CN102355443A - 一种数字通信系统中的联合滤波与定时同步实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种数字通信系统中的联合滤波与定时同步实现方法，包括下述具体步骤：1、根据需要的并行路数，选择FFT的长度；2、频域滤波；3、频域定时误差补偿；4、定时误差计算以及滤波与定时同步后数据输出。本发明采用了一种联合滤波与定时同步的实现方法，将滤波器与定时同步结合，减少了滤波器的同步输出路数，大大减少了实现时的运算量，降低了实现时的复杂度，使系统能够满足高速数字通信的要求。

Description

一种数字通信系统中的联合滤波与定时同步实现方法

技术领域

本发明涉及数字通信中的调制解调技术领域，尤其是涉及一种数字通信中的联合滤波与定时同步实现方法。

背景技术

随着新的卫星业务的增长和需要处理海量信息的新型高分辨率遥感器的发展，新型地球观测卫星、数据中继卫星、空间通信网络节点卫星及新一代通信卫星等所要达到的数据传输速率越来越高，需要实时处理及传输几百Mbps甚至几Gbps及以上的高速海量数据。为此，各国的航天研究机构纷纷开展600Mbps以上的空间高速数据传输技术的研究。例如，美国地球之眼公司研制的GeoEye-1遥感卫星，其采集的图像数据可以实时下传给地面站，数据传输速率为740Mbps。美国数字地球公司研制的下一代WorldView-1遥感卫星，其实时图像数据传输速率达800Mbps。法国正在研制的光学遥感卫星Pleiades(昴宿星)，其星载光学相机的下行图像数据传输速率将达620Mbps。通信卫星方面，日本研制的吉比特级通信卫星——“超高速因特网卫星”(WINDS)，速率可达1.2Gbps。美国空军的宽带全球卫星通信卫星(WGS)系统，它是美国国防卫星通信系统-3(DSCS-3)的后继卫星，能够提供4.875GHz的瞬时转换带宽，依靠地面终端、数据速率和调制方案，系统能够为作战用户提供从1.2Gbps到超过3.6Gbps的通信容量。

在如此之高的信息传输速率下，解调器的设计与研制将变得非常困难。若采用模拟解调方案，由于载波频率很高，模拟器件的指标很难达到要求；而采用数字解调方案，则可以充分利用数字信号处理技术，来实现滤波、同步等算法，并可以对系统进行灵活的配置。因此对于高速通信系统，采用数字解调方案更合适。

在高速通信系统中，传输符号速率高达几百兆，在进行模数(AD)采样时，采样率满足奈奎斯特采样定理，一般为符号速率的2～4倍，这已经远高于常用数字处理器的工作时钟频率，因此在接收端需要对经AD采样后的数据进行多路并行处理。

在高速数字解调器中，滤波是运算量最大的环节，因此高速解调器设计的主要任务就是以低的复杂度实现数字滤波器的并行结构设计。现有技术中数字滤波器的并行实现结构主要有两种：时域并行结构和频域并行结构。时域并行结构基于多相滤波器，将滤波器的时域系数分成若干组，构成数字块滤波器，从而完成并行滤波运算，当滤波器的系数为常数时，采用经典符号数(CanonicSigned-Digital，CSD)方法分解，将乘法运算用加法来实现，以减少算法的复杂度。但这种结构的计算复杂度非常大，与并行的路数成正比。频域并行结构则利用FFT(快速傅里叶变换)来实现线性卷积运算，因而可以减少运算量，降低硬件实现时所用的资源。但与时域并行结构相比，该结构并不能减少输出的并行路数，当传输符号速率很高时，实现复杂度还是很大。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的缺点，提供一种数字通信中的联合滤波与定时同步实现方法，以减少滤波器的输出并行路数，降低实现时的复杂度，提高传输速率。

为了达到上述目的，本发明采用以下技术方案：

一种数字通信中的联合滤波与定时同步的实现方法，包括下述具体步骤：

(1)、选择快速傅里叶变换的长度

若滤波器的长度为L，输入数据的并行路数为M，则将快速傅里叶变换的长度N取为大于或等于L+M-1且为2的整数次幂；

(2)、频域滤波

按照重叠保留法对输入数据进行分组，各个分组先经快速傅里叶变换变换到频域，再在频域与滤波器的频域系数相乘，完成频域滤波；

(3)、频域定时误差补偿

根据定时误差检测模块检测出的定时误差，对滤波后的频域数据进行相位旋转，在频域完成定时误差补偿，再对完成补偿的数据做快速傅里叶逆变换变换到时域，输出的时域数据中即包含最佳采样时刻的值；

(4)、定时误差计算及滤波与定时同步后数据输出

将快速傅里叶逆变换之后的时域数据送入定时误差计算模块，该模块采用Gardner算法，将定时误差计算模块的输出反馈回频域，完成频域定时误差补偿，由于快速傅里叶变换之后的时域数据中包含最佳采样点的值，将其输出，该数据即是完成滤波与定时同步后的输出数据。

