DE102006030915B4

DE102006030915B4 - Optischer Empfänger für den Empfang eines Signales mit M-wertiger sternförmiger Quadratur-Amplitudenmodulation mit differenzieller Phasenkodierung und dessen Verwendung

Info

Publication number: DE102006030915B4
Application number: DE102006030915A
Authority: DE
Inventors: Matthias Seimetz
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 2006-06-29
Filing date: 2006-06-29
Publication date: 2008-04-10
Anticipated expiration: 2026-06-30
Also published as: WO2008000401A1; US20090129788A1; DE102006030915A1

Abstract

Bekannte optische Empfänger erreichen ihre Einsatzgrenzen bereits bei QAM Formaten mit nur vier Phasenzuständen. Der erfindungsgemäße optische Empfänger (OE), insbesondere auch geeignet für höherwertige QAM mit beliebig vielen Phasenzuständen, weist deshalb in der elektrischen Auswertungseinheit (AWE) neben einem Symbolentscheider (SE) noch einen Normalisierer (NORM) oder einen ARG-Operator (ARG) auf. Die Art der Symbolentscheidung hängt dann nur noch davon ab, ob der Amplitudendetektionspfad (ADP) nur mit dem Normalisierer (NORM) oder nur mit dem Symbolentscheider (SE) oder mit beiden verbunden ist. Diese Anordnung kann sowohl in Direktempfängern, mit denen dann ein Empfang von QAM Signalen mit beliebig vielen Phasenzuständen möglich ist, als auch in Phasen-Diversitäts-Überlagerungsempfängern (HD) vorgesehen werden. Letzt genannter Empfängertyp ist bisher nur für M-wertige DPSK ohne zusätzlichen Amplitudendetektionspfad (ADP) und für beliebig höherwertige DPSK auch nur im Zusammenhangndung findet der optische Empfänger (OE) nach der Erfindung beispielsweise als modulationsformat-flexibler Empfänger oder als Überlagerungsempfänger (HD) als abstimmbarer WDM-Empfänger.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen optischen Empfänger für den Empfang eines optischen Datensignals, das durch Anwendung der M-wertigen sternförmigen Quadratur-Amplitudenmodulation mit differenzieller Phasenkodierung aus einzelnen Symbolen mit Länge der Symboldauer besteht und eine Amplitudeninformation und eine differenzielle Phaseninformation enthält, mit einer optischen Aufteilung des empfangenen Datensignals auf zwei Signalpfade, von denen der eine als Amplitudendetektionspfad und der andere als Phasendetektionspfad ausgebildet ist, wobei der Phasendetektionspfad in einen In-Phase-Signalpfad zur Erzeugung von In-Phase-Signalen und einen Quadratur-Signalpfad zur Erzeugung von Quadratur-Signalen aufgeteilt ist und In-Phase-Signalpfad und Quadratur-Signalpfad sowie Amplitudendetektionspfad mit einer elektrischen Auswertungseinheit zur Demodulation des empfangenen Datensignals verbunden sind, und auf Anwendungen des Empfängers.
In der modernen optischen Übertragungstechnik werden zur effizienten Nutzung der optischen Bandbreite und zur Verbesserung der Übertragungseigenschaften komplexe, höherwertige Modulationsverfahren angewendet. Dabei kodieren Symbole eine bestimme Anzahl von Bits und weisen dem opti schen Träger eine bestimmte Amplitude und Phase zu. Bei der M-wertigen differenziellen Phasenmodulation (M-DPSK) liegen alle Symbole auf ein und demselben Konstellationskreis (M Symbole mit einem (A) Amplitudenzustand und P Phasenzuständen). Bei der M-wertigen sternförmigen QAM mit differenzieller Phasenkodierung hingegen existieren nicht nur mehrere (P) Phasenzustände, sondern auch unterschiedliche Amplituden, sodass die Symbole auf mehrere zum Ursprung konzentrische Konstellationskreise verteilt sind. Um empfängerseitig eine asynchrone differenzielle Demodulation zu ermöglichen, muss in beiden Fällen sendeseitig die Phase durch einen Enkoder differenziell kodiert werden, sodass die Phaseninformation in der Differenz zweier aufeinander folgender Phasenzustände im Datensignal enthalten ist. Eine sternförmige 16QAM kann beispielsweise 16 Symbole mit P=8 unterschiedlichen Phasenzuständen und zwei verschiedenen Amplitudenzuständen A=2 definieren. M-wertige QAM-Signale mit differenzieller Phasentastung können beispielsweise in optischen Access-, Metro- und Weitverkehrsnetzen übertragen werden.
