JP2013527686A - コヒーレント光受信機における同相成分および直交成分の電力調整 - Google Patents

Abstract

光通信ネットワークの光コヒーレント受信機が開示される。この光コヒーレント受信機は、変調光信号を受信して、同相成分と直交成分とを生成するために、その変調光信号を処理するように構成される。この光コヒーレント受信機は、乗算ユニットと遡及的に接続されたデジタル回路とを備える電力調整器を備える。この乗算ユニットは、同位相利得と直角位相利得を、それぞれ同相成分と直交成分に乗算して、それによって、電力調整された同相成分と直交成分とを提供するように構成される。このデジタル回路は、電力調整された同相成分の電力と電力調整された直交成分の電力の和を示す共通利得、電力調整された同相成分の電力と電力調整された直交成分の電力との間の差を示す差分利得、ならびに、同位相利得および直角位相利得を、それぞれ、共通利得と差分利得との間の積および比率として計算するように構成される。

Description

本発明は、光通信の分野に関し、詳細には、光通信ネットワークのコヒーレント光受信機に関する。さらにより詳細には、本発明は、光通信ネットワークのコヒーレント光受信機における同相成分および直交成分の電力調整に関する。

知られている光通信ネットワークにおいて、デジタルデータは、一般に、変調光信号の形で送信される。詳細には、送信されることになるデジタルデータは、光搬送波をデジタル変調するために使用され、すなわち、光搬送波の１つもしくは複数のパラメータ（振幅および／または位相ならびに／あるいは周波数）は、デジタルデータによって異なり、それによって変調光信号を生成する。変調光信号は、以下の等式、すなわち：
ｓ（ｔ）＝Ａ ｃｏｓ（２πｆｔ−θ）＝［Ａ ｃｏｓθ］ｃｏｓ（２πｆｔ）＋［Ａ ｓｉｎθ］ｓｉｎ（２πｆｔ） ［１］
によって表現でき、式中、Ａは変調光信号の振幅であり、ｆは変調光信号の周波数であり、θは変調光信号の位相である。例えば、θが送信されることになるデジタルデータによって変化する位相変調（ＰＳＫ、ＤＰＳＫ、ＱＰＳＫなど）、ならびにＡおよびθの両方が送信されることになるデジタルデータによって変化する振幅位相変調（ＱＡＭなど）など、異なるタイプのデジタル変調が知られている。

変調光信号は、以下の等式、すなわち：
ｓ（ｔ）＝Ｉ ｃｏｓ（２πｆｔ）＋Ｑ ｓｉｎ（２πｆｔ） ［２］
によってさらに表現でき、式中、Ｉ＝Ａ ｃｏｓθは、一般に、同相成分と呼ばれ、一方、Ｑ＝Ａ ｓｉｎθは、一般に、直交成分と呼ばれる。

受信側で、変調光信号は、一般に、元のデジタルデータを取り出すために復調される。変調光信号を復調するのに適した、知られている受信機は、いわゆる「コヒーレント光受信機」である。

コヒーレント光受信機は、一般に、アナログ部分と、アナログデジタル変換部分と、デジタル部分とを備える。アナログ部分は、一般に、理想的には変調光信号ｓ（ｔ）の周波数ｆに等しい周波数を有する、２個の復調搬送波ｃｏｓ（２πｆｔ）およびｓｉｎ（２πｆｔ）を生成して、それらを変調光信号ｓ（ｔ）と混合し、その混合の結果を処理して、それを光電気的に変換し、それによって、その出力において、２個のアナログ電気信号の形で変調光信号ｓ（ｔ）の同相成分Ｉと直交成分Ｑとを提供する光電気回路を備える。次いで、アナログデジタル部分は、一般に、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑのアナログデジタル変換を実行し、デジタル部分は、最終的に、当初送信されたデジタルデータを取り出すために同相成分Ｉと直交成分Ｑとを処理する。

コヒーレント光受信機の適切な動作を可能にするために、アナログデジタル変換部分によって、かつ／またはデジタル部分によって受信される同相成分Ｉと直交成分Ｑは、両方とも常に公称値に等しい電力を有するべきである。

実際に、アナログデジタル変換部分に関して、その部分は、一般に、−Ｓａｔから＋Ｓａｔに及ぶ、いくつかの量子化レベル（一般に、２５６個の量子化レベル）を使用して、同相成分Ｉと直交成分Ｑとを量子化し、Ｓａｔは飽和値である（Ｓａｔの一般的な値は１２７である）。同相成分Ｉまたは直交成分Ｑの電力が飽和レベル超える場合、量子化は歪みを引き起こす。他方で、同相成分Ｉまたは直交成分Ｑの電力が飽和レベルよりもかなり低い場合、量子化のために、非常に減少された数の利用可能な量子化レベルだけが使用され、すなわち、量子化は、低過ぎる粒度を用いて実行される。上記の理由により、アナログデジタル変換部分の入力において、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑは、飽和値よりも若干低い電力を有するべきである。類似の考慮はデジタル部分にも適用される。

しかし、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの電力は、概して、経時的に変化する。

詳細には、光リンクに沿った伝送の間、共に伝搬している他の光信号との相互作用により、変調光信号ｓ（ｔ）の光強度は、概して、時間変化による影響を受ける。結果として、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの電力は、経時的に同じ量だけ変化する。本明細書において、かつ特許請求の範囲において、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの電力の同じ量だけの変化は「共通変化」と呼ばれる。

さらに、コヒーレント光受信機のアナログ部分は、概して、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑに関して異なる電力損失を引き起こす。そのような異なる電力損失は、アナログ部分内に含まれた構成要素の熱条件とその経年変化とにより、経時的に変化する。結果として、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの電力は、経時的に異なる量だけ変化する。本明細書において、かつ請求項において、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの電力の異なる量だけの変化は「差分変化」と呼ばれる。

同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの電力は、概して、共通変化と差分変化の両方による影響を受ける。

原則として、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの電力は、それぞれの成分の電力を実質的に公称値に等しく維持するために、ＡＣＧ（自動利得制御）機構を同相成分Ｉと直交成分Ｑとに別個に応用することによって調整され得る。

しかし、この技法は、不利なことに、共通変化と差分変化の両方を制御することができない。実際に、光リンクに沿った伝送の間に変調光信号の光強度が受ける時間変化は、一般に、非常に速いため、共通変化は概して非常に速い。他方で、コヒーレント光受信機のアナログ部分の熱条件の変化およびその経年変化は非常に遅い現象であるため、差分変化は概して非常に遅い。

したがって、不利なことに、同相成分Ｉと直交成分Ｑとに別個に応用されるＡＣＧ機構は、より速い共通変化とより遅い差分変化の両方を制御することができないことになる。これは、不利なことに、その間に同相成分Ｉおよび直交成分Ｑが異なる電力を有する過渡状態をもたらすことになる。

上記の説明に照らして、本出願者は、前述の欠点を克服する、すなわち、その共通変化とその差分変化の両方を制御できるように、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの電力を調整することができるコヒーレント光受信機を提供するという課題に直面した。

第１の態様によれば、本発明は、変調光信号を受信して、同相成分と直交成分とを生成するために、変調光信号を処理するように構成されている、光通信ネットワークの光コヒーレント受信機であって：
− 同位相利得によって同相成分を乗算して、それによって、電力調整された同相成分を提供し、直角位相利得によって直交成分を乗算して、それによって、電力調整された直交成分を提供するように構成された乗算ユニットと、
− 乗算ユニットの出力と入力との間で遡及的に接続され、
− 電力調整された同相成分の電力と電力調整された直交成分の電力の和を示す共通利得、および電力調整された同相成分の電力と電力調整された直交成分の電力との間の差を示す差分利得、ならびに
− 共通利得と差分利得との間の積として同位相利得、および共通利得と差分利得との間の比率として直角位相利得
を計算するように構成されたデジタル回路とを備えた電力調整器を備える、光通信ネットワークの光コヒーレント受信機を提供する。