所述步骤(2)的实现方法如下：

(21)对于采用模拟正交下变频的系统，直接对采样信号进行分段处理，对于中频直接采样的系统，先对采样信号进行数字下变频，本地数控振荡器的频率取为f₁＝(2k+1)f_s/4，f_s为AD采样率，选择k使得f₁最接近中频载波频率f_c，若AD采样后的信号为a(n)，则数字下变频后的信号x(n)为：

x(n)＝a(n)exp(-j2πnf₁/f_s)＝a(n)exp[-jπn(2k+1)/2]

(22)对输入数据进行分段，每一段数据中包含N个数据，其中前L-1个数据是前一段的后L-1个数据，后N-L+1个数据是新输入的数据，当调整使得定时误差的小数因子时，则将

减1，且将输入数据分段时的采样点往后移一个点，当调整使得

时，则将

加1，且将输入数据分段时的采样点往前移一个点；

(23)对分段后的数据做快速傅里叶变换，得到对应的频域数据，快速傅里叶变换中与常系数的复乘运算用加法来实现；

(24)对于采用模拟正交下变频的系统，在滤波器的L个系数h_l后补0至N点，并对其做快速傅里叶变换，得到滤波器的频域系数，对于采用中频直接采样的系统，需要先对滤波器的系数h_l进行如下处理：

h′_l＝h_lexp[j2πl(f_c-f₁)/f_s] 0≤l＜L

然后再在h′_l后补0至N点，并对其做快速傅里叶变换，得到滤波器的频域系数；

(25)将频域数据与滤波器的频域系数对应相乘，得到频域滤波后的数据。

所述步骤(3)的实现方法如下：

(31)根据定时误差检测模块给出的小数部分定时误差，对频域滤波后的数据进行相位旋转，在频域对定时误差进行纠正，具体方法为

$Z_k^{\&prime;}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}{Z}_k\left(i\right)\exp (j2\mathrm{\&pi;k}\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}/N)& 0\&le;k<N/2\\ Z_k\left(i\right)\exp [j2\mathrm{\&pi;}(k-N)\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}/N]& N/2\&le;k<N\end{array}\right.$

(32)对于AD采样率为2倍符号速率的模拟正交下变频系统，直接对Z′_k(i)做快速傅里叶逆变换，得到完成滤波及定时误差纠正的时域数据，对于AD采样率为4倍符号速率的中频直接采样系统，先将Z′_k(i)中间的N/2个点去掉，即

$Z_k^{\&prime;\&prime;}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}{Z}_k^{\&prime;}\left(i\right)& 0\&le;k<N/4\\ Z_{k+N/2}^{\&prime;}\left(i\right)& N/4\&le;k<N/2\end{array}\right.$

然后对Z″_k(i)做N/2点的快速傅里叶逆变换，得到完成滤波及定时误差纠正的时域数据，此时z_k(i)的数据中一个符号内包含2个采样点。

所述步骤(4)的实现方法如下：

(41)对于AD采样率为2倍符号速率的模拟正交下变频系统，经快速傅里叶逆变换得到的时域数据z_k(i)中，只有序号为L-1≤k＜N的数据为有效滤波后的输出数据，对于AD采样率为4倍符号速率的中频直接采样系统，时域数据z_k(i)中只有序号为(L-1)/2≤k＜N/2的数据为有效滤波后的输出数据；

(42)对于采用模拟正交下变频的系统，将各段z′_k(i)按照段号的先后顺序拼接起来，即为完整的经过滤波后的数据z′(n)，对于采用中频直接采样方式的系统，z′(n)的数据中还存在残留频差，其值为f_c-f₁，需要根据下式对其去除

z″(n)＝z′(n)exp[-j2πn(f_c-f₁)/f_s]

上式中：f_s＝2f_b，f_b为符号速率；

(43)将z′_k(i)分成N-L+1路并行输出至定时误差检测模块，完成定时误差估计，首先计算定时误差

u(2n)＝z′_I(2n+1)[z′_I(2n+2)-z′_I(2n)]+z′_Q(2n+1)[z′_Q(2n+2)-z′_Q(2n)]

上式中：u(2n)表示2nT_s(T_s为采样周期，T_s＝T_b/2，T_b为符号周期)时刻定时误差的值；z′_I(n)表示z′(n)(对于中频直接采样方式为z″(n))同相路信号的值，即其实部；z′_Q(n)表示z′(n)正交路信号的值，即其虚部，将z′(n)以P个符号为一段进行划分，第i(i＝1，2，Λ)段内u(2n)的平均值为

$U_i=\frac{1}{P}\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}u\left[2(\mathrm{Pi}+p)\right]$