Stand der Technik
Das Standardverfahren zur Datenübertragung in optischen Netzen ist die Intensitätsmodulation oder auch OOK (On-Off-Keying), bei der lediglich die Intensität des Lichts als optischem Datenträger moduliert bzw. Licht ein- und ausgeschaltet wird. In den letzten Jahren stieg jedoch das Interesse an alternativen Modulationsformaten für die optische Übertragung, zum einen, um die spektrale Effizienz der Übertragung zu steigern, und zum anderen, um die teilweise besseren Übertragungseigenschaften alternativer Verfahren nutzen zu können.
So wurde beispielsweise vor einigen Jahren die differenzielle binäre Phasenmodulation (DBPSK) in der Veröffentlichung I von M. Rohde et al: „Robustness of DPSK direct detection transmission formst in standard fiber WDM systems" (in Electronic Letters, Vol. 36, pp. 1483–1484, 1999) als interessante Alternative zu OOK mit verbesserter Toleranz gegenüber Faser-Nichtlinearitäten vorgeschlagen. Durch die Verwendung eines optischen Verzögerungs-Interferometers (Delay-Interferometer DLI) ist es dabei möglich, die differenziell kodierte Phaseninformation der optischen Welle vor der Photodiodendetektion in eine Intensitätsmodulation zu wandeln und somit das phasenmodulierte optische Signal ohne die Verwendung eines Überlagerungsempfängers direkt zu detektieren. In den folgenden Jahren wurden dann zunehmend höherwertige Modulationsformate angewendet. Durch die Verwendung von zwei DLI unterschiedlicher Phasenverzögerung ist es möglich, die In-Phase- und Quadratur-Komponenten optischer Datensignale mit höherwertiger Phasenmodulation zu detektieren. Im Falle von 4-wertiger (M=P=4) differenziell kodierter Phasenmodulation (DQPSK) führt dieses Empfangsverfahren zu binären elektrischen Signalen im In-Phase- und Quadratur-Signalpfad. Bei 8-wertiger DPSK (M=P=8) ist eine Struktur mit vier DLI und binären elektrischen Signalen oder auch eine Struktur mit zwei DLI und mehrstufigen elektrischen Signalen möglich.
Durch die Realisierung eines zusätzlichen Armes zur Intensitätsdetektion können auch sternförmige QAM-Signale mit differenzieller Phasenkodierung detektiert werden, was jedoch bisher nur für Formate mit maximal vier Phasenzuständen (P=4) gezeigt wurde. So ist beispielsweise der Empfang von ASK-DQPSK (oder auch sternförmige 8-QAM) beschrieben in der Veröffentlichung II von M. Ohm und J. Speidel: "Receiver sensitivity, chromatic dispersion tolerance and optimal receiver bandwidths for 40 Gbit/s 8-level optical ASK-DQPSK and optical 8-DPSK" (in Proc. 6th Conference an Photonic Networks, Leipzig, Germany, May 2005, pp.211–217) und der Empfang von so genannten 16-APSK Signalen (16-wertige Amplituden- und Phasenmodulation) mit jeweils vier Amplituden- und Phasenzuständen (P=4) in der Veröffentlichung III von K. Sekine et al: "Proposal and Demonstration of 10-Gsymbol/sec 16-ary (40 Gbit/s) Optical Modulation/Demodulation Scheme" (in Proc. ECOC 2004, paper We3.4.5, 2004). Von dieser Druckschrift, in der optischer Direktempfang für die bisher höherwertigste Quadratur-Amplituden-Modulation (QAM) beschrieben wird, geht die vorliegende Erfindung als nächstliegendem Stand der Technik aus. Offenbart wird in dieser Druckschrift ein optischer Empfänger für den Empfang eines optischen Datensignals, das durch Anwendung einer 16-wertigen sternförmigen Quadratur-Amplitudenmodulation mit differenzieller Phasenkodierung aus einzelnen Symbolen mit der Länge der Symboldauer besteht und eine Amplitudeninformation und eine differenzielle Phaseninformation enthält, wobei hier vier Amplitudenzustände und vier Phasenzustände (P=4) definiert sind. Dabei wird das empfangene Datensignals auf zwei Signalpfade optisch aufgeteilt. Der eine Signalpfad wird als Amplitudendetektionspfad und der andere als Phasendetektionspfad ausgebildet. Weiterhin wird noch der Phasendetektionspfad in einen In-Phase-Signalpfad zur Erzeugung von In-Phase-Signalen und einen Quadratur-Signalpfad zur Erzeugung von Quadratur-Signalen optisch aufgeteilt. Beide Pfade führen zu einer elektrischen Auswertungseinheit zur Rekonstruktion des empfangenen Datensignals.