好ましくは、光コヒーレント受信機は、電力調整器の入力において接続されたアナログデジタルユニットをさらに備え、そのアナログデジタルユニットは、光コヒーレント受信機において生成されたクロック信号のそれぞれのクロック周期でＮ個の同相成分サンプルとＮ個の直交成分サンプルとを電力調整器に提供するために、同相成分と直交成分とをサンプリングするように構成されており、Ｎは１以上の整数である。

この場合、好ましくは、乗算ユニットは、同位相利得によってＮ個の同相成分サンプルを乗算して、それによって、Ｎ個の電力調整された同相成分サンプルを提供し、直角位相利得によってＮ個の直交成分サンプルを乗算して、それによって、Ｎ個の電力調整された直交成分サンプルを提供するように構成されたデジタルユニットである。

あるいは、乗算ユニットはアナログユニットである。

この場合、好ましくは、電力調整器は、乗算ユニットの出力において接続されたアナログデジタルユニットを備え、そのアナログデジタルユニットは、光コヒーレント受信機において生成されたクロック信号のそれぞれのクロック周期でＮ個の電力調整された同相成分サンプルとＮ個の電力調整された直交成分サンプルとを提供するために、電力調整された同相成分と電力調整された直交成分とをサンプリングするように構成されており、Ｎは１以上の整数である。

好ましくは、デジタル回路は、Ｎ個の電力調整された同相成分サンプルとＮ個の電力調整された直交成分サンプルとを受信して、以下の等式、すなわち：

に従って、共通メトリックを計算するように構成された演算モジュールを備え、ｃは共通メトリックであり、Ｉ’_ｋはＮ個の電力調整された同相成分サンプルであり、Ｑ’_ｋはＮ個の電力調整された直交成分サンプルである。

あるいは、デジタル回路は、Ｎ個の電力調整された同相成分サンプルとＮ個の電力調整された直交成分サンプルとを受信して、以下の等式、すなわち：

に従って、共通メトリックを計算するように構成された演算モジュールを備え、ｃは共通メトリックであり、Ｉ’_ｋはＮ個の電力調整された同相成分サンプルであり、Ｑ’_ｋはＮ個の電力調整された直交成分サンプルである。

好ましくは、デジタル回路は、演算モジュールの出力において接続された、加算器、共通乗算器、および共通アキュムレータのカスケードをさらに備え：
− 加算器はｃ−２Ｔを計算するように構成され、Ｔは電力調整された同相成分の電力および電力調整された直交成分の電力が達すべき目標値であり、
− 共通乗算器はＳ_ｃ・（ｃ−２Ｔ）を計算するように構成され、Ｓ_ｃは共通ループ利得であり、
− 共通アキュムレータは、Ｓ_ｃ・（ｃ−２Ｔ）をその内容に加えることによって、その内容を更新し、それによって、更新された共通内容を提供するように構成される。

好ましくは、演算モジュールは、以下の等式、すなわち：

に従って、差分メトリックを計算するようにさらに構成され、ｄは差分メトリックであり、Ｉ’_ｋはＮ個の電力調整された同相成分サンプルであり、Ｑ’_ｋはＮ個の電力調整された直交成分サンプルである。

好ましくは、デジタル回路は、演算モジュールの出力において接続された、差分乗算器および差分アキュムレータのカスケードをさらに備え：
− 差分乗算器はＳ_ｄ・ｄを計算するように構成され、Ｓ_ｄは差分ループ利得であり、
− 差分アキュムレータは、Ｓ_ｄ・ｄをその内容に加えることによって、その内容を更新し、それによって、更新された差分の内容を提供するように構成される。

好ましくは、差分ループ利得は共通ループ利得よりも低い。

好ましくは、デジタル回路は、共通アキュムレータと差分アキュムレータの両方に接続された同位相加算器と直角位相加算器とをさらに備え：
− 同位相加算器は、更新された共通の内容と更新された差分の内容の和を提供するように構成され、
− 直角位相加算器は、更新された共通の内容と更新された差分の内容との間の差を提供するように構成される。

好ましくは、デジタル回路は、同位相加算器と乗算ユニットとの間に接続された同位相指数モジュールと、直角位相加算器と乗算ユニットとの間に接続された直角位相指数モジュールとをさらに備え：
− 同位相指数モジュールは、上記和の負の指数関数として同位相利得を計算するように構成され、
− 直角位相指数モジュールは、上記差の負の指数関数として直角位相利得を計算するように構成される。

その第２の態様によれば、本発明は、先行の請求項のうちのいずれかに記載の光コヒーレント受信機を備えた通信ネットワークのノードを提供する。

その第３の態様によれば、本発明は、光通信ネットワークの光コヒーレント受信機において受信された変調光信号の同相成分および直交成分の電力を調整するための方法であって：
− 同位相利得によって同相成分を乗算して、それによって、電力調整された同相成分を提供し、直角位相利得によって直交成分を乗算して、それによって、電力調整された直交成分を提供するステップと、
− 電力調整された同相成分の電力と電力調整された直交成分の電力の和を示す共通利得、および電力調整された同相成分の電力と電力調整された直交成分の電力との間の差を示す差分利得、ならびに
− 共通利得と差分利得との間の積として同位相利得、および共通利得と差分利得の間の比率として直角位相利得
− を遡及的に計算するステップ：
とを含む、方法を提供する。

本発明の実施形態は、添付の図面を参照して、限定ではなく、例示として提示される以下の詳細な説明を読むことによってより良好に理解されよう。

本発明の第１の実施形態によるコヒーレント光受信機のブロック図である。 図１のコヒーレント光受信機内に含まれた電力調整器のより詳細なブロック図である。 本発明の第２の実施形態によるコヒーレント光受信機のブロック図である。 図３のコヒーレント光受信機内に含まれた電力調整器のより詳細なブロック図である。 本発明の第３の実施形態によるコヒーレント光受信機のブロック図である。

図１は、本発明の第１の実施形態によるコヒーレント光受信機ＲＸを概略的に示す。

コヒーレント光受信機ＲＸは、好ましくは、アナログ部分ＡＰと、同位相アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｉと、直角位相アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｑと、電力調整器ＰＡと、デジタル部分ＤＰとを備える。コヒーレント光受信機ＲＸは、図１に示されず、本明細書に無関係であるため説明されない、さらなるモジュールを備えることも可能である。

アナログ部分ＡＰは、好ましくは、コヒーレント光受信機ＲＸの入力に実質的に対応する入力と、２個の出力とを有する。アナログ部分ＡＰは、好ましくは、光学的構成要素、電気的構成要素、および電気光学的構成要素の構成として実装される。アナログ部分ＡＰの物理的実装は本明細書には無関係であるため、詳細に説明されない。

好ましくは、同位相アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｉおよび直角位相アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｑは、アナログ部分ＡＰの出力に接続される。電力調整器ＰＡは、好ましくは、２個の入力と２個の出力とを有する。同位相アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｉおよび直角位相アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｑの出力は、好ましくは、電力調整器ＰＡの入力に接続される。デジタル部分ＤＰは、好ましくは、電力調整器ＰＡの出力に接続された２個の入力を有する。

