽参数分别记作B_nT_s_C₁，B_nT_s_C₂，B_nT_s_C₃；符号同步环路粗同步阶段至细同步阶段的环路带宽参数分别记作B_nT_s_T₁，B_nT_s_T₂，B_nT_s_T₃；三个参数依靠两个门限值Threshold1，Threshold2来设置；记Threshold1对应的衰减程度为atten1，Threshold2对应的衰减程度为atten2；根据二阶环路快捕带的概念，需要三个环路带宽参数之间满足如下关系：

本发明具有以下有益效果：

1、本发明利用对不同大小的环路带宽参数的环路滤波器的选择，将同步过程分为了粗同步阶段，过渡阶段，细同步阶段。粗同步阶段提高同步速度，细同步阶段提高同步精度，过渡阶段避免了粗细同步阶段参数相差过大而导致环路失锁的现象。有效地同时提高了同步环路的同步速度和同步精度两大技术指标，尤其是对具有大偏差的QPSK信号的同步效果提高更加明显。

2、本发明针对具有不同偏差的QPSK信号，无需根据经验值来频繁更改参数，减少了参数设计的难度。

附图说明

图1为现有QPSK信号载波和符号联合同步结构图；

图2为本发明QPSK信号载波和符号联合同步结构图；

图3为本发明分段点选择模块算法流程图；

图4为环路滤波器结构图；

图5为本发明对大偏差QPSK信号同步结果图；其中(a)为载波同步环路同步结果图；(b)为符合同步环路同步结果图；

图6为本发明I路输出待判决信号时域波形图(包括局部放大图)。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

结合图2-4，本发明提出一种QPSK信号的自适应载波和符号联合同步方法，具体包括以下步骤：

步骤1：确定自适应载波和符号联合同步环路的输入信号，所述输入信号为QPSK数字中频信号；

步骤2：所述输入信号经过混频、低通滤波和匹配滤波后得到相互正交的两路QPSK基带信号I(n)和Q(n)；

步骤3：利用鉴相器计算相互正交的两路QPSK基带信号I(n)和Q(n)的载波相位误差信号e_c(n)，利用Gardner定时误差检测器计算相互正交的两路QPSK基带信号I(n)和Q(n)的定时相位误差信号e_T(n)；

步骤4：将所述载波相位误差送入分段点选择模块进行特征值的计算，通过对特征值进行分析，设立两个门限值Threshold1和Threshold2将整个同步过程分为三个阶段：粗同步阶段，过渡阶段和细同步阶段；

步骤5：根据所述分段点选择模块的计算结果分别对鉴相器和Gardner定时误差检测器的现同步阶段进行识别，识别阶段后，所述鉴相器和Gardner定时误差检测器分别选择与识别的同步阶段对应参数的环路滤波器进行同步工作；所述鉴相器识别出的同步阶段与Gardner定时误差检测器识别出的同步阶段相同；所述粗同步阶段选择大带宽的环路滤波器；所述过渡阶段选择中等带宽的环路滤波器；所述细同步阶段选择小带宽的环路滤波器；

步骤6：所述鉴相器输出的载波相位误差e_c(n)经过所选环路滤波器和数控振荡器后得到本地载波信号，从而对QPSK数字中频信号进行载波偏差的矫正；Gardner定时误差检测器输出的定时相位误差e_T(n)经过所选环路滤波器和插值控制器后得到最佳采样时刻从而对相互正交的两路QPSK基带信号I(n)和Q(n)进行符号偏差的矫正，并输出最终判决信号。

所述步骤1具体为：确定QPSK信号的自适应载波和符号联合同步系统的输入信号，通过下式表示QPSK信号自适应载波和符号联合同步环路的输入信号S_QPSK(n)：

S_QPSK(n)＝m₁(n)cos(ω_cn+θ)+m₂(n)sin(ω_cn+θ)

其中，S_QPSK(n)为输入的QPSK数字中频信号；m₁(n)为支路I的调制数据；m₂(n)为支路Q的调制数据；ω_c为输入信号的载波频率；θ为输入信号载波的相位。

所述步骤2中所述的相互正交的两路QPSK基带信号由下式表示：

其中，I(n)表示正交支路的QPSK信号；Q(n)表示同相支路的QPSK信号；Δω表示信号具有的载波频率偏差；Δθ表示信号具有的载波相位偏差。

在步骤3中，由于Costas环结构的载波同步环路属于二阶系统，而二阶系统的响应曲线为衰减震荡曲线，最终在一定范围内进行等幅振荡，因此载波相位误差信号e_c(n)由下式定义：