Des Weiteren wurde in der Veröffentlichung IV von P. S. Cho et al: „Investigation of 2-b/s/Hz 40-Gb/s DWDM Transmission Over 4 × 100 km SMF-28 Fiber Using RZ-DQPSK and Polarization Multiplexing" (in IEEE Photonic Technology Letters, Vol. 16, No. 2, pp. 656–658, 2004) gezeigt, dass für die Konvertierung der differenziell kodierten Phaseninformation in eine Intensitätsmodulation anstelle von zwei DLI auch ein 2×4-90°-Hybrid verwendet werden kann, wobei in einen Eingang des Hybrids das nicht verzögerte optische Datensignal und in den anderen Eingang des Hybrids das um eine Symbolzeit verzögerte optische Datensignal eingespeist wird. Daraus geht hervor, dass der optische Direktempfang auch als ein "Selbst-Überlagerungsempfang" des Datensignals mit seiner verzögerten Kopie aufgefasst werden kann. Das gleiche Prinzip verwendet auch der in der Veröffentlichung V von A. Meijerink et al: "Balanced Optical Phase Diversity Receivers for Coherence Multiplexing" (in J. of Lightwave Technol., Vol. 22, No.11, pp. 2393–2408, 2004) beschriebene Empfänger für den Empfang von M-DPSK-modulierten Kohärenz-Multiplex-Signalen.
Eine Alternative zum optischen Direktempfang stellt der optische Überlagerungsempfang dar. Bei diesem Empfangsprinzip wird das Signallicht vor der Detektion durch die Photodiode mit dem Licht eines Lokallasers (Lokaloszillator) überlagert. Auf diese Weise ist es möglich, sämtliche datenrelevanten Informationen der optischen Lichtwelle (Amplitude, Frequenz, Phase und Polarisation) in den elektrischen Bereich zu übertragen. Durch deren Erhaltung eignet sich der Überlagerungsempfang sehr gut zum Empfang von optischen Signalen mit höherwertiger Modulation. Ferner bietet der Überlagerungsempfang den Vorteil, dass eine Kompensation der chromatischen Dispersion durch lineare elektrische Filterung möglich ist und eine elektrische Kanaltrennung durch Tiefpass-Filterung beim Empfang von optischen Wellenlängenmultiplex (WDM) Signalen vorgenommen werden kann. Schwierig hingegen gestaltet sich beim Überlagerungsempfang die Frequenzsynchronisation von Signal- und Lokallaser (regelbar beispielsweise durch eine automatische Frequenzregelschleife), die Kontrolle der Polarisation (handhabbar durch das Polarisations-Diversitäts-Verfahren) sowie das Phasenrauschen.
Der Überlagerungsempfang bietet grundsätzlich zwei Varianten. Beim Heterodynempfang stimmen die Frequenzen von Signal- und Lokallaser nicht überein, und das Signal wird auf eine elektrische Zwischenfrequenz umgesetzt. Der Empfang von höherwertigen optischen PSK- und DPSK- sowie von QAM-Signalen ist hier möglich bei Verwendung eines elektrischen Phasenregelkreises. Der Heterodynempfang hat jedoch Nachteile bei WDM sowie bei hohen Datenraten, weil die benötigten Komponenten bei sehr hohen Frequenzen arbeiten müssen. Deshalb fokussiert sich das Interesse in den letzten Jahren auf den optischen Homodynempfang. Hier stimmen Frequenz von Signal- und Lokallaser idealerweise exakt überein und die Information des optischen Signals wird direkt in das elektrische Basisband umgesetzt. Das Phasenrauschen kann hier durch einen optischen Phasenregelkreis (OPLL) beherrscht werden, wie er ebenfalls in der Veröffentlichung III beschrieben ist. Ein weitere Möglichkeit, die den Empfang von beliebigen QAM Signalen ermöglicht und neuerdings durch das Vorhandensein von digitaler Hochgeschwindigkeits-Signalverarbeitung zur Verfügung steht, ist die Kompensation des Phasenrauschens durch die Verwendung eines Moduls zur digitalen Phasenschätzung. Diese Variante wird beispielsweise in der Veröffentlichung VI von M. Seimetz: „Performance of Coherent Optical Square-16-QAM-Systems based an IQ-Transmitters and Homodyne Receivers with Digital Phase Estimation" (in Proc. NFOEC 2006, paper NWA4) beschrieben.
