CN102065043B - 一种高速通信系统中的频域并行解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高速通信系统中的频域并行解调方法，属于数字通信中的调制解调技术领域。该方法经下变频后的采样数据在频域同时完成高速并行匹配滤波和符号同步，两部分共用一组频域数据，恢复的时域信息中位定时准确。其中涉及的定时误差估计算法和定时误差跟踪算法实现复杂度低。在解调过程中，下变频后的采样数据首先进行FFT，得到的频域序列，完成匹配滤波；利用匹配滤波后的频域数据直接获得定时误差的估计值，在符号跟踪阶段对该估计值进行跟踪；最后在频域对定时误差进行补偿，得到位定时准确的时域信息。本方法采用的符号同步算法具有良好的捕获和跟踪特性，在低信噪比情况下，整个系统的误码率性能满足要求，是一种实用的高速接收方法。

Description

一种高速通信系统中的频域并行解调方法

技术领域

本发明涉及一种频域并行解调方法，尤其涉及高速解调中的匹配滤波、符号同步等关键技术的实现方法，属于数字通信中的调制解调技术领域。

背景技术

随着卫星通信技术的飞速发展，所处理的数据量急剧增加，卫星与地面之间实时传输的要求也越来越高，使得地面接收系统趋向高速带宽数字处理发展。在信息速率高的条件下，模拟解调方案受限于模拟器件的指标，很难达到理想的解调效果；而数字解调方案，可通过适当的算法和实现结构对系统进行灵活配置，具备一定的可实现性。在高速通信系统中，符号速率一般在几百兆，在进行A/D采样时，采样率满足奈奎斯特采样定理，一般为符号速率的2～4倍。采样信号速率高于处理器的工作时钟，因此在接收端经A/D采样后的数据需要进行多路并行处理。

在数字通信中，解调是接收机从接收信号中恢复其携带信息的过程，包括匹配滤波，符号同步和载波同步等几个部分。

匹配滤波是解调过程中运算量最大的环节，因此解调器并行结构设计的主要任务就是数字滤波器的并行结构设计。目前主要有两种数字滤波器的并行结构：时域并行结构和频域并行结构。时域并行结构基于多相滤波器，将滤波器的时域系数分成若干组，构成数字块滤波器，从而完成并行滤波运算。这种并行结构的特点是设计简单，但耗费的资源量却非常大，与并行的路数成正比。频域并行结构应用了基于快速傅里叶变换(FFT)变换的重叠保留数字滤波器思想，首先将采样数据进行离散傅里叶变换(DFT)变到频域，在频域与滤波器的系数相乘完成滤波后，再通过离散傅里叶逆变换(IDFT)变到时域。由于频域并行解调算法可以通过FFT来实现卷积运算，因此减少了运算量，降低了硬件实现时所用的资源，相对于时域并行结构是一种较好的选择。

经匹配滤波后的多路并行数据先送往符号同步模块，寻找并跟踪最佳采样点，并将最佳采样点的值送往载波同步模块，去除残留频偏和相偏后完成解调。对于频域并行算法，符号定时误差还可以在频域内纠正。

针对以上情况，本发明采用了一种频域的并行解调方案，即下变频后的匹配滤波和符号同步都在频域完成。经匹配滤波后的频域数据可直接用于符号同步的定时误差估计，并在频域对该误差进行补偿，直接恢复正确的时域信息。发明中的并行解调方法同时采用了复杂度低的位定时误差估计算法，使系统能满足能够满足高速数字通信的要求。

发明内容

本发明的目的是针对高速解调中对信号处理速度的要求，提出了一种高速频域并行的解调结构。

为解决现有技术问题，本发明包括以下步骤：

步骤一、匹配滤波的频域并行实现

步骤如下：

(1)将输入序列x(n)进行分段，每段有L＝N-M+1个点，其中N是分段后每段进行圆周卷积的长度，一般取N为2的整数次幂，M是匹配滤波器的阶数；

(2)在分段后的第一段数据的前边补充(M-1)个零，在其余的每一段数据前边补上前一段末尾的(M-1)个序列值，每段构成N点序列x_i(n)，其中i是分段序列的编号，i≥1且为整数；