其中，e_c(n)为鉴相器输出的载波相位误差信号；N为系统进入稳定状态前输入系统的符号数；A为相位误差的初始振幅；A′为稳定状态后相位误差的振幅；α为相位误差的衰减率；ω为误差信号的振荡频率；T为采样周期。

所述步骤4具体为：

步骤4.1：将载波相位误差信号求取累加平均值，通过下式表示计算得到的载波相位误差信号的累加平均值E(n)：

步骤4.2：为方便后续门限值的选择和设定，避免信号幅值的不同导致门限值需要不断调整，对累加平均值的取值范围进行限定，令累加平均值的取值范围在[0,1]之间变化，限定范围后的累加平均值记作E′(n)，其按照下式计算：

其中，max(E(n))表示在前n个计算点内选择最大的累加平均值；

步骤4.3：设立不同的门限值Threshold1，Threshold2将同步过程分为三个阶段，找到不同载波相位误差信号的衰减程度atten之间的关系，选择不同衰减程度对应的特征值，即限定范围后的累加平均值E′(n)设置为相应的门限值，部分衰减程度atten和特征值E′(n)如表1所示：

表1不同衰减程度对应特征值E′(n)对应表

所述步骤5中三个阶段中环路滤波器的参数计算方式如下：

二阶系统环路滤波器具有两个参数：比例支路的比例参数k₁；积分支路的积分参数k₂，其由下式计算得到：

其中，K是最小回路的总增益；ω_n是二阶系统的无阻尼振荡角频率；ζ是阻尼系数；T_s是Gardner定时误差检测器的工作周期；

利用等效环路噪声带宽B_n对环路性能进行评估，将上式中的无阻尼振荡角频率利用等效环路噪声带宽进行替换得到新的参数计算公式：

其中，B_nT_s为等效环路噪声带宽与定时误差检测器的工作周期的乘积，记作环路带宽参数；

三个同步阶段对应三个不同的环路带宽参数，载波同步环路粗同步阶段至细同步阶段的环路带宽参数分别记作B_nT_s_C₁，B_nT_s_C₂，B_nT_s_C₃；符号同步环路粗同步阶段至细同步阶段的环路带宽参数分别记作B_nT_s_T₁，B_nT_s_T₂，B_nT_s_T₃；三个参数依靠两个门限值Threshold1，Threshold2来设置；记Threshold1对应的衰减程度为atten1，Threshold2对应的衰减程度为atten2；根据二阶环路快捕带的概念，需要三个环路带宽参数之间满足如下关系：

以下结合仿真实验，对本发明的技术效果进行详细说明：

1、仿真条件和内容：

本实施例中，通用计算机上编写Matlab程序来实现。为了考核本发明中系统可对QPSK调制信号进行正确解调，对具有载波频偏为50KHz，定时频偏为8KHz，码速率Rb为2MHz的调制信号进行同步过程。

2、仿真结果分析：

参考图5，是本发明方法对具有载波频偏为50MHz，定时频偏为8MHz，码速率Rb为2MHz的QPSK信号的同步结果图，从图中可以看出，本发明所述方法仅需要130左右个符号点就可以对信号完成同步工作，具有较高的同步速度，同时由图5(a)和图5(b)还可以看出，本发明所述方法在保证了较高的同步速度的时候，仍然保持着较高的同步稳定性，能够正确的完成对QPSK信号的同步工作。参考图6，是最终同步完成后I路输出判决信号的时域波形图，可见本发明所述方法恢复出来的基带信号并未产生畸变，验证了本发明方法是可行的。

以上对本发明所提出的一种QPSK信号的自适应载波和符号联合同步方法，进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (6)

1.一种QPSK信号的自适应载波和符号联合同步方法，其特征在于：具体包括以下步骤：

步骤1：确定自适应载波和符号联合同步环路的输入信号，所述输入信号为QPSK数字中频信号；

步骤2：所述输入信号经过混频、低通滤波和匹配滤波后得到相互正交的两路QPSK基带信号I(n)和Q(n)；

步骤3：利用鉴相器计算相互正交的两路QPSK基带信号I(n)和Q(n)的载波相位误差信号e_c(n)，利用Gardner定时误差检测器计算相互正交的两路QPSK基带信号I(n)和Q(n)的定时相位误差信号e_T(n)；

步骤4：将所述载波相位误差送入分段点选择模块进行特征值的计算，通过对特征值进行分析，设立两个门限值Threshold1和Threshold2将整个同步过程分为三个阶段：粗同步阶段，过渡阶段和细同步阶段；