然后根据U_i的符号对第i段数据内的小数部分定时误差因子

进行调整

${\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_i=\left\{\begin{array}{cc}{\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_{i-1}+\mathrm{\&Delta;\&epsiv;}& U_i<0\\ {\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_{i-1}-\mathrm{\&Delta;\&epsiv;}& U_i\&GreaterEqual;0\end{array}\right.$

上式中：Δε为每次调整的步进。将初始小数部分定时误差因子

设为

当调整使得

时，将

减1，且将输入数据分段时的采样点往后移一个点，当调整使得

时，将加1，且将输入数据分段时的采样点往前移一个点，将

送入频域定时误差补偿模块，以纠正定时误差；

(44)滤波后的数据中包含最佳采样点的值，将其直接输出，该数据即是完成滤波与定时同步后的输出数据。

与现有技术相比，本发明具有以下优点及有益效果：

1、本发明方法通过将滤波与定时同步算法结合起来，使得滤波后数据的速率可低至符号速率的2倍，由于并行滤波的运算复杂度与输出数据的路数成正比，因此本发明方法大大降低了实现时的运算量和复杂度。

2、本发明是在频域中完成滤波，然后根据定时误差检测模块给出的定时误差，对滤波后的频域数据进行相应的相位旋转，再将完成相位旋转后的数据变换到时域，最后将该时域数据送入定时误差检测模块，纠正定时误差，整个过程中减少了实现时的运算量，且误差小，精确度更高。

3、对于高速数字通信系统(信息速率超过600Mbps)，传统的并行滤波方法实现时的运算复杂度显得过大，而本发明方法是一种非常适用的方法。

附图说明

图1为联合滤波与定时同步实现方法的结构图；

图2为带通采样示意图；

图3为定时误差估计示意图；

图4为实例1的联合滤波与定时同步实现方法结构图；

图5为实例1系统滤波与定时同步后的误比特率曲线；

图6为实例2的联合滤波与定时同步实现方法结构图；

图7为实例2系统滤波与定时同步后的误比特率曲线。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

本发明提出的一种联合滤波与定时同步的实现方法，其结构如图1所示，M路并行输入数据首先经过数据分段模块，该模块按照重叠保留法，将输入数据分成N个数据一段，再将分段后的数据送入FFT模块变换到频域，在频域与滤波器的频域系数相乘，完成频域滤波；然后根据定时误差检测模块给出的定时误差，对滤波后的频域数据进行相应的相位旋转，再将完成相位旋转后的数据做IFFT变换到时域；最后将该时域数据送入定时误差检测模块，根据检测的结果对小数部分定时误差

(

T_s为AD采样时钟周期)进行调整，再将反馈至相位旋转部分，纠正定时误差。当调整使得

时，则将

减1，且将输入数据分段时的采样点往后移一个点；当调整使得

时，则将

加1，且将输入数据分段时的采样点往前移一个点。由于IFFT变换后的时域数据中包含最佳采样点的值，将其直接输出，该数据即是完成滤波与定时同步后的输出数据。

本发明联合滤波与定时同步的实现方法，包括以下步骤：

步骤一、选择FFT的长度

若滤波器的长度为L，输入数据的并行路数为M，则将FFT的长度N取为不小于L+M-1的2的整数次幂。

步骤二、频域滤波

滤波器为有限长冲击响应(FIR)滤波器，滤波器的输出为其系数与输入信号的线性卷积，这可以用分段序列的圆周卷积来代替，而两段序列的圆周卷积可以在频域实现。分段时采用重叠保留法进行。采用重叠保留法进行分段，频域滤波的具体实现步骤如下：

(1)如果系统采用的是模拟正交下变频，而在基带对I、Q两路信号同时采样的方式，则可以直接对采样信号进行分段处理，此时AD采样率一般为符号速率的2倍，可以满足奈奎斯特采样率的要求。如果系统采用的是中频直接采样的方式，则AD采样率与中频载波频率之间必须满足一定的关系，此时AD采样率一般为符号速率的4倍，而中频载波频率f_c应满足f_c≈(2k+1)f_s/4，k为整数，f_s为AD采样率，以保证没有混叠，这时需要先对采样信号进行数字下变频，本地数控振荡器的频率取为f₁＝(2k+1)f_s/4，实际上，本地数控振荡器频率的取值范围只有|f₁|≤f_s/2，而当实际信号的频率高于f_s/2时，采样后的数字信号的频谱会以f_s周期重复，即为带通采样。带通采样示意图如图2所示，图中实际信号的频率为f₁，但在采样率f_s下，其效果与对频率为f₁-f_s的信号做低通采样时是一样的。若AD采样后的信号为a(n)，则数字下变频后的信号x(n)为：

x(n)＝a(n)exp(-j2πnf₁/f_s)＝a(n)exp[-jπn(2k+1)/2]    (2)