(3)对每段x_i(n)做N点FFT，得到相应的N点频域序列X_i(k)，其中对于第i段X_i(k)，0≤k≤N-1；

(4)在匹配滤波器M个系数后边补零至N点，并对其做N点FFT，然后与每段X_i(k)相乘，得到一组N点频域序列，将第i段频域序列记为R_i(k)；

步骤二、初始定时误差估计的频域并行实现

第i段频域序列R_i(k)的定时误差估计值为

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_i=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\left\{\arg \right[R_i\left(k\right)]-\arg [R_i(k+1/T)\left]\right\}---\left(10\right)$

其中T为码元周期；

进一步地，还可以采用下式获得定时误差估计值，对每段频域序列R_i(k)，选择2W(W根据实际情况选取，一般取4或5)组频点，要求选择的这2W组频点关于零频对称，由于FFT序列的隐含周期性，即R_i(-k)＝R_i(N-k)，所以选择2W组正频点进行估计，定时误差估计值为

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_i=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\arg \left[\underset{k=-W}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}\exp \left(j{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}\right)\right]---\left(11\right)$

其中第i段的θ_ik：

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}=\arg \left[R_i(-\frac{f_s}{2l}+\frac{{\mathrm{kf}}_s}{N})\right]-\arg \left[R_i(\frac{f_s}{2l}+\frac{{\mathrm{kf}}_s}{N})\right]=\arg \left[R_i(\frac{(2l-1)N}{2l}+k)\right]-\arg \left[R_i(\frac{N}{2l}+k)\right];$

其中采样率为符号速率的l倍，即f_s＝l/T；

由(11)式可知在频域并行解调结构中频域定时误差估计，可以和匹配滤波过程共用其中的FFT模块。在每段用于估计的数据中，只需要若干次求相位的运算和加(减)法运算，即可获得位定时误差的估计值。而求相位的运算可以通过CORDIC算法快速实现。

步骤三、定时误差跟踪

设定时误差的步进量为ε_d，(ε_d为系统要求的位定时误差估计精度值)，在i≥2时：

若

则修正定时误差估计值为

反之，修正定时误差估计值为

的估计精度与步进量ε_d的大小有关，步进量ε_d越小，则

的估计精度越高。

步骤四、利用定时误差修正频域序列

采用步骤二得到的定时误差的估计值

按照下式对由步骤一得到的第1段频域序列R₁(k)进行补偿，补偿后得到的频域序列

$R_1^{\′}\left(k\right)=R_1\left(k\right)\exp (j2\mathrm{\π}{\mathrm{kf}}_s{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{1}T/N)---\left(12\right)$

其中，T为码元周期，f_s为采样频率，N为频域序列R₁(k)的长度；

采用步骤三得到的修正后的定时误差估计值

按照下式对由步骤一得到的第i段(i≥2)频域序列R_i(k)进行补偿，补充后得到的频域序列

$R_i^{\′}\left(k\right)=R_i\left(k\right)\exp (j2\mathrm{\π}{\mathrm{kf}}_s{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_i^{\′}T/N),i\≥2---\left(13\right)$

步骤五、对修正后的每段频域序列

作IFFT，得到序列r_i(n)，舍去每段r_i(n)的前(M-1)个值，即为每个分段数据的正确输出。将最后得到的时域分段数据按先后顺序进行拼接后送入后续的载波同步和解调阶段。

对比现有技术，本发明的有益效果在于，本发明通过一种频域并行的处理结构，能够实现高速通信系统中的数字解调。相对于时域的并行结构，该方法能够同时在频域完成匹配滤波和符号同步，两部分共用一组FFT单元，因此节省了硬件资源，极大降低了实现的复杂度。

附图说明

图1——并行FFT频域匹配滤波的解调结构；

图2——初始定时误差估计及相位补偿结构示意图；

图3——定时误差跟踪式结构示意图；

图4——符号同步算法捕获性能；

图5——符号同步算法跟踪性能；

图6——频域并行解调系统误码率性能。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进行解释：

根据本发明所述利用并行FFT频域匹配滤波的解调结构如图1所示。设定系统采用基带采样，模拟下变频，采样率为符号速率的2倍。首先将接收数据进行分段每段数据长为L，对各段数据并行在频域完成为匹配滤波；为同时在频域完成符号同步，得到的匹配滤波后的频域数据R_i(k)先不进行IFFT，而是将多路并行的频域数据送入符号同步模块，寻找并跟踪采样点的位定时误差。假设在符号同步部分获得的定时误差为