変調光信号ｓ（ｔ）＝Ａ ｃｏｓ（２πｆｔ−θ）が光コヒーレント受信機ＲＸの入力において受信されるとき、アナログ部分ＡＰは、好ましくは、変調光信号ｓ（ｔ）の同相成分Ｉと変調光信号ｓ（ｔ）の直交成分Ｑとを生成するために、その変調光信号を処理する。アナログ部分ＡＰによって出力された同相成分Ｉと直交成分Ｑは両方とも、好ましくは、アナログ電気信号の形である。アナログ部分ＡＰの動作は、本明細書に無関係であるため、これ以上詳細に説明されない。

次いで、この第１の実施形態によれば、同位相アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｉは、好ましくは、同相成分Ｉをサンプリングして、それによって、一続きの同相成分サンプルＩ_ｋを生成する。実質的に同時に、直角位相アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｑは、好ましくは、直交成分Ｑをサンプリングして、それによって、一続きの直交成分サンプルＱ_ｋを生成する。

好ましくは、電力調整器ＰＡは、同相成分サンプルＩ_ｋを受信して、同位相利得Ｇ_Ｉをそれらに乗算し、それによって、その出力において対応する電力調整された同相成分サンプルＩ’_ｋを提供する。実質的に同時に、電力調整器ＰＡは、直交成分サンプルＱ_ｋを受信して、直角位相利得Ｇ_Ｑをそれらに乗算し、それによって、その出力において、対応する電力調整された直交成分サンプルＱ’_ｋを提供する。好ましくは、同位相利得Ｇ_Ｉおよび直角位相利得Ｇ_Ｑは、以下の等式によって与えられる：
Ｇ_Ｉ＝Ｇ_Ｃ・Ｇ_Ｄ ［４ａ］
Ｇ_Ｑ＝Ｇ_Ｃ／Ｇ_Ｄ ［４ｂ］
式中、本明細書において後でさらに詳細に説明されるように、Ｇ_Ｃは、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの電力の考えられる共通変化を制御するのに適した、速く変化する共通利得であり、一方、Ｇ_Ｄは同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの電力の考えられる差分変化を制御するのに適した、遅く変化する差分利得である。同位相利得Ｇ_Ｉおよび直角位相利得Ｇ_Ｑは、好ましくは、本明細書において後でさらに詳細に説明されるように、同相成分サンプルＩ_ｋと直交成分サンプルＱ_ｋとに基づいて、電力調整器ＰＡによって計算される。

次いで、電力調整器ＰＡは、好ましくは、電力調整された同相成分サンプルＩ’_ｋと電力調整された直交成分サンプルＱ’_ｋとをデジタル部分ＤＰに転送し、デジタル部分ＤＰは、当初送信されたデジタルデータを取り出すためにそれらを処理する。デジタル部分ＤＰの動作は、変調光信号ｓ（ｔ）に加えられるデジタル変調のタイプに依存し、本明細書に無関係であるため、さらに詳細に説明されない。

図２を参照すると、本発明の第１の実施形態による電力調整器ＰＡが次に詳細に説明される。

電力調整器ＰＡは、好ましくは、同位相乗算器Ｍ_Ｉと、直角位相乗算器Ｍ_Ｑと、演算モジュールＣと、加算器Ｓと、共通乗算器Ｍ_Ｃと、差分乗算器Ｍ_Ｄと、共通アキュムレータＡＣＣ−Ｃと、差分アキュムレータＡＣＣ−Ｄと、同位相加算器Ｓ_Ｉと、直角位相加算器Ｓ_Ｑと、同位相指数モジュールＰ_Ｉと、直角位相指数モジュールＰ_Ｑとを備える。すべての上述の構成要素は、好ましくは、デジタル構成要素であり、これらの構成要素は、ＡＳＩＣとして実装されることが可能である。

電力調整器ＰＡの上記の構成要素は、好ましくは、２つの部分的に重複しているフィードバックループに従って構成され、これらの２つのフィードバックループは、上記の等式［４ａ］および［４ｂ］に従って、同位相利得Ｇ_Ｉと直角位相利得Ｇ_Ｑとを計算するように構成されている。

詳細には、同位相乗算器Ｍ_Ｉの入力のうちの１つ、および直角位相乗算器Ｍ_Ｑの入力のうちの１つは、電力調整器ＰＡの入力に対応する。さらに、好ましくは、同位相乗算器Ｍ_Ｉの出力および直角位相乗算器Ｍ_Ｑの出力は、電力調整器ＰＡの出力に対応する。

演算モジュールＣは、２個の入力と２個の出力とを有する。同位相乗算器Ｍ_Ｉおよび直角位相乗算器Ｍ_Ｑの出力は、演算モジュールＣの入力に接続される。演算モジュールＣの出力のうちの１つは、加算器Ｓを介して共通乗算器Ｍ_Ｃに接続されるのに対して、もう１つの出力は、差分乗算器Ｍ_Ｄに直接的に接続される。共通乗算器Ｍ_Ｃは、好ましくは、共通アキュムレータＡＣＣ−Ｃに接続されるのに対して、差分乗算器Ｍ_Ｄは、好ましくは、差分アキュムレータＡＣＣ−Ｄに接続される。共通アキュムレータＡＣＣ−Ｃおよび差分アキュムレータＡＣＣ−Ｄの出力は、好ましくは、同位相加算器Ｓ_Ｉと直角位相加算器Ｓ_Ｑの両方の入力に接続される。次いで、同位相加算器Ｓ_Ｉは、同位相乗算器Ｍ_Ｉの入力のうちの１つにおいて接続される同位相指数モジュールＰ_Ｉに接続される。同様に、直角位相加算器Ｓ_Ｑは、直角位相乗算器Ｍ_Ｑの入力のうちの１つに接続される直角位相指数モジュールＰ_Ｑに接続される。

電力調整器ＰＡは、好ましくは、受信機ＲＸ内に含まれたクロックユニット（図示せず）からクロック信号を受信して、電力調整器ＰＡのすべての構成要素に、それらの動作を同期化するために、そのクロック信号を提供するように構成されたクロック入力（やはり、図示せず）をさらに備える。

図２に示される様々な要素の機能は、専用ハードウェア、プログラマブルハードウェア、または適切なソフトウェアと連携して、ソフトウェアを実行することができるハードウェアの使用を介して提供されることが可能である。詳細には、図２に示される様々な要素の機能は、好ましくは、１つもしくは複数の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）および／または１つもしくは複数のフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）の使用を介して提供される。好ましくは、図２に示される様々な要素の機能は、単一のＡＳＩＣまたは単一のＦＰＧＡの使用を介して提供される。

図２の電力調整器ＰＡの動作が次に詳細に説明される。

上で説明されたように、電力調整器ＰＡは、好ましくは、その入力において、同位相アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｉおよび直角位相アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｑから、それぞれ同相成分サンプルＩ_ｋと直交成分サンプルＱ_ｋとを受信する。詳細には、受信されたクロック信号のそれぞれのクロック周期において、電力調整器ＰＡは、好ましくは、その入力において、Ｎ個の同相成分サンプルＩ_ｋとＮ個の直交成分サンプルＱ_ｋとを受信し、Ｎは１以上の整数である。整数Ｎは、好ましくは、１２８に等しい。

それぞれのクロック周期において、同位相乗算器Ｍ_Ｉは、好ましくは、現在、同位相指数モジュールＰ_Ｉによって出力されている（かつ、前のクロック周期の間に計算されている）同位相利得Ｇ_ＩをＮ個の同相成分サンプルＩ_ｋに乗算し、それによって、電力調整器ＰＡの出力において、Ｎ個の対応する電力調整された同相成分サンプルＩ’_ｋを提供する。実質的に同時に、直角位相乗算器Ｍ_Ｑは、好ましくは、現在、直角位相指数モジュールＰ_Ｑによって出力されている（かつ、前のクロック周期の間に計算されている）直角位相利得Ｇ_ＱをＮ個の直交成分サンプルＱ_ｋに乗算し、それによって、電力調整器ＰＡの出力において、Ｎ個の対応する電力調整された直交成分サンプルＱ’_ｋを提供する。