从上式可以看出，本地数控振荡器的输出只有±1和±j这4种可能，由于采样信号a(n)为实数，故数字下变频后信号x(n)的数据中只包含实部或虚部，对其分段后做FFT时，可以大大减少运算量。

(2)对输入数据x(n)进行分段，分段时利用重叠保留法，每一段数据中包含N个数据，其中前L-1个数据是前一段的后L-1个数据，后N-L+1个数据是新输入的数据。当没有进行采样点调整时，数据分段的过程可用式子表示为：

y_n(i)＝x[(N-L+1)i+n]            (3)

上式中：y_n(i)为分段后的数据；i为段号，i＝0，1，2，Λ；n为每段中数据的序号，0≤n＜N。由于收发时钟不可能完全一致，在解调过程中的最佳采样点会发生漂移，因此实际中需要在数据分段时对采样点进行调整。当调整使得定时误差的小数因子

时，则将

减1，且将输入数据分段时的采样点往后移一个点，即若前一段的数据为y_n(i-1)＝x(n_i-1+n)，则本段的数据为：

y_n(i)＝x(n_i-1+N-L+2+n)          (4)

同样，当调整使得时，则将

加1，且将输入数据分段时的采样点往前移一个点，即若前一段的数据为y_n(i-1)＝x(n_i-1+n)，则本段的数据为：

y_n(i)＝x(n_i-1+N-L+n)            (5)

(3)对分段后的数据y_n(i)做FFT，得到相应的频域数据Y_k(i)，k为频域数据的序号，0≤k＜N。FFT中运算量最大的部分是其中的复乘运算，其中所有复乘运算的一个系数为常数

(W_N＝e^-j2π/N)，此时一个复数与之相乘的运算可以用若干个加法器来实现，从而大大地减少了运算量。如若N＝16、k＝1，则

在数字信号处理器中，需要对实数进行量化，假若采用10比特量化，则

可表示为(946-392j)/2¹⁰，即cos(π/8)表示为1110110010B、sin(π/8)表示为0110001000B，则一个实数a与

相乘可用加法表示为：

$a{W}_{16}^1=(a-a/2^4-a/2^6+a/2^9)-j({a/2}^2+a/2^3+a/2^7)$

上式中对于2的幂次方的除法，在数字信号处理器中可以很方便地用右移位来实现，几乎不占用系统资源。复数与

相乘的情况与实数时类似，只需要将复数乘法表示成几个实数乘法，再用加法实现即可。

(4)对于采用模拟正交下变频的系统，在滤波器的L个系数h_l(0≤l＜L)后补0至N点，并对其做FFT，得到滤波器的频域系数H_k，k为系数的序号，0≤k＜N。对于采用中频直接采样的系统，本地数控振荡器的频率f₁与中频载波频率f_c不一定相等，因而需要先对滤波器的系数h_l进行如下处理：

h′_l＝h_lexp[j2πl(f_c-f₁)/f_s] 0≤l＜L    (6)

然后再在h′_l后补0至N点，并对其做FFT，得到滤波器的频域系数H_k。当滤波器的系数是常数时，滤波器的频域系数H_k也是常数，可以事先计算好。

(5)将频域数据Y_k(i)与滤波器的频域系数H_k对应相乘，得到频域滤波后的数据Z_k(i)。

步骤三、频域定时误差补偿

(1)根据定时误差检测模块给出的小数部分定时误差(

T_s为AD采样时钟周期)，对频域滤波后的数据Z_k(i)进行相位旋转，在频域对定时误差进行纠正，具体方法为：

$Z_k^{\&prime;}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}{Z}_k\left(i\right)\exp (j2\mathrm{\&pi;k}\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}/N)& 0\&le;k<N/2\\ Z_k\left(i\right)\exp [j2\mathrm{\&pi;}(k-N)\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}/N]& N/2\&le;k<N\end{array}\right.---\left(7\right)$

(2)对于采用模拟正交下变频的系统，若AD采样率为2倍符号速率，则直接对Z′_k(i)做IFFT，得到完成滤波及定时误差纠正的时域数据z_k(i)。若系统采用中频直接采样的方式或AD采样率高于2倍符号速率，如为4倍符号速率，由于符号定时误差检测模块只需要一个符号内有2个采样点，因此可以先将Z′_k(i)中间的N/2个点去掉，即

$Z_k^{\&prime;\&prime;}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}{Z}_k^{\&prime;}\left(i\right)& 0\&le;k<N/4\\ Z_{k+N/2}^{\&prime;}\left(i\right)& N/4\&le;k<N/2\end{array}\right.---\left(8\right)$