这时只需将与匹配滤波器的频域系数相乘后的频域数据乘以一个旋转因子，即可恢复无定时偏差的频域信息。即

$R_i^{\′}\left(k\right)=R_i\left(k\right)e^{j2\mathrm{\πk}\widehat{\mathrm{\ϵ}}/N}---\left(1\right)$

式中，

为位定时误差估计值，N为每段FFT的点数，即分段后每次进行圆周卷积的序列长度。最后对修正后的做IFFT，采用重叠保留法保留每段N个数据中的前L个数据作为有效值，将各段数据的有效值首尾相连，即得到位定时准确的时域信息。

发明的主要内容包括以下几个步骤：

步骤一、匹配滤波的频域并行实现

匹配滤波器是一个有限长的低通滤波器，其输出等于有限长冲激响应与有限长输入信号的离散线性卷积。并行实现时利用分段序列的圆周卷积代替这一线性卷积。两序列的圆周卷积可以由其对应的频域序列相乘来实现。具体实现步骤如下：

(1)将输入序列x(n)进行分段，每段有L＝N-M+1个点。其中N是分段后每段进行圆周卷积的长度，一般取N为2的整数次幂，M是匹配滤波器的阶数。

(2)在分段后的第一段数据的前边补充(M-1)个零，在其余的每一段数据前边补上前一段末尾的(M-1)个序列值，每段构成N点序列x_i(n)。其中i是分段序列的编号，i≥1且为整数；

(3)对每段x_i(n)做N点FFT，得到相应的N点频域序列X_i(k)，其中对于每个X_i(k)，0≤k≤N-1；

(4)在匹配滤波器M个系数后边补零至N点，并对其做N点FFT，然后与每个X_i(k)相乘，得到一组N点频域序列R_i(k)。

步骤二、初始定时误差估计的频域并行实现

本发明采用定时误差估计算法，由匹配滤波后的频域数据直接获得定时偏差。算法推导如下：

发送端信号表达式为

其中，a_n为实际发送的码元，g(t)为系统发送端使用的成形脉冲，其频谱为G(f)，T为码元周期；

在接收端，经过下变频和匹配滤波后，得到的包含时钟偏差以及载波频偏相偏信息的信号为

$r\left(t\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{a}_{n}g(t-\mathrm{nT}-\mathrm{\ϵT})\exp \left(j(2\mathrm{\π\Δft}+\mathrm{\θ})\right)---\left(2\right)$

其中ε为接收端采样时钟与发送端采样时钟的绝对时间偏差，Δf、θ分别是本地载波和发送端载波的频差、初始相差。r(t)可以写成如下形式

$r\left(t\right)=\exp \left(\mathrm{j\θ}\right)\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{a}_n\exp \left(j\left(2\mathrm{\π\Δft}\right)\right)\mathrm{\δ}(t-\mathrm{nT}-\mathrm{\ϵT})*g\left(t\right)---\left(3\right)$

对上式两边作傅里叶变换，求得r(t)的频谱函数R(f)

$R\left(f\right)=\exp \left(\mathrm{j\θ}\right)\left\{\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{a}_n\exp \right[-j2\mathrm{\π}(f-\mathrm{\Δf})(n+\mathrm{\ϵ})T\}G\left(f\right)---\left(4\right)$

R(f)在频率域上相差1/T的频谱为

$R(f+\frac{1}{T})=\exp \left(\mathrm{j\θ}\right)\left\{\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{a}_n\exp \right[-j2\mathrm{\π}(f-\mathrm{\Δf})(n+\mathrm{\ϵ})T-j2\mathrm{\π}(n+\mathrm{\ϵ})\left]\right\}G(f+\frac{1}{T})---\left(5\right)$