好ましくは、Ｎ個の電力調整された同相成分サンプルＩ’_ｋおよびＮ個の電力調整された直交成分サンプルＱ’_ｋは演算モジュールＣにおいても受信される。演算モジュールＣには、好ましくは、Ｎ個のサンプルＩ’_ｋとＮ個のサンプルＱ’_ｋとを記憶するのに適した、１つまたは複数の記憶デバイスが提供される。

次いで、演算モジュールＣは、好ましくは、共通メトリックｃと差分メトリックｄとを計算する。共通メトリックｃは、好ましくは、現在のクロック周期の間の乗算後の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの電力の和を示す。他方で、差分メトリックｄは、好ましくは、現在のクロック周期の間の乗算後の同相成分Ｉの電力と直交成分Ｑの電力との間の差を示す。詳細には、共通メトリックｃおよび差分メトリックｄは、好ましくは、以下の等式に従って計算される：

次いで、共通メトリックｃは、加算器Ｓに、共通乗算器Ｍ_Ｃに、次いで、共通アキュムレータＡＣＣ−Ｃに転送される。加算器Ｓは、好ましくは、共通メトリックｃから２Ｔを減算し、共通乗算器Ｍ_Ｃは、その結果に共通ループ利得Ｓ_ｃを乗算し、共通アキュムレータＡＣＣ−Ｃは、好ましくは、その内容にその乗算の結果を加えることによって、その内容を更新する。本明細書において後により詳細に説明されるように、Ｔは、目標値、すなわち、共通利得Ｇ_Ｃを計算するのに適したフィードバックループが安定状態に達したとき、サンプルＩ’_ｋおよびＱ’_ｋの電力が達するべき値である。目標値Ｔは、デジタル部分ＤＰの特徴（すなわち、デジタル部分ＤＰの飽和値および粒度）に従って構成されることが可能であり、かつ場合によっては、変更されることが可能である。

実質的に同時に、差分メトリックｄは、差分乗算器Ｍ_Ｄに、次いで、差分アキュムレータＡＣＣ−Ｄに転送される。差分乗算器Ｍ_Ｄは、その結果に差分ループ利得Ｓ_ｄを乗算し、差分アキュムレータＡＣＣ−Ｄは、好ましくは、その内容にその乗算の結果を加えることによって、その内容を更新する。

現在のクロック周期の間に更新された共通アキュムレータＡＣＣ−Ｃの内容ａ_ｃ［ｎ］および差分アキュムレータＡＣＣ−Ｄの内容ａ_ｄ［ｎ］は、したがって、２つの以下の等式によって与えられる：
ａ_ｃ［ｎ］＝ａ_ｃ［ｎ−１］＋Ｓ_ｃ・（ｃ−２ｔ） ［６ａ］
ａ_ｄ［ｎ］＝ａ_ｄ［ｎ−１］＋Ｓ_ｄ・ｄ ［６ｂ］
式中、ａ_ｃ［ｎ−１］およびａ_ｄ［ｎ−１］は、それぞれ、前のクロック周期の終了時の（すなわち、現在のクロック周期において実行される更新前の）アキュムレータＡＣＣ−ＣおよびＡＣＣ−Ｄの内容である。基本的に、アキュムレータＡＣＣ−Ｃ、ＡＣＣ−Ｄは、それぞれ、共通メトリックｃおよび差分メトリックｄの積分を計算するデジタル積分器として機能する。共通メトリックｃと差分メトリックｄの積分は、有利なことに、成分ＩおよびＱの共通変化ならびに差分変化の「円滑化」を可能にし、したがって、基本的に、同位相利得Ｇ_Ｉおよび直角位相利得Ｇ_Ｑに関して低域フィルタリング機能を提供する。

有利なことに、共通ループ利得Ｓ_ｃおよび差分ループ利得Ｓ_ｄの値は、独立して選択されることが可能である。好ましくは、これらの値は、０＜Ｓ_ｄ＜Ｓ_ｃ＜＜１になるように選択される。有利なことに、これは、差分アキュムレータＡＣＣ−Ｄの内容の経時的な変化が共通アキュムレータＡＣＣ−Ｃの内容の経時的な変化よりもかなり遅いことを意味する。

アキュムレータＡＣＣ−ＤおよびＡＣＣ−Ｃの更新された内容ａ_ｄ［ｎ］およびａ_ｃ［ｎ］は、次いで、同位相加算器Ｓ_Ｉと直角位相加算器Ｓ_Ｑとに転送される。同位相加算器Ｓ_Ｉは、ａ_ｃ［ｎ］＋ａ_ｄ［ｎ］を計算して、以下の等式に従って、同位相利得Ｇ_Ｉを計算する同位相指数モジュールＰ_Ｉにその和を送る：

さらに、直角位相加算器Ｓ_Ｑは、ａ_ｃ［ｎ］−ａ_ｄ［ｎ］を計算して、以下の等式に従って、直角位相利得Ｇ_Ｑを計算する直角位相指数モジュールＰ_Ｑにその差を送る：

すなわち、同位相利得Ｇ_Ｉおよび直角位相利得Ｇ_Ｑは、内容ａ_ｄ［ｎ］およびａ_ｃ［ｎ］の非線形マッピングを介して計算される。これは、基本的に、同位相利得Ｇ_Ｉおよび直角位相利得Ｇ_Ｑの対数制御を提供する。

現在受信されているＮ個のサンプルＩ’_ｋとＮ個のサンプルＱ’_ｋとに基づいて、現在のクロック周期の間に等式［７ａ］と［７ｂ］とに従って計算された同位相利得Ｇ_Ｉおよび直角位相利得Ｇ_Ｑは、次いで、次のクロック周期の間に受信されることになるＮ個のサンプルＩ’_ｋとＮ個のサンプルＱ’_ｋとを乗算するために使用されることになる。

電力調整器ＰＡの上記の動作は、好ましくは、それぞれのクロック周期で繰り返される。

等式［７ａ］と［７ｂ］とに従って計算された同位相利得Ｇ_Ｉおよび直角位相利得Ｇ_Ｑは：

を条件として、上記の等式［４ａ］および［４ｂ］に従って計算された同位相利得Ｇ_Ｉおよび直角位相利得Ｇ_Ｑに対応する点に留意されたい。

したがって、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの電力が実質的に目標値Ｔに等しい場合、共通メトリックｃは実質的に２Ｔに等しく、したがって、加算器Ｓの出力は、実質的にゼロに等しい。したがって、共通アキュムレータＡＣＣ−Ｃの内容は、実質的に、一定であり（または、若干変動し）、結果として、共通利得

も実質的に一定である。すなわち、共通利得を計算するフィードバックループは、基本的にその安定状態にある。例として、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑがその電力に共通な増大を経験する場合、共通メトリックｃは２Ｔよりも高くなり、それに応じて、加算器Ｓの出力は正になる。したがって、共通アキュムレータＡＣＣ−Ｃの内容は増大し、結果として、共通利得

は減少する。したがって、同位相利得Ｇ_Ｉと直角位相利得Ｇ_Ｑは両方とも、同じ量だけ減少し、それに応じて、成分Ｉと成分Ｑの両方の電力は同じ量だけ減少する。この機構は、安定状態に再度達するまで（すなわち、ＩおよびＱの電力が再度実質的にＴに等しくなるまで）続く。共通利得