然后对Z″_k(i)做N/2点的IFFT，得到完成滤波及定时误差纠正的时域数据z_k(i)，此时z_k(i)的数据中一个符号内只包含2个采样点。

步骤四、定时误差计算及滤波与定时同步后数据输出

(1)对于采用模拟正交下变频的系统，经IFFT得到的时域数据z_k(i)中，只有序号为L-1≤k＜N的数据为有效滤波后的输出数据，它们与输入数据和滤波器的系数做线性卷积后的结果相同，其它数据则为无用数据。故令

z′_k(i)＝z_k+L-1(i) 0≤k＜N-L+1        (9)

对于采用中频直接采样的系统，由于是先将Z′_k(i)中间的N/2个点去掉后再做IFFT，故z_k(i)中只有序号为(L-1)/2≤k＜N/2的数据为有效滤波后的输出数据，则令

z′_k(i)＝z_k+(L-1)/2(i) 0≤k＜(N-L+1)/2    (10)

(2)将各段z′_k(i)按照序号i的先后顺序拼接起来，即为完整的经过滤波后的数据z′(n)，且其数据速率为符号速率的2倍。对于采用中频直接采样方式的系统，由于本地数控振荡器的频率f₁与中频载波频率f_c不一定完全相同，故z′(n)的数据中存在残留频差，其值为f_c-f₁，需要根据下式对其去除

z″(n)＝z′(n)exp[-j2πn(f_c-f₁)/f_s]       (11)

上式中：f_s＝2f_b，f_b为符号速率。

(3)将z′_k(i)分N-L+1路并行输出至定时误差检测模块，以完成定时误差估计。采用Gardner算法来检测定时误差，Gardner定时误差的计算公式为

u(2n)＝z′_I(2n+1)[z′_I(2n+2)-z′_I(2n)]+z′_Q(2n+1)[z′_Q(2n+2)-z′_Q(2n)]  (12)

上式中：u(2n)表示2nT_s(T_s为采样周期，T_s＝T_n/2，T_b为符号周期)时刻定时误差的值；z′_I(n)表示z′(n)(对于中频直接采样方式为z″(n))同相路信号的值，即其实部；z′_Q(n)表示z′(n)正交路信号的值，即其虚部。在本发明中，不直接利用u(2n)作为定时误差值，而是根据一段符号内u(2n)平均值的符号对小数部分定时误差

及输入数据分段时采样点的位置进行调整。本发明的定时误差估计示意图如图3所示。若将z′(n)以P个符号为一段进行划分，则第i(i＝1，2，Λ)段内u(2n)的平均值为：

$U_i=\frac{1}{P}\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}u\left[2(\mathrm{Pi}+p)\right]---\left(13\right)$

然后根据U_i的符号对第i段数据内的小数部分定时误差因子

进行调整

${\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_i=\left\{\begin{array}{cc}{\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_{i-1}+\mathrm{\&Delta;\&epsiv;}& U_i<0\\ {\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_{i-1}-\mathrm{\&Delta;\&epsiv;}& U_i\&GreaterEqual;0\end{array}\right.---\left(14\right)$

上式中：Δε为每次调整的步进。Δε越大，可跟踪的码偏范围越大，但定时误差估计值的精度也越低，应用时需要根据实际的要求来确定Δε。初始小数部分定时误差因子是未知的，一般将

设为

当调整使得时，则将

减1，且将输入数据分段时的采样点往后移一个点；当调整使得

时，则将

加1，且将输入数据分段时的采样点往前移一个点。将

送入频域定时误差补偿模块，以纠正定时误差。

(4)由于z′(n)(对于中频直接采样方式为z″(n))的数据中包含最佳采样点的值，将其直接输出，该数据即是完成滤波与定时同步后的输出数据。

实施例1

假定某QPSK调制系统，符号速率为f_b＝1/T_b＝150MBaud，接收机系统采用的是模拟正交下变频的方式，在基带对I、Q两路信号同时采样，AD采样率为符号速率的2倍，采样数据分为M＝2路并行输入数字解调器，数字解调器的处理时钟频率为f_p＝160MHz，接收机匹配滤波器采用的是滚降系数为0.35的根升余弦滤波器，滤波器系数的长度为L＝13。则联合滤波与定时同步实现方法的结构图如图4所示，其实现步骤如下：

步骤一、选择FFT的长度

由于滤波器系数的长度为L＝13，输入数据的并行路数为M＝2，则将FFT的长度N取为不小于L+M-1＝14的2的整数次幂，即取为N＝16。

步骤二、频域滤波

(1)对AD采样后输入的数据x(n)进行分段，分段时利用重叠保留法，每一段数据中包含N＝16个数据，其中前L-1＝12个数据是前一段的后12个数据，后N-L+1＝4个数据是新输入的数据。分段后的数据记为y_n(i)；i为段号，i＝0，1，2，Λ；n为每段中数据的序号，0≤n＜16；