Eine weitere Empfangsmöglichkeit ist durch den Phasen-Diversitäts-Homodyn-Empfang gegeben. Das Phasenrauschen wird hier auf elegante Weise durch ein spezielles elektrisches Netzwerk kompensiert. Vor etwa 15–20 Jahren wurde dieses Verfahren intensiv für binäre Modulationsformate (binäre Amplitudentastung 2-ASK, binäre Frequenztastung 2-FSK, binäre differenzielle Phasentastung 2-DPSK) untersucht. Für 2-ASK reicht eine Quadrierung im In-Phase und Quadratur-Signalpfad bei anschließender Addition der beiden quadrierten Signale zur Kompensation des Phasenrauschens aus. Bei 2-DPSK wird die Kompensation über eine elektrische Selbst-Multiplikation der In-Phase und Quadratur-Signale mit ihren um eine Symbolzeit verzögerten Kopien sowie einer folgenden Addition erreicht. Aufgegriffen und erweitert wurde das Phasen-Diversitäts-Prinzip in der schon zuvor zitierten Veröffentlichung V im Zusammenhang mit optischen Systemen mit Kohärenz-Multiplex, wobei hier ein elektrisches Kompensations-Netzwerk für M-wertige DPSK Verfahren vorgestellt wurde, welches allerdings innerhalb eines Selbst-Homodynempfängers zum möglichen Empfang von Kohärenz-Multiplex-Signalen verwendet wurde.
Die WO 03/028252 A1 offenbart einen optischen Empfänger für die optische Datenübertragung. Dabei wird das ankommende Signal zunächst in eine Vielzahl identischer Kopien aufgespalten. Das Signal selbst besteht aus mehreren Subsignalen, welche auf unterschiedlichen Frequenzen übertragen werden. Die Empfangsschaltung zum Empfang des k-ten Subsignals empfängt eines der Eingangssignale und den Strahl einer Referenzlichtquelle gleicher Frequenz. Am Ausgang des Empfängers stehen zwei phasengleiche digitale Signale für jede Polarisationsrichtung des Subsignals zur Verfügung. Hieraus lässt sich der Datenstrom bestimmen, mit welchem das k-te Subsignal moduliert wurde.
Aus der US 2005/0196176 A1 ist ein Verfahren zur Entzerrung bekannt, in welchem Verzerrungen eines optischen Datenübertragungssystems kompensiert werden können, wobei das Datenübertragungssystem ein komplexes Signal aus zwei Komponenten unterschiedlicher Polarisation überträgt.
Schließlich ist ein weiteres System zur optischen Datenübertragung aus der US 2002/0145787 A1 bekannt. Gemäß diesem Stand der Technik werden aus einem Datenstrom gleichmäßig verteilter Pulse orthogonale Codes gebildet. Diese Pulse werden in Amplitude und/oder Phase moduliert um eine Familie orthogonaler optischer Codewörter zu erzeugen. Jedes dieser Codewörter wird mit einer vorgebbaren Zahl von Datenbits moduliert. Dabei wird ein Codewort in horizontale und vertikale Komponenten gespalten. Nach der Vereinigung beider Polarisationsrichtungen wird dieser Datenstrom zum Empfänger übertragen. Zur Demodulation des empfangenen Signals ist eine Synchronisiereinheit vorgesehen, welche den Beginn und das Ende eines jeden Codeworts festlegt. Weiterhin steht eine Einrichtung zur Kompensation von Polarisationsverzerrungen zur Verfügung, welche Verzerrungen des Signals beim Transport durch die Glasfaser kompensiert.