由(4)，(5)式可以看出，

$R(f+\frac{1}{T})=R\left(f\right)\exp (-j2\mathrm{\π\ϵ})\frac{G(f+\frac{1}{T})}{G\left(f\right)}---\left(6\right)$

则相对定时偏差

$\mathrm{\ϵ}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\left\{\arg \right[R\left(f\right)]-\arg [R(f+\frac{1}{T})]-\arg [G\left(f\right)]+\arg [G(f+\frac{1}{T})\left]\right\}---\left(7\right)$

本发明中收发两端均采用根升余弦滤波器进行脉冲成形，在接收端相当于乘以升余弦脉冲，升余弦脉冲具有恒定的相位，故

$\arg \left[G\left(f\right)\right]=\arg \left[G(f+\frac{1}{T})\right]---\left(8\right)$

因而可得到

$\mathrm{\ϵ}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\left\{\arg \right[R\left(f\right)]-\arg [R(f+\frac{1}{T})\left]\right\}---\left(9\right)$

从上述过程可以看出，可以直接由信号的相频响应函数获得位定时信息，且该过程不受载波频偏、相偏以及码元调制相位的影响。

在频域并行解调结构中，经模拟下变频后A/D采样信号为r(nT_s)，T_s为采样周期，经步骤1频域匹配滤波后，得到第i段信号的频域序列R_i(kf_s/N)，f_s＝1/T_s，0≤k＜N，N为分段进行FFT的长度，第i段频域序列简记为R_i(k)，则其定时误差ε的估计值为

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_i=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\left\{\arg \right[R_i\left(k\right)]-\arg [R_i(k+1/T)\left]\right\}---\left(10\right)$

为增加估计值的准确性，可以对若干个ε的估计值取矢量平均。若采样率为符号速率的l倍，即f_s＝l/T，其中T为码元周期；选择2W(W根据实际情况选取，一般取4～5)组频点用于计算

要求选择的这2W组频点关于零频对称，这样从统计意义上可以保证这几个频点的幅值最大，从而信噪比也最大，此时定时误差ε的估计值变为

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_i=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\arg \left[\underset{k=-W}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}\exp \left(j{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}\right)\right]---\left(11\right)$

其中第i段的θ_ik：

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}=\arg \left[R_i(-\frac{f_s}{2l}+\frac{{\mathrm{kf}}_s}{N})\right]-\arg \left[R_i(\frac{f_s}{2l}+\frac{{\mathrm{kf}}_s}{N})\right]=\arg \left[R_i(\frac{(2l-1)N}{2l}+k)\right]-\arg \left[R_i(\frac{N}{2l}+k)\right];$

由(11)式可知在频域并行解调结构中频域定时误差估计，可以和匹配滤波过程共用其中的FFT模块。在每段用于估计的数据中，只需要若干次求相位的运算和加(减)法运算，即可获得位定时误差的估计值。而求相位的运算可以通过CORDIC算法快速实现。

步骤三、定时误差跟踪

在后续的符号跟踪过程中，需要不断对定时误差进行修正，发明中采用跟踪式结构对定时误差进行跟踪，具体操作如下：假设由步骤一得到的第i段(i≥2)频域序列R_i(k)经步骤二中(11)式得到该段的定时误差估计值为

在跟踪结构中不直接用

对本段的频域序列进行补偿，而是先要根据

与上一段定时误差估计值

的大小来调整实际用于补偿定时误差

的值。设定时误差的步进量为ε_d，(ε_d为系统要求的位定时误差估计精度值)，若

则修正定时误差估计值为

反之，修正定时误差估计值为

其中，i≥2，

的估计精度与步进量ε_d的大小有关，步进量ε_d越小，则

的估计精度越高。

步骤四、利用定时误差修正频域序列

采用步骤二得到的定时误差的估计值

直接对由步骤一得到的第1段频域序列R₁(k)进行补偿，其实现框图如图2所示，具体式子为

$R_1^{\′}\left(k\right)=R_1\left(k\right)\exp (j2\mathrm{\π}{\mathrm{kf}}_s{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{1}T/N)---\left(12\right)$