(2)对分段后的数据y_n(i)做FFT，得到相应的频域数据Y_k(i)，k为频域数据的序号，0≤k＜16。FFT中与常系数

的复乘运算都是用若干个加法器来实现的；

(3)在滤波器的L＝13个系数h_l(0≤l＜13)后补0至N＝16点，并对其做FFT，得到滤波器的频域系数H_k，k为系数的序号，0≤k＜16；

(4)将频域数据Y_k(i)与滤波器的频域系数H_k对应相乘，得到频域滤波后的数据Z_k(i)。

步骤三、频域定时误差补偿

根据定时误差检测模块给出的小数部分定时误差因子

对频域滤波后的数据Z_k(i)进行相位旋转，在频域对定时误差进行纠正，具体方法为

$Z_k^{\&prime;}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}{Z}_k\left(i\right)\exp (j2\mathrm{\&pi;k}\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}/16)& 0\&le;k<8\\ Z_k\left(i\right)\exp [j2\mathrm{\&pi;}(k-16)\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}/16]& 8\&le;k<16\end{array}\right.$

然后对Z′_k(i)做IFFT，得到完成滤波及定时误差纠正的时域数据z_k(i)，z_k(i)的数据中一个符号内只包含2个采样点。

步骤四、定时误差计算及滤波与定时同步后数据输出

令

z′_k(i)＝z_k+12(i) 0≤k＜4

将各段z′_k(i)按照段号i的先后顺序拼接起来，即为完整的经过滤波后的数据z′(n)，且其数据速率为符号速率的2倍。将z′(n)以P＝64个符号为一段进行划分，根据式(12)、式(13)和式(14)对第i段数据内的小数部分定时误差因子

进行调整，调整步进设为Δε＝1/16，初始小数部分定时误差因子设为

当调整使得

时，则将

减1，且将输入数据分段时的采样点往后移一个点；当调整使得

时，则将

加1，且将输入数据分段时的采样点往前移一个点。将送入频域定时误差补偿模块，以纠正定时误差。

z′_k(i)的数据中包含最佳采样点的值，即

r_k(i)＝z′_2k(i) 0≤k＜2

将r_k(i)分2路并行直接输出，该数据即是完成滤波与定时同步后的输出数据。

图5给出了本系统完成滤波与定时同步后的误比特率(Bit Error Ratio，BER)曲线，并以理论曲线作为对比。从图中可以看出，本发明方法所造成的性能损失非常小。

实施例2

假定某QPSK调制系统，符号速率为f_b＝1/T_b＝405MBaud，接收机系统采用的是中频直接采样的方式，中频载波频率为f_c＝1.2GHz，AD采样率为符号速率的4倍，即f_s＝1.62Gsps，采样数据分为M＝16路并行输入数字解调器，数字解调器的处理时钟频率为f_p＝110MHz，接收机匹配滤波器采用的是滚降系数为0.35的根升余弦滤波器，滤波器系数的长度为L＝25。则联合滤波与定时同步实现方法的结构图如图6所示，其实现步骤如下：

步骤一、选择FFT的长度

由于滤波器系数的长度为L＝25，输入数据的并行路数为M＝16，则将FFT的长度N取为不小于L+M-1＝40的2的整数次幂，即取为N＝64。

步骤二、频域滤波

(1)由于本系统采用的是中频直接采样的方式，这时需要先对采样信号进行数字下变频。本地数控振荡器的频率取为f₁＝3f_s/4＝1.215GHz，由于|f₁|＞f_s/2，本系统实际上为带通采样方式。若AD采样后的信号为a(n)，则数字下变频后的信号x(n)为：

x(n)＝a(n)exp(-j2πnf₁/f_s)＝a(n)exp[-j3πn/2]

可以看出，数字下变频后信号x(n)的数据中只包含实部或虚部；

(2)对数字下变频后的信号x(n)进行分段，分段时利用重叠保留法，每一段数据中包含N＝64个数据，其中前L-1＝24个数据是前一段的后24个数据，后N-L+1＝40个数据是新输入的数据。分段后的数据记为y_n(i)；i为段号，i＝0，1，2，Λ；n为每段中数据的序号，0≤n＜64；

(3)对分段后的数据y_n(i)做FFT，得到相应的频域数据Y_k(i)，k为频域数据的序号，0≤k＜64，FFT中与常系数的复乘运算都是用若干个加法器来实现的；