Aufgabenstellung
Die Aufgabe für die vorliegende Erfindung ist darin zu sehen, eine Struktur für einen gattungsgemäßen Empfänger der eingangs genannten Art zur Verfügung zu stellen, mit der der Empfang von beliebigen differenziell phasenkodierten sternförmigen QAM-Datensignalen möglich gemacht wird. Insbesondere sollen sternförmige QAM-Datensignale auch detektiert werden können, wenn die Anzahl der Phasenzustände größer als vier ist (P>4). Das erfindungsgemäße Empfangsprinzip soll dabei so universell einsetzbar sein, dass es nicht nur auf den optischen Direktempfang, sondern auch für optischen Phasen-Diversitäts-Überlagerungsempfang angewendet werden kann.
Die Lösung dieser Aufgabe besteht in einem optischen Empfänger nach Anspruch 1 und seiner Verwendung nach den Ansprüchen 18 und 19. Vorteilhafte Weiterbildungen sind den Unteransprüchen zu entnehmen, die im Folgenden im Zusammenhang mit der Erfindung näher erläutert werden. Insbesondere soll im Folgenden verdeutlicht werden, dass auch der Phasen-Diversitäts-Homodyn-Empfang durch Vorsehen eines parallelen Pfades zur Intensitätsdetektion auf den Empfang von sternförmigen QAM Signalen mit differenzieller Phasenkodierung ausgeweitet werden kann. Dazu ist zunächst nachzuweisen, dass die Ausgangssignale des elektrischen Kompensations-Netzwerks beim Vorhandensein mehrerer Amplitudenzustände überhaupt noch verwertbare Information zur Detektion der differenziellen Phaseninformation liefern.
Erfindungsgemäß ist der optische Empfänger gekennzeichnet durch

1. eine Anordnung eines Normalisierers und nachfolgend eines Symbolentscheiders und einer Datenrekonstruktionslogik in der elektrischen Auswertungseinheit, und entweder 1.1 eine Verbindung des Amplitudendetektionspfads sowohl mit dem Normalisierer als auch mit dem Symbolentscheider, wobei im Normalisierer die In-Phase- und Quadratur-Signale durch die aktuelle und die um die Symboldauer verzögerte Amplitudeninformation des empfangenen Datensignals dividiert werden und im Symbolentscheider die Symbolentscheidungen durch Amplitudenentscheidung und durch Inphase/Quadratur-Phasenentscheidung getroffen werden, oder 1.2. eine Verbindung des Amplitudendetektionspfads zumindest mit dem Normalisierer, wobei im Normalisierer die In-Phase und Quadratur-Signale nur durch die um die Symboldauer verzögerte Amplitudeninformation dividiert werden und im Symbolentscheider die Symbolentscheidungen über eine In-Phase/Quadratur-Entscheidung oder eine Amplituden/Phasen-Entscheidung anhand der rekonstruierten QAM-Konstellation getroffen werden, oder
2. eine Anordnung eines ARG-Operators und nachfolgend eines Symbolentscheiders und einer Datenrekonstruktionslogik in der elektrischen Auswertungseinheit und eine Verbindung des Amplitudendetektionspfads zumindest mit dem Symbolentscheider, wobei im ARG-Operator eine Winkelbestimmung der In-Phase- und Quadratur-Signale durchgeführt wird und im Symbolentscheider die Symbolentscheidungen durch Amplitudenentscheidung und durch Phasenentscheidung aus dem Ausgangssignal des ARG-Operators getroffen werden.

Die Erfindung ist also grundlegend dadurch charakterisiert, dass in der elektrischen Auswertungseinheit neben einem Symbolentscheider und einer Datenrekonstruktionslogik noch eine weitere Komponente angeordnet ist. Hierbei handelt es sich entweder um einen Normalisierer oder um einen ARG-Operator. Mit dem Normalisierer können Symbole, die auf unterschiedlichen Kreisen liegen, auf einen gemeinsamen Konstellationskreis normalisiert werden. Anschließend muss zur Detektion der Phaseninformation im Symbolentscheider nurmehr eine einfache Symbolentscheidung wie bei DPSK-Formaten getroffen werden. Für diese Art der Verarbeitung ist eine Kopplung des Amplitudenpfads sowohl mit dem Normalisierer als auch mit dem Symbolentscheider erforderlich. Ist nur eine Verbindung des Amplitudendetektionspfads mit dem Normalisierer vorgesehen, kann im Symbolentscheider auch ohne direkte Kenntnis der Amplitudeninformation eine In-Phase/Quadratur-Entscheidung oder eine Amplituden/Phasen-Entscheidung getroffen werden. Bei einer Verbindung des Amplitudenpfads nur mit dem Symbolentscheider wird anstelle des Normalisierers ein ARG-Operator eingesetzt, der die Winkellage der In-Phase- und Quadratur-Signale bestimmt. In beiden Fällen kann aber der Amplitudenpfad zur Verfahrensvereinfachung und -verbesserung auch mit der jeweils anderen Komponente verbunden sein.