がその安定状態値に向けて進む速度は、基本的に、共通ループ利得Ｓ_ｃに依存する。

他方で、同相成分Ｉの電力が直交成分Ｑの電力に等しいとき、差分メトリックｄは実質的にゼロに等しい。したがって、差分アキュムレータＡＣＣ−Ｄの内容は、実質的に一定であり（または、若干変動し）、その結果、差分利得

は実質的に一定である。すなわち、差分利得を計算するフィードバックループは、基本的にその安定状態にある。例として、同相成分Ｉの電力が直交成分Ｑの電力に対して相対的に増大する場合、差分メトリックｄは正になる。したがって、差分アキュムレータＡＣＣ−Ｄの内容は増大し、その結果、差分利得

は減少する。したがって、同位相利得Ｇ_Ｉは所与の量だけ減少するのに対して、直角位相利得Ｇ_Ｑは同じ量だけ増大する。したがって、成分Ｉの電力は所与の量だけ減少するのに対して、成分Ｑの電力は同じ量だけ増大する。この機構は、安定状態に再度達するまで（Ｉの電力がＱの電力に等しくなるまで）続く。差分利得

がその安定状態値に向けて進む速度は、基本的に、差分ループ利得Ｓ_ｄに依存する。

上で説明されたコヒーレント光受信機ＲＸ（および、詳細には、その中に含まれた電力調整器ＰＡ）は、有利なことに、その共通変化とその差分変化の両方を制御できるように、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの電力を調整することができる。

実際に、電力調整器ＰＡによって計算された同位相利得Ｇ_Ｉおよび直角位相利得Ｇ_Ｑは、有利なことに、より速い形で変化し、共通変化を補償する共通利得

と、より遅い形で変化し、差分変化を補償する差分利得

の両方を含む。

共通利得Ｇ_Ｃおよび差分利得Ｇ_Ｄは、２つの異なるメトリックｃおよびｄに従って、２つの異なるフィードバックループによって独立して計算されるため、共通変化および差分変化は、有利なことに、独立して制御される。

有利なことに、共通ループ利得Ｓ_ｃと差分ループ利得Ｓ_ｄとを適切に選ぶことによって、共通利得Ｇ_Ｃおよび差分利得Ｇ_Ｄの調整速度は独立して選択されることが可能である。したがって、０＜Ｓ_ｄ＜Ｓ_ｃ＜＜１を選択することによって、共通利得Ｇ_Ｃは、より速い形で変化することになり（それによって、より速い共通変化を補償し）、一方で、差分利得Ｇ_Ｄは、より遅い形で変化することになる（それによって、より遅い差分変化を補償することになる）。

さらに、同位相利得Ｇ_Ｉおよび直角位相利得Ｇ_Ｑの対数制御は、有利なことに、演算モジュールＣにおいて受信されたサンプルＩ’_ｋおよびＱ’_ｋの電力に依存せずに、同位相利得Ｇ_Ｉおよび直角位相利得Ｇ_Ｑの調整速度を実質的に一定に保つことを可能にする。

さらに、有利なことに、電力調整器ＰＡは実施が非常に簡単である。実際に、同位相利得Ｇ_Ｉおよび直角位相利得Ｇ_Ｑは、非常に簡単な構成要素を使用して計算される。詳細には、等式［４ｂ］内に含まれた除算Ｇ_Ｄ／Ｇ_Ｃを実施することは非常に複雑なデジタル回路を必要とすることになるが、上記の等式［７ｂ］に従って直角位相利得Ｇ_Ｑの計算を実施するために必要とされるデジタル回路は、有利なことに、非常に簡単である。実際に、等式［７ｂ］の実施は、基本的に、アキュムレータＡＣＣ−Ｃ、ＡＣＣ−Ｄと、直角位相加算器Ｓ_Ｑと、直角位相指数モジュールＳ_Ｑとを必要とする。他方で、上記の等式［７ｂ］による直角位相利得Ｇ_Ｑの計算は、等式［４ｂ］内に含まれた除算Ｇ_Ｄ／Ｇ_Ｃの計算よりもずっと速い。直角位相利得Ｇ_Ｑの計算は、クロック周期ごとに実行されなければならず、サンプルＩ’_ｋおよびＱ’_ｋの処理において遅延をもたらすべきでないため、これは非常に有利である。

第１の実施形態の第１の改変形態によれば、共通メトリックｃは、（基本的に、ユークリッドノルムの近似を提供する）等式［５ａ］を使用する代わりに、以下の等式、すなわち：

に従って、近似され得る。

等式［５ａ’］は、基本的に、Ｌ１ノルムの平均に基づく等式［５ａ］の近似である。平方演算または平方根の演算のいずれも実施されなくてよいため、これは、有利なことに、演算モジュールＣの構造の簡素化を可能にする。

この第１の実施形態の第２の改変形態によれば、共通メトリックｃは、以下の等式、すなわち：

に従って近似され得る。

等式［５ａ”］は、基本的に、等式［５ａ’］に従って計算された近似よりもより正確な、等式［５ａ”］のさらなる近似である。実際に、等式［５ａ］は、円上に存在する点が同じノルムを有するユークリッドノルムである。他方で、等式［５ａ’］は、４５°だけ傾斜した正方形上に存在する点が同じノルムを有するＬ１ノルムである。さらなる等式［５ａ”］は、八角形上に存在する点が同じノルムを有する、さらなるタイプのノルムである。八角形は正方形よりも円をより良好に近似するので、等式［５ａ”］は等式［５ａ’］よりもより良好な、等式［５ａ］の近似である。

等式［５ａ”］が、等式［５ａ’］よりもより複雑であっても、等式［５ａ”］は平方演算または平方根演算のいずれも含まないため、その実施は、有利なことに、依然として非常に簡単である。すなわち、等式［５ａ］”は、（共通メトリックｃの厳密値を提供するが、実施するには多少複雑な）等式［５ａ］と、（共通メトリックｃの粗い近似を提供するが、実施が非常に簡単な）等式［５ａ’］との間のトレードオフである。

図３は、本発明の第２の実施形態によるコヒーレント光受信機ＲＸ’を概略的に示す。

コヒーレント光受信機ＲＸ’の構造は、図１のコヒーレント光受信機ＲＸの構造に類似する。しかし、図１のコヒーレント光受信機ＲＸとは異なり、アナログ部分ＡＰの出力は、電力調整器ＰＡ’に直接的に接続される。したがって、この第２の実施形態によれば、アナログ部分ＡＰによって出力された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑは、アナログの形で電力調整器ＰＡ’に提供される。

次に図４を参照すると、本発明の第２の実施形態による電力調整器ＰＡ’の構造は、図２の電力調整器ＰＡの構造に類似する。したがって、詳細な説明は、繰り返されない。しかし、図２の電力調整器ＰＡと異なって、同位相乗算器Ｍ_Ｉおよび直角位相乗算器Ｍ_Ｑは、アナログ乗算器である。加えて、電力調整器ＰＡ’は、好ましくは、同位相乗算器Ｍ_Ｉの出力において接続された同位相アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｉと、直角位相乗算器Ｍ_Ｑの出力において接続された直角位相アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｑとを備える。電力調整器ＰＡ’の他の構成要素は、本発明の第１の実施形態による電力調整器ＰＡに類似したデジタル構成要素である。