(4)首先对滤波器的L＝25个系数h_l(0≤l＜25)进行如下处理

h′_l＝h_lexp[j2πl(f_c-f₁)/f_s] 0≤l＜25

然后在h′_l后补0至N＝64点，并对其做FFT，得到滤波器的频域系数H_k，k为系数的序号，0≤k＜64；

(5)将频域数据Y_k(i)与滤波器的频域系数H_k对应相乘，得到频域滤波后的数据Z_k(i)。

步骤三、频域定时误差补偿

根据定时误差检测模块给出的小数部分定时误差因子

对频域滤波后的数据Z_k(i)进行相位旋转，在频域对定时误差进行纠正，具体方法为：

$Z_k^{\&prime;}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}{Z}_k\left(i\right)\exp (j2\mathrm{\&pi;k}\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}/64)& 0\&le;k<32\\ Z_k\left(i\right)\exp [j2\mathrm{\&pi;}(k-64)\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}/64]& 32\&le;k<64\end{array}\right.$

由于符号定时误差检测模块只需要一个符号内有2个采样点，而本系统的采样率为4倍符号速率，因此可以先将Z′_k(i)中间的N/2＝32个点去掉，即

$Z_k^{\&prime;\&prime;}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}{Z}_k^{\&prime;}\left(i\right)& 0\&le;k<16\\ Z_{k+32}^{\&prime;}\left(i\right)& 16\&le;k<32\end{array}\right.$

然后对Z″_k(i)做32点的IFFT，得到完成滤波及定时误差纠正的时域数据z_k(i)，z_k(i)的数据中一个符号内只包含2个采样点。

步骤四、定时误差计算及滤波与定时同步后数据输出

令

z′_k(i)＝z_k+12(i) 0≤k＜20

将各段z′_k(i)按照段号i的先后顺序拼接起来，即为完整的经过滤波后的数据z′(n)，且其数据速率为符号速率的2倍。由于本地数控振荡器的频率f₁与中频载波频率f_c不完全相同，故z′(n)的数据中存在残留频差，其值为f_c-f₁，需要根据下式对其去除

z″(n)＝z′(n)exp[-jπn(f_c-f₁)/f_b]

上式中：f_b为符号速率。将z″(n)以P＝64个符号为一段进行划分，根据式(12)、式(13)和式(14)对第i段数据内的小数部分定时误差因子

进行调整，调整步进设为Δε＝1/8，初始小数部分定时误差因子设为

当调整使得时，则将

减1，且将输入数据分段时的采样点往后移一个点；当调整使得

时，则将

加1，且将输入数据分段时的采样点往前移一个点。将

送入频域定时误差补偿模块，以纠正定时误差。

z′_k(i)的数据中包含最佳采样点的值，即

r_k(i)＝z′_2k(i) 0≤k＜10

将r_k(i)分10路并行直接输出，该数据即是完成滤波与定时同步后的输出数据。

如图7所示，是本系统完成滤波与定时同步后的误比特率曲线，并以理论曲线作为对比，从图中可以看出，本发明方法所造成的性能损失非常小。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种数字通信系统中的联合滤波与定时同步实现方法，其特征在于，包括下述具体步骤：

(1)、选择快速傅里叶变换的长度

若滤波器的长度为L，输入数据的并行路数为M，则将快速傅里叶变换的长度N取为大于或等于L+M-1且为2的整数次幂；

(2)、频域滤波

按照重叠保留法对输入数据进行分组，各个分组先经快速傅里叶变换变换到频域，再在频域与滤波器的频域系数相乘，完成频域滤波；

(3)、频域定时误差补偿

根据定时误差检测模块检测出的定时误差，对滤波后的频域数据进行相位旋转，在频域完成定时误差补偿，再对完成补偿的数据做快速傅里叶逆变换变换到时域，输出的时域数据中即包含最佳采样时刻的值；

(4)、定时误差计算及滤波与定时同步后数据输出

将快速傅里叶逆变换之后的时域数据送入定时误差计算模块，该模块采用Gardner算法，将定时误差计算模块的输出反馈回频域，完成频域定时误差补偿，由于快速傅里叶变换之后的时域数据中包含最佳采样点的值，将其输出，该数据即是完成滤波与定时同步后的输出数据。

2.根据权利要求1所述的数字通信系统中的联合滤波与定时同步实现方法，其特征在于，所述步骤(2)包括下述步骤：

(21)、对于采用模拟正交下变频的系统，直接对采样信号进行分段处理，对于中频直接采样的系统，先对采样信号进行数字下变频，本地数控振荡器的频率取为f₁＝(2k+1)f_s/4，f_s为AD采样率，选择k使得f₁最接近中频载波频率f_c，若AD采样后的信号为a(n)，则数字下变频后的信号x(n)为：

x(n)＝a(n)exp(-j2πnf₁/f_s)＝a(n)exp[-jπn(2k+1)/2]

(22)、对输入数据进行分段，每一段数据中包含N个数据，其中前L-1个数据是前一段的后L-1个数据，后N-L+1个数据是新输入的数据，当调整使得定时误差的小数因子时，则将