其中，T为码元周期，f_s为采样频率，N为频域序列R₁(k)的长度。

采用步骤三得到的调整后的定时误差估计值

对由步骤一得到的第i段(i≥2)频域序列R_i(k)进行补偿，其实现框图如图3所示。对R_i(k)进行简单的相位旋转，即可去除定时误差，具体式子为

$R_i^{\′}\left(k\right)=R_i\left(k\right)\exp (j2\mathrm{\π}{\mathrm{kf}}_s{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_i^{\′}T/N),i\≥2---\left(13\right)$

步骤五、由于圆周卷积代替线性卷积时会产生的混叠问题，因此由步骤四得到的修正后的频域序列

恢复的时域序列中包含混叠的时域信息。本发明中应用重叠保留法获得准确的时域信息。对每段

作IFFT，得到序列r_i(n)，舍去每段r_i(n)的前(M-1)个值，即为每个分段数据的正确输出。将最后得到的时域分段数据按先后顺序进行拼接后送入后续的载波同步和解调阶段。

为评估该频域解调算法的性能，进行了大量的仿真实验。主要对频域符号同步算法的捕获性能，跟踪性能，以及整个系统的误码率性能进行了仿真，仿真结果如下：

设定系统的调制方式为QPSK，升余弦滚降成形滤波器滚降系数为α＝0.5，采样率为符号速率的2倍，跟踪式结构的定时误差调整步进量ε_d＝0.125。符号同步算法的捕获性能可以用入锁时间表示，假设入锁的定时误差边界定为ε_LK＝0.25，FFT长度128。图4给出了频域符号同步算法的捕获性能。

从图4中可以看出，发明中采用的符号同步算法具有良好的捕获性能，在信噪比接近0dB时，仍能保证捕获概率接近1。在初始阶段为了能够尽快入锁，ε_d应选得稍微大一些，一旦入锁后，则应将ε_d调得小一些，以保证符号同步算法的跟踪性能。

图5给出了频域符号同步算法在不同信噪比条件下的跟踪性能，采用QPSK调制方式，升余弦滚降成形滤波器滚降系数为α＝0.5，采样率为符号速率的2倍，FFT长度为N＝64，定时误差调整步进量ε_d＝0.02，确定失锁的定时误差边界定为ε_LS＝0.3。从图中可以看出，发明中采用的跟踪式结构，在信噪比E_s/N₀＞-10dB时，频域符号同步算法在10⁷个符号的时间内失锁的概率几乎为0，这说明发明中采用的频域符号同步算法在低信噪比条件下有很好的跟踪性能，能够在低信噪比环境下稳定工作，是一种实用的符号同步算法。

图6给出了频域并行解调系统的误码率性能，仿真环境同上。从图中可以看出，采用发明中的符号同步算法，整个系统的误码率与理论值基本重合。特别是在低信噪比条件下，本系统仍能保证一定的误码率性能。

实施例

下面结合一个实例对本发明作进一步说明。

假定某16APSK调制系统，符号速率为400MBaud，A/D采样速率为800MHz，基带选择升余弦滚降成形滤波器进行成形，滤波器滚减系数α＝0.5。

具体的处理步骤如下

步骤一、频域匹配滤波

将下变频后得到的数据以35个点为间隔进行分段，采用重叠保留法做64点FFT。匹配滤波器的阶数为30，将其30个系数补零至64点后作64点FFT。频域的数据信息与滤波器的频域系数相乘。

步骤二、定时误差估计

在符号同步部分，首先由进行初始定时误差估计。由CORDIC算法得到步骤一中获得序列的相位信息。将W值设为4，即取关于零频对称的8组点做相位差。θ_m＝arg[R(48+m)]-arg[R(16+m)]，其中m＝-4，-3，…，2，3。将8组相位差取平均值，得到初始的定时误差估计值为

步骤三、定时误差的跟踪

由步骤二得到的初始定时误差估计之后，根据其符号情况对原有的估计值进行修正。假设由步骤二获得的第n段数据的定时误差估计值为

将定时误差调整步进量设为ε_d＝0.02。若则

反之，则

步骤四、分别利用第一段数据的定时误差估计值

和第n段数据的定时误差修正值

对对应的频域数据段进行修正。因为采样率为2倍符号速率，即f_s＝2/T，定时误差修正后

步骤五、将

作64点IFFT，得到序列r_i(n)，舍去r_i(n)的前29个值，得到的35个值即为每分段数据的正确输出。输出序列中包含最佳采样点信息，将其取出并送入后续的载波恢复和解调阶段。