（アナログ乗算器を除いて）図４に示される様々な要素の機能は、専用のハードウェア、プログラマブルハードウェア、または適切なソフトウェアと連携して、ソフトウェアを実行することができるハードウェアの使用を介して提供されることが可能である。詳細には、（アナログ乗算器を除いて）図４に示される様々な要素の機能は、好ましくは、アナログ乗算器と協働している、１つもしくは複数の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）および／または１つもしくは複数のフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）の使用を介して提供される。好ましくは、（アナログ乗算器を除いて）図４に示される様々な要素の機能は、アナログ乗算器と協働している単一のＡＳＩＣまたは単一のＦＰＧＡの使用を介して提供される。

図４の電力調整器ＰＡ’の動作が次に詳細に説明される。

上で説明されたように、電力調整器ＰＡ’は、好ましくは、その入力において、アナログの形で同相成分Ｉおよび直交成分Ｑをアナログ部分ＡＰから受信する。

同位相乗算器Ｍ_Ｉは、好ましくは、同位相指数モジュールＰ_Ｉによって現在出力されている同位相利得Ｇ_Ｉを同相成分Ｉに乗算し、それによって、その出力において、電力調整された同相成分Ｉ’を連続的に提供する。実質的に同時に、直角位相乗算器Ｍ_Ｑは、好ましくは、直角位相指数モジュールＰ_Ｑによって現在出力されている直角位相利得Ｇ_Ｑを直交成分Ｑに連続的に乗算し、それによって、その出力において、電力調整された直交成分Ｑ’を連続的に提供する。

次いで、同位相アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｉは、好ましくは、電力調整された同相成分Ｉ’をサンプリングし、それによって、一続きの電力調整された同相成分サンプルＩ’_ｋを生成する。実質的に同時に、直角位相アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｑは、好ましくは、電力調整された直交成分Ｑ’をサンプリングし、それによって、一続きの電力調整された直交成分サンプルＱ’_ｋを生成する。詳細には、それぞれのクロック周期でＮ個の電力調整された同相成分サンプルＩ’_ｋとＮ個の電力調整された直交成分サンプルＱ’_ｋとが生成されて、電力調整器ＰＡ’の出力において提供され、Ｎは、１以上の整数である。整数Ｎは、好ましくは１２８に等しい。

Ｎ個の電力調整された同相成分サンプルＩ’_ｋおよびＮ個の電力調整された直交成分サンプルＱ’_ｋは、好ましくは、演算モジュールＣにおいても受信される。同位相利得Ｇ_Ｉと直角位相利得Ｇ_Ｑとを計算するための、Ｎ個の電力調整された同相成分サンプルＩ’_ｋおよびＮ個の電力調整された直交成分サンプルＱ’_ｋのその後の処理は、本発明の第１の実施形態による電力調整器ＰＡによって実行される上述の処理と実質的に同一である。したがって、そのような処理は、単に短く要約される。

まず、それぞれのクロック周期でＮ個の電力調整された同相成分サンプルＩ’_ｋおよびＮ個の電力調整された直交成分サンプルＱ’_ｋは、好ましくは、共通メトリックｃと差分メトリックｄとを計算するために、演算モジュールＣによって処理される。共通メトリックｃは、上記の等式［５ａ］、［５ａ’］、または［５ａ”］のうちのいずれかに従って計算されることが可能である。差分メトリックｄは、好ましくは、上記の等式［５ｂ］に従って計算される。

次いで、共通メトリックｃは、加算器Ｓに、次いで、共通乗算器Ｍ_Ｃに、次いで、上記の等式［６ａ］に従って、その内容を更新するために、その共通メトリックｃを使用する共通アキュムレータＡＣＣ−Ｃに転送される。実質的に同時に、差分メトリックｄは、差分乗算器Ｍ_Ｄに、次いで、上記の等式［６ｂ］に従って、その内容を更新するために、その差分メトリックｄを使用する差分アキュムレータＡＣＣ−Ｄに転送される。この第２の実施形態によれば、加算器Ｓによって使用される公称値Ｔは、同位相アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｉおよび直角位相アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｑの特徴（すなわち、その飽和値およびその粒度）に依存する点に留意されたい。

次いで、アキュムレータＡＣＣ−ＤならびにＡＣＣ−Ｃの更新された内容ａ_ｄ［ｎ］およびａ_ｃ［ｎ］が同位相加算器Ｓ_Ｉおよび直角位相加算器Ｓ_Ｑに転送される。同位相加算器Ｓ_Ｉは、ａ_ｃ［ｎ］＋ａ_ｄ［ｎ］を計算して、上記の等式「７ａ」に従って同位相利得Ｇ_Ｉを計算する同位相指数モジュールＰ_Ｉにその和を送る。さらに、直角位相加算器Ｓ_Ｑは、ａ_ｃ［ｎ］−ａ_ｄ［ｎ］を計算して、上記の等式［７ｂ］に従って直角位相利得Ｇ_Ｑを計算する直角位相指数モジュールＰ_Ｑにその差を送る。

Ｎ個の現在受信されているサンプルＩ’_ｋおよびＱ’_ｋに基づいて、現在のクロック周期の間に等式［７ａ］および［７ｂ］に従って計算された同位相利得Ｇ_Ｉおよび直角位相利得Ｇ_Ｑは、次いで、次のクロック周期の間に成分ＩおよびＱを乗算するために使用されることになる。

したがって、第１の実施形態によれば、電力調整はデジタル部分ＤＰの入力において実行されるのに対して、この第２の実施形態によれば、電力調整は、アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｉ、Ａ／Ｄ_Ｑの入力において実行され、アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｉ、Ａ／Ｄ_Ｑは、電力調整器ＰＡ’自体に統合されている。

また、第２の実施形態によるコヒーレント光受信機ＲＸ’（および、詳細には、その中に含まれた電力調整器ＰＡ’）は、したがって、有利なことに、その共通変化とその差分変化の両方を制御できるように、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの電力を調整することができ、実質的に、第１の実施形態による電力調整器ＰＡと同じ利点を有する。

加えて、第２の実施形態によれば、同相成分および直交成分の電力調整は、それらの同相成分および直交成分がアナログデジタル変換器の入力において提供される前に実行されるため、アナログデジタル変換器の動作は改善される。

図５は、本発明の第３の実施形態によるコヒーレント光受信機ＲＸ”を概略的に示す。

コヒーレント光受信機ＲＸ”は、基本的に、第１の実施形態によるコヒーレント光受信機ＲＸ（図１）と、第２の実施形態によるコヒーレント光受信機ＲＸ’（図３）の組合せである。

詳細には、コヒーレント光受信機ＲＸ”は、アナログ部分ＡＰと、アナログ部分ＡＰの出力において接続された第１の電力調整器ＰＡ１と、第１の電力調整器ＰＡ１の出力において接続された第２の電力調整器ＰＡ２と、第２の電力調整器ＰＡ２の出力において接続されたデジタル部分ＤＰとを備える。

好ましくは、第１の電力調整器ＰＡ１は、本発明の第２の実施形態による電力調整器ＰＡ’（図４）に類似する。すなわち、第１の電力調整器ＰＡ１は、アナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｉ、Ａ／Ｄ_Ｑを備える。さらに、乗算器Ｍ_Ｉ、Ｍ_Ｑは、成分ＩおよびＱがアナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｉ、Ａ／Ｄ_Ｑにおいて受信される前に、成分ＩおよびＱの電力を調整するのに適したアナログデバイスである。したがって、この第３の実施形態によれば、第１の電力調整器ＰＡ１は、成分ＩおよびＱの電力を実質的にアナログデジタル変換器Ａ／Ｄ_Ｉ、Ａ／Ｄ_Ｑの特徴（すなわち、飽和値および粒度）に依存する第１の目標値Ｔ１に等しく維持するために第１の電力調整動作を実行する。