减1，且将输入数据分段时的采样点往后移一个点，当调整使得

时，则将

加1，且将输入数据分段时的采样点往前移一个点；

(23)、对分段后的数据做快速傅里叶变换，得到对应的频域数据，快速傅里叶变换中与常系数的复乘运算用加法来实现；

(24)、对于采用模拟正交下变频的系统，在滤波器的L个系数h_l后补0至N点，并对其做快速傅里叶变换，得到滤波器的频域系数，对于采用中频直接采样的系统，需要先对滤波器的系数h_l进行如下处理：

h′_l＝h_lexp[j2πl(f_c-f₁)/f_s] 0≤l＜L

然后再在h′_l后补0至N点，并对其做快速傅里叶变换，得到滤波器的频域系数；

(25)、将频域数据与滤波器的频域系数对应相乘，得到频域滤波后的数据。

3.根据权利要求1所述的数字通信系统中的联合滤波与定时同步实现方法，其特征在于，所述步骤(3)包括下述步骤：

(31)、根据定时误差检测模块给出的小数部分定时误差，对频域滤波后的数据进行相位旋转，在频域对定时误差进行纠正，具体方法为：

$Z_k^{\&prime;}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}{Z}_k\left(i\right)\exp (j2\mathrm{\&pi;k}\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}/N)& 0\&le;k<N/2\\ Z_k\left(i\right)\exp [j2\mathrm{\&pi;}(k-N)\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}/N]& N/2\&le;k<N\end{array}\right.$

(32)、对于AD采样率为2倍符号速率的模拟正交下变频系统，直接对Z′_k(i)做快速傅里叶逆变换，得到完成滤波及定时误差纠正的时域数据，对于AD采样率为4倍符号速率的中频直接采样系统，先将Z′_k(i)中间的N/2个点去掉，即

$Z_k^{\&prime;\&prime;}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}{Z}_k^{\&prime;}\left(i\right)& 0\&le;k<N/4\\ Z_{k+N/2}^{\&prime;}\left(i\right)& N/4\&le;k<N/2\end{array}\right.$

然后对Z″_k(i)做N/2点的快速傅里叶逆变换，得到完成滤波及定时误差纠正的时域数据，此时z_k(i)的数据中一个符号内包含2个采样点。

4.根据权利要求1所述的数字通信系统中的联合滤波与定时同步实现方法，其特征在于，所述步骤(4)包括下述步骤：

(41)对于AD采样率为2倍符号速率的模拟正交下变频系统，经快速傅里叶逆变换得到的时域数据z_k(i)中，只有序号为L-1≤k＜N的数据为有效滤波后的输出数据，对于AD采样率为4倍符号速率的中频直接采样系统，时域数据z_k(i)中只有序号为(L-1)/2≤k＜N/2的数据为有效滤波后的输出数据；

(42)对于采用模拟正交下变频的系统，将各段z′_k(i)按照段号的先后顺序拼接起来，即为完整的经过滤波后的数据z′(n)，对于采用中频直接采样方式的系统，z′(n)的数据中还存在残留频差，其值为f_c-f₁，需要根据下式对其去除

z″(n)＝z′(n)exp[-j2πn(f_c-f₁)/f_s]

上式中：f_s＝2f_b，f_b为符号速率；

(43)将z′_k(i)分成N-L+1路并行输出至定时误差检测模块，完成定时误差估计，首先计算定时误差

u(2n)＝z′_I(2n+1)[z′_I(2n+2)-z′_I(2n)]+z′_Q(2n+1)[z′_Q(2n+2)-z′_Q(2n)]

上式中：u(2n)表示2nT_s(T_s为采样周期，T_s＝T_b/2，T_b为符号周期)时刻定时误差的值；z′_I(n)表示z′(n)(对于中频直接采样方式为z″(n))同相路信号的值，即其实部；z′_Q(n)表示z′(n)正交路信号的值，即其虚部，将z′(n)以P个符号为一段进行划分，第i(i＝1，2，Λ)段内u(2n)的平均值为：

$U_i=\frac{1}{P}\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}u\left[2(\mathrm{Pi}+p)\right]$

然后根据U_i的符号对第i段数据内的小数部分定时误差因子

进行调整

${\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_i=\left\{\begin{array}{cc}{\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_{i-1}+\mathrm{\&Delta;\&epsiv;}& U_i<0\\ {\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_{i-1}-\mathrm{\&Delta;\&epsiv;}& U_i\&GreaterEqual;0\end{array}\right.$

上式中：Δε为每次调整的步进。将初始小数部分定时误差因子

设为

当调整使得

时，将

减1，且将输入数据分段时的采样点往后移一个点，当调整使得时，将

加1，且将输入数据分段时的采样点往前移一个点，将

送入频域定时误差补偿模块，以纠正定时误差；

(44)滤波后的数据中包含最佳采样点的值，将其直接输出，该数据即是完成滤波与定时同步后的输出数据。

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