Die genannten Maßnahmen in der elektrischen Auswertungseinheit machen den Empfang von beliebig höherwertig modulierten Datensignalen mit der M-wertigen sternförmigen Quadratur-Amplitudenmodulation mit differenzieller Phasenkodierung grundsätzlich für unterschiedliche optische Empfänger möglich.
Zum einen ist vorteilhaft eine Ausbildung des optischen Empfängers als Direktempfänger möglich, wobei dann ein Amplitudendetektionspfad sowie ein auf Direktempfang basierender Phasendetektionspfad bereitgestellt werden. Die PM-IM-Wandlung im Phasendetektionspfad, bei der die differenzielle Phasenmodulation PM in eine Intensitätsmodulation IM umgewandelt wird, die dann von den Differenzsignaldetektoren detektiert werden kann, kann entweder mit Verzögerungs-Interferometern (DLI) oder auch mit Hilfe eines 2×4 90° Hybrids und einem Symbolverzögerer um die Länge einer Symboldauer vor einem der Hybrideingänge realisiert werden. Zwei nachfolgende Differenzsignaldetektoren liefern dann die In-Phase- und Quadratur-Signale, die dann mit der beschriebenen Prozessierung in dem erfindungsgemäßen optischen Empfänger weiterverarbeitet werden. Des Weiteren kann vorteilhaft auch zusätzlich ein optischer Phasenschieber vor einem der Hybrideingänge vorgesehen sein, mit dem das empfangene Konstellationsdiagramm dann beliebig gedreht werden kann.
Zum anderen lässt sich ein optischer Empfänger nach der Erfindung ebenso als Phasen-Diversitäts-Überlagerungsempfänger ausbilden, indem ein 2×4-90°-Hybrid im Phasendetektionspfad mit einem Lokaloszillator an einem der beiden Hybrideingänge angeordnet wird. Weiterhin wird eine nachfolgende Anordnung von je einem Differenzsignaldetektor und einem Tiefpassfilter an jeweils zwei Ausgängen des 2×4-90°-Hybrids vorgesehen. Dem folgt eine Anordnung eines elektronischen Netzwerks, in dem das empfangene In-Phase-Signal durch eine Selbstmultiplikation des In-Phase-Signals und Quadratur-Signals mit deren um die Symboldauer verzögerten Kopien sowie einer anschließenden Addition und das empfangene Quadratur-Signal durch eine Überkreuzmultiplikation des In-Phase-Signals und Quadratur-Signals mit deren um die Symboldauer verzögerten Kopien sowie einer anschließenden Subtraktion vom Phasenrauschen befreit werden.
Für beide Empfängerausführungen sind dann weitere, aus dem Stand der Technik an sich bekannte Modifikationen möglich.
Zunächst soll aber die Erfindung für die Ermöglichung des optischen Direktempfangs sternförmiger QAM-Datensignale mit beliebig vielen Phasenzuständen beschrieben werden.
Werden für den Phasendetektionspfad die detektierten In-Phase- und Quadratur-Photoströme am Ausgang der beiden Differenzempfänger (zuvor kann die bekannte DLI-Struktur oder auch die 2×4-90°-Hybrid-Struktur verwendet werden) berechnet, so ergibt sich, vereinfacht dargestellt, folgendes Ergebnis:
In Gleichung (1) und (2) stellt P_S(t) die optische Signalleistung zum Zeitpunkt t dar, P_S(t-T_S) ist die Leistung des um eine Symboldauer verzögerten optischen Signals und ∆φ(t) ist die Differenzphase zweier aufeinander folgender Symbole. Die detektierten In-Phase- und Quadratur-Photoströme I(t), Q(t) sind somit proportional zu der aktuellen sowie um eine Symboldauer verzögerten Amplitude sowie der aktuellen Differenzphase.
Bisher gezeigte optische Direktempfänger für sternförmige QAM mit bis zu vier Phasenzuständen kommen auf folgendem Wege zur Rückgewinnung der Amplituden- und Differenzphasen-Information: Die Amplitude wird über einen separaten