他方で、第２の電力調整器ＰＡ２は、本発明の第１の実施形態による電力調整器ＰＡ（図２）に類似する。すなわち、第２の電力調整器ＰＡ２は、成分ＩおよびＱがデジタル部分ＤＰにおいて受信される前に、アナログデジタル変換後に成分ＩおよびＱの電力をさらに調整するのに適した完全なデジタルモジュールである。したがって、第２の電力調整器ＰＡ２は、（成分ＩおよびＱがサンプリングされた後で）成分ＩおよびＱの電力を実質的に、デジタル部分ＤＰの特徴（すなわち、飽和値および粒度）に依存する第２の目標値Ｔ２に等しく維持するために第２の電力調整動作を実行する。

好ましくは、第１の電力調整は、粗くてよく、一方、第２の電力調整はより細かくてもよい。

また、この第３の実施形態によれば、有利なことに、共通変化および差分変化は両方とも補償される。

Claims (15)

1. 変調光信号（ｓ（ｔ））を受信して、同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）とを生成するために、前記変調光信号（ｓ（ｔ））を処理するように構成されている、光通信ネットワークの光コヒーレント受信機（ＲＸ、ＲＸ’、ＲＸ”）であって、前記同相成分（Ｉ）および前記直交成分（Ｑ）が電気信号であり、前記光コヒーレント受信機（ＲＸ、ＲＸ’、ＲＸ”）が、
   同位相利得（Ｇ_Ｉ）を前記同相成分（Ｉ）に乗算して、それによって、電力調整された同相成分（Ｉ’）を提供し、直角位相利得（Ｇ_Ｑ）を前記直交成分（Ｑ）に乗算して、それによって、電力調整された直交成分（Ｑ’）を提供するように構成された乗算ユニット（Ｍ_Ｉ、Ｍ_Ｑ）と、
   前記乗算ユニット（Ｍ_Ｉ、Ｍ_Ｑ）の出力と入力との間で接続され、
   前記電力調整された同相成分（Ｉ’）の電力と前記電力調整された直交成分（Ｑ’）の電力の和を示す共通利得（Ｇ_Ｃ）、および前記電力調整された同相成分（Ｉ’）の前記電力と前記電力調整された直交成分（Ｑ’）の前記電力との間の差を示す差分利得（Ｇ_Ｄ）、ならびに
   前記共通利得（Ｇ_Ｃ）と前記差分利得（Ｇ_Ｄ）との間の積として前記同位相利得（Ｇ_Ｉ）、および前記共通利得（Ｇ_Ｃ）と前記差分利得（Ｇ_Ｄ）との間の比率として前記直角位相利得（Ｇ_Ｑ）
   を計算するように構成されたデジタル回路（Ｃ、Ｓ、Ｍ_Ｃ、Ｍ_Ｄ、ＡＣＣ−Ｃ、ＡＣＣ−Ｄ、Ｓ_Ｉ、Ｓ_Ｑ、Ｐ_Ｉ、Ｐ_Ｑ）と
   を備えた電力調整器（ＰＡ、ＰＡ’、ＰＡ１、ＰＡ２）を備える、光通信ネットワークの光コヒーレント受信機（ＲＸ、ＲＸ’、ＲＸ”）。
2. 前記電力調整器（ＰＡ）の入力において接続されたアナログデジタルユニット（Ａ／Ｄ_Ｉ、Ａ／Ｄ_Ｑ）をさらに備え、前記アナログデジタルユニット（Ａ／Ｄ_Ｉ、Ａ／Ｄ_Ｑ）が、前記光コヒーレント受信機（ＲＸ）において生成されたクロック信号のそれぞれのクロック周期でＮ個の同相成分サンプル（Ｉ_ｋ）とＮ個の直交成分サンプル（Ｑ_ｋ）とを前記電力調整器（ＰＡ）に提供するために、前記同相成分（Ｉ）と前記直交成分（Ｑ）とをサンプリングするように構成されており、Ｎが１以上の整数である、請求項１に記載の光コヒーレント受信機（ＲＸ）。
3. 前記乗算ユニット（Ｍ_Ｉ、Ｍ_Ｑ）が、前記同位相利得（Ｇ_Ｉ）を前記Ｎ個の同相成分サンプル（Ｉ_ｋ）に乗算して、それによって、Ｎ個の電力調整された同相成分サンプル（Ｉ’_ｋ）を提供し、前記直角位相利得（Ｇ_Ｑ）を前記Ｎ個の直交成分サンプル（Ｑ_ｋ）に乗算して、それによって、Ｎ個の電力調整された直交成分サンプル（Ｑ’_ｋ）を提供するように構成されたデジタルユニットである、請求項２に記載の光コヒーレント受信機（ＲＸ）。
4. 前記乗算ユニット（Ｍ_Ｉ、Ｍ_Ｑ）がアナログユニットである、請求項１に記載の光コヒーレント受信機（ＲＸ’）。
5. 前記電力調整器（ＰＡ’）が、前記乗算ユニット（Ｍ_Ｉ、Ｍ_Ｑ）の出力において接続されたアナログデジタルユニット（Ａ／Ｄ_Ｉ、Ａ／Ｄ_Ｑ）を備え、前記アナログデジタルユニット（Ａ／Ｄ_Ｉ、Ａ／Ｄ_Ｑ）が、前記光コヒーレント受信機（ＲＸ）において生成されたクロック信号のそれぞれのクロック周期でＮ個の電力調整された同相成分サンプル（Ｉ’_ｋ）とＮ個の電力調整された直交成分サンプル（Ｑ’_ｋ）とを提供するために、前記電力調整された同相成分（Ｉ’）と前記電力調整された直交成分（Ｑ’）とをサンプリングするように構成されており、Ｎが１以上の整数である、請求項４に記載の光コヒーレント受信機（ＲＸ’）。
6. 前記デジタル回路（Ｃ、Ｓ、Ｍ_Ｃ、Ｍ_Ｄ、ＡＣＣ−Ｃ、ＡＣＣ−Ｄ、Ｓ_Ｉ、Ｓ_Ｑ、Ｐ_Ｉ、Ｐ_Ｑ）が、前記Ｎ個の電力調整された同相成分サンプル（Ｉ’_ｋ）と前記Ｎ個の電力調整された直交成分サンプル（Ｑ’_ｋ）とを受信して、以下の等式、すなわち、
   

   

   に従って、共通メトリック（ｃ）を計算するように構成された演算モジュール（Ｃ）を備え、ｃが前記共通メトリックであり、Ｉ’_ｋが前記Ｎ個の電力調整された同相成分サンプルであり、Ｑ’_ｋが前記Ｎ個の電力調整された直交成分サンプルである、請求項３または５に記載の光コヒーレント受信機（ＲＸ、ＲＸ’、ＲＸ”）。
7. 前記デジタル回路（Ｃ、Ｓ、Ｍ_Ｃ、Ｍ_Ｄ、ＡＣＣ−Ｃ、ＡＣＣ−Ｄ、Ｓ_Ｉ、Ｓ_Ｑ、Ｐ_Ｉ、Ｐ_Ｑ）が、前記Ｎ個の電力調整された同相成分サンプル（Ｉ’_ｋ）と前記Ｎ個の電力調整された直交成分サンプル（Ｑ’_ｋ）とを受信して、以下の等式、すなわち、
   

   