步骤5：根据所述分段点选择模块的计算结果分别对鉴相器和Gardner定时误差检测器的现同步阶段进行识别，识别阶段后，所述鉴相器和Gardner定时误差检测器分别选择与识别的同步阶段对应参数的环路滤波器进行同步工作；所述鉴相器识别出的同步阶段与Gardner定时误差检测器识别出的同步阶段相同；所述粗同步阶段选择大带宽的环路滤波器；所述过渡阶段选择中等带宽的环路滤波器；所述细同步阶段选择小带宽的环路滤波器；

步骤6：所述鉴相器输出的载波相位误差e_c(n)经过所选环路滤波器和数控振荡器后得到本地载波信号，从而对QPSK数字中频信号进行载波偏差的矫正；Gardner定时误差检测器输出的定时相位误差e_T(n)经过所选环路滤波器和插值控制器后得到最佳采样时刻从而对相互正交的两路QPSK基带信号I(n)和Q(n)进行符号偏差的矫正，并输出最终判决信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述步骤1具体为：确定QPSK信号的自适应载波和符号联合同步系统的输入信号，通过下式表示QPSK信号自适应载波和符号联合同步环路的输入信号S_QPSK(n)：

S_QPSK(n)＝m₁(n)cos(ω_cn+θ)+m₂(n)sin(ω_cn+θ)

其中，S_QPSK(n)为输入的QPSK数字中频信号；m₁(n)为支路I的调制数据；m₂(n)为支路Q的调制数据；ω_c为输入信号的载波频率；θ为输入信号载波的相位。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：所述步骤2中所述的相互正交的两路QPSK基带信号由下式表示：

其中，I(n)表示正交支路的QPSK信号；Q(n)表示同相支路的QPSK信号；Δω表示信号具有的载波频率偏差；Δθ表示信号具有的载波相位偏差。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于：在步骤3中，由于Costas环结构的载波同步环路属于二阶系统，而二阶系统的响应曲线为衰减震荡曲线，最终在一定范围内进行等幅振荡，因此载波相位误差信号e_c(n)由下式定义：

其中，e_c(n)为鉴相器输出的载波相位误差信号；N为系统进入稳定状态前输入系统的符号数；A为相位误差的初始振幅；A′为稳定状态后相位误差的振幅；α为相位误差的衰减率；ω为误差信号的振荡频率；T为采样周期。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于：所述步骤4具体为：

步骤4.1：将载波相位误差信号求取累加平均值，通过下式表示计算得到的载波相位误差信号的累加平均值E(n)：

步骤4.2：为方便后续门限值的选择和设定，避免信号幅值的不同导致门限值需要不断调整，对累加平均值的取值范围进行限定，令累加平均值的取值范围在[0,1]之间变化，限定范围后的累加平均值记作E′(n)，其按照下式计算：

其中，max(E(n))表示在前n个计算点内选择最大的累加平均值；

步骤4.3：设立不同的门限值Threshold1，Threshold2将同步过程分为三个阶段，找到不同载波相位误差信号的衰减程度atten之间的关系，选择不同衰减程度对应的特征值，即限定范围后的累加平均值E′(n)设置为相应的门限值。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于：所述步骤5中三个阶段中环路滤波器的参数计算方式如下：

二阶系统环路滤波器具有两个参数：比例支路的比例参数k₁；积分支路的积分参数k₂，其由下式计算得到：

其中，K是最小回路的总增益；ω_n是二阶系统的无阻尼振荡角频率；ζ是阻尼系数；T_s是Gardner定时误差检测器的工作周期；

利用等效环路噪声带宽B_n对环路性能进行评估，将上式中的无阻尼振荡角频率利用等效环路噪声带宽进行替换得到新的参数计算公式：

其中，B_nT_s为等效环路噪声带宽与定时误差检测器的工作周期的乘积，记作环路带宽参数；

三个同步阶段对应三个不同的环路带宽参数，载波同步环路粗同步阶段至细同步阶段的环路带宽参数分别记作B_nT_s_C₁，B_nT_s_C₂，B_nT_s_C₃；符号同步环路粗同步阶段至细同步阶段的环路带宽参数分别记作B_nT_s_T₁，B_nT_s_T₂，B_nT_s_T₃；三个参数依靠两个门限值Threshold1，Threshold2来设置；记Threshold1对应的衰减程度为atten1，Threshold2对应的衰减程度为atten2；根据二阶环路快捕带的概念，需要三个环路带宽参数之间满足如下关系：

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