以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种高速通信系统中的频域并行解调方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤一、

(1)将输入序列x(n)进行分段，每段有L＝N-M+1个点，其中N是分段后每段进行圆周卷积的长度，M是匹配滤波器的阶数；

(2)在分段后的第一段数据的前边补充M-1个零，在其余的每一段数据前边补上前一段末尾的M-1个序列值，每段构成N点序列x_i(n)，其中i是分段序列的编号，i≥1且为整数；

(3)对每段x_i(n)做N点FFT，得到相应的N点频域序列X_i(k)，其中对于第i段X_i(k)，0≤k≤N-1；

(4)在匹配滤波器M个系数后边补零至N点，并对其做N点FFT，然后与每段X_i(k)相乘，得到一组N点频域序列，将第i段频域序列记为R_i(k)；

步骤二、

根据下式获得第i段频域序列R_i(k)的定时误差估计值

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_i=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\left\{\arg \right[R_i\left(k\right)]-\arg [R_i(k+1/T)\left]\right\}---\left(10\right)$

其中T为码元周期；

或者采用下式获得定时误差估计值，对每段频域序列R_i(k)，选择2W组频点，要求选择的这2W组频点关于零频对称，定时误差估计值为

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_i=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\arg \left[\underset{k=-W}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}\exp \left({\mathrm{j\θ}}_{\mathrm{ik}}\right)\right]---\left(11\right)$

其中第i段的θ_ik：

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ik}}=\arg \left[R_i(-\frac{f_s}{2l}+\frac{{\mathrm{kf}}_s}{N})\right]-\arg \left[R_i(\frac{f_s}{2l}+\frac{{\mathrm{kf}}_s}{N})\right]=\arg [R_i\frac{(2l-1)}{2l}+k]-\arg [R_i\frac{N}{2l}+k];$

其中采样率为符号速率的l倍，即f_s＝l/T；

步骤三、

将系统要求的位定时误差估计精度值设定为定时误差的步进量ε_d；

在i≥2时：

若则修正定时误差估计值为

反之，修正定时误差估计值为

步骤四、

采用步骤二得到的定时误差的估计值

按照下式对由步骤一得到的第1段频域序列R₁(k)进行补偿，补偿后得到的频域序列R′₁(k)为：

$R_1^{\′}\left(k\right)=R_1\left(k\right)\exp ({j2\mathrm{kf}}_s{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{1}T/N)---\left(12\right)$

其中，T为码元周期，f_s为采样频率，N为频域序列R₁(k)的长度；

对i≥2的情况，采用步骤三得到的修正后的定时误差估计值

按照下式对由步骤一得到的第i段频域序列R_i(k)进行补偿，补充后得到的频域序列R′_i(k)：

$R_i^{\′}\left(k\right)=R_i\left(k\right)\exp ({j2\mathrm{\πkf}}_s{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_i^{\′}T/N)i\≥2---\left(13\right)$

步骤五、对修正后的每段频域序列R′_i(k)作IFFT，得到序列r_i(n)，舍去每段r_i(n)的前M-1个值，即为每个分段数据的正确输出；将最后得到的时域分段数据按先后顺序进行拼接后送入后续的载波同步和解调阶段。

2.根据权利要求1所述一种高速通信系统中的频域并行解调方法，其特征在于，N取2的整数次幂。

3.根据权利要求1所述一种高速通信系统中的频域并行解调方法，其特征在于，W的取值为4～5。

4.根据权利要求1-3任一所述一种高速通信系统中的频域并行解调方法，其特征在于，步骤二中所述定时误差估计值的计算过程和步骤一中匹配滤波过程共用FFT模块。

5.根据权利要求1-3任一所述一种高速通信系统中的频域并行解调方法，其特征在于，步骤二中，求相位的运算采用CORDIC算法实现。

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