   に従って、共通メトリック（ｃ）を計算するように構成された演算モジュール（Ｃ）を備え、ｃが前記共通メトリックであり、Ｉ’_ｋが前記Ｎ個の電力調整された同相成分サンプルであり、Ｑ’_ｋが前記Ｎ個の電力調整された直交成分サンプルである、請求項３または５に記載の光コヒーレント受信機（ＲＸ、ＲＸ’、ＲＸ”）。
8. 前記デジタル回路（Ｃ、Ｓ、Ｍ_Ｃ、Ｍ_Ｄ、ＡＣＣ−Ｃ、ＡＣＣ−Ｄ、Ｓ_Ｉ、Ｓ_Ｑ、Ｐ_Ｉ、Ｐ_Ｑ）が、前記演算モジュール（Ｃ）の出力において接続された、加算器（Ｓ）、共通乗算器（Ｍ_Ｃ）、および共通アキュムレータ（ＡＣＣ−Ｃ）のカスケードをさらに備え、
   前記加算器（Ｓ）がｃ−２Ｔを計算するように構成され、Ｔが前記電力調整された同相成分（Ｉ’）の電力および前記電力調整された直交成分（Ｑ’）の電力が達すべき目標値であり、
   前記共通乗算器（Ｍ_Ｃ）がＳ_ｃ・（ｃ−２Ｔ）を計算するように構成され、Ｓ_ｃが共通ループ利得（Ｓ_ｃ）であり、
   前記共通アキュムレータ（ＡＣＣ−Ｃ）が、Ｓ_ｃ・（ｃ−２Ｔ）をその内容（ａ_ｃ［ｎ−１］）に加えることによって、その内容を更新し、それによって、更新された共通の内容（ａ_ｃ［ｎ］）を提供するように構成された、請求項６または７に記載の光コヒーレント受信機（ＲＸ、ＲＸ’、ＲＸ”）。
9. 前記演算モジュール（Ｃ）が、以下の等式、すなわち、
   

   

   に従って、差分メトリック（ｄ）を計算するようにさらに構成され、ｄが前記差分メトリックであり、Ｉ’_ｋが前記Ｎ個の電力調整された同相成分サンプルであり、Ｑ’_ｋが前記Ｎ個の電力調整された直交成分サンプルである、請求項８に記載の光コヒーレント受信機（ＲＸ、ＲＸ’、ＲＸ”）。
10. 前記デジタル回路（Ｃ、Ｓ、Ｍ_Ｃ、Ｍ_Ｄ、ＡＣＣ−Ｃ、ＡＣＣ−Ｄ、Ｓ_Ｉ、Ｓ_Ｑ、Ｐ_Ｉ、Ｐ_Ｑ）が、前記演算モジュール（Ｃ）の出力において接続された、差分乗算器（Ｍ_Ｄ）および差分アキュムレータ（ＡＣＣ−Ｄ）のカスケードをさらに備え、
    前記差分乗算器（Ｍ_Ｄ）がＳ_ｄ・ｄを計算するように構成され、Ｓ_ｄが差分ループ利得（Ｓ_ｄ）であり、
    前記差分アキュムレータ（ＡＣＣ−Ｄ）が、Ｓ_ｄ・ｄをその内容（ａ_ｄ［ｎ−１］）に加えることによって、その内容を更新し、それによって、更新された差分の内容（ａ_ｄ［ｎ］）を提供するように構成された、請求項９に記載の光コヒーレント受信機（ＲＸ、ＲＸ’、ＲＸ”）。
11. 前記差分ループ利得（Ｓ_ｄ）が前記共通ループ利得（Ｓ_ｃ）よりも低い、請求項１０に記載の光コヒーレント受信機（ＲＸ、ＲＸ’、ＲＸ”）。
12. 前記デジタル回路（Ｃ、Ｓ、Ｍ_Ｃ、Ｍ_Ｄ、ＡＣＣ−Ｃ、ＡＣＣ−Ｄ、Ｓ_Ｉ、Ｓ_Ｑ、Ｐ_Ｉ、Ｐ_Ｑ）が、前記共通アキュムレータ（ＡＣＣ−Ｃ）と前記差分アキュムレータ（ＡＣＣ−Ｄ）の両方に接続された同位相加算器（Ｓ_Ｉ）と直角位相加算器（Ｓ_Ｑ）とをさらに備え、
    前記同位相加算器（Ｓ_Ｉ）が、前記更新された共通の内容（ａ_ｃ［ｎ］）と前記更新された差分の内容（ａ_ｄ［ｎ］）の和（ａ_ｃ［ｎ］＋ａ_ｄ［ｎ］）を提供するように構成され、
    前記直角位相加算器（Ｓ_Ｑ）が、前記更新された共通の内容（ａ_ｃ［ｎ］）と前記更新された差分の内容（ａ_ｄ［ｎ］）との間の差（ａ_ｃ［ｎ］−ａ_ｄ［ｎ］）を提供するように構成された、請求項８および１０に記載の光コヒーレント受信機（ＲＸ、ＲＸ’、ＲＸ”）。
13. 前記デジタル回路（Ｃ、Ｓ、Ｍ_Ｃ、Ｍ_Ｄ、ＡＣＣ−Ｃ、ＡＣＣ−Ｄ、Ｓ_Ｉ、Ｓ_Ｑ、Ｐ_Ｉ、Ｐ_Ｑ）が、前記同位相加算器（Ｓ_Ｉ）と前記乗算ユニット（Ｍ_Ｉ、Ｍ_Ｑ）との間に接続された同位相指数モジュール（Ｐ_Ｉ）と、前記直角位相加算器（Ｓ_Ｑ）と前記乗算ユニット（Ｍ_Ｉ、Ｍ_Ｑ）との間に接続された直角位相指数モジュール（Ｐ_Ｑ）とをさらに備え、
    前記同位相指数モジュール（Ｐ_Ｉ）が、前記和（ａ_ｃ［ｎ］＋ａ_ｄ［ｎ］）の負の指数関数として前記同位相利得（Ｇ_Ｉ）を計算するように構成され、
    前記直角位相指数モジュール（Ｐ_Ｑ）が、前記差（ａ_ｃ［ｎ］−ａ_ｄ［ｎ］）の負の指数関数として前記直角位相利得（Ｇ_Ｑ）を計算するように構成された、請求項１２に記載の光コヒーレント受信機（ＲＸ、ＲＸ’、ＲＸ”）。
14. 請求項１から１３のいずれかに記載の光コヒーレント受信機（ＲＸ、ＲＸ’、ＲＸ”）を備えた、通信ネットワークのノード。
15. 光通信ネットワークの光コヒーレント受信機（ＲＸ、ＲＸ’）において受信された変調光信号（ｓ（ｔ））の同相成分（Ｉ）および直交成分（Ｑ）の電力を調整するための方法であって、前記同相成分（Ｉ）および前記直交成分（Ｑ）が電気信号であり、前記方法が、
    同位相利得（Ｇ_Ｉ）を前記同相成分（Ｉ）に乗算して、それによって、電力調整された同相成分（Ｉ’）を提供し、直角位相利得（Ｇ_Ｑ）を前記直交成分（Ｑ）に乗算して、それによって、電力調整された直交成分（Ｑ’）を提供するステップと、
    前記電力調整された同相成分（Ｉ’）の電力と前記電力調整された直交成分（Ｑ’）の電力の和を示す共通利得（Ｇ_Ｃ）、および前記電力調整された同相成分（Ｉ’）の前記電力と前記電力調整された直交成分（Ｑ’）の前記電力との間の差を示す差分利得（Ｇ_Ｄ）、ならびに
    前記共通利得（Ｇ_Ｃ）と前記差分利得（Ｇ_Ｄ）との間の積として前記同位相利得（Ｇ_Ｉ）、および前記共通利得（Ｇ_Ｃ）と前記差分利得（Ｇ_Ｄ）の間の比率として前記直角位相利得（Ｇ_Ｑ）
    を計算するステップとを含む、方法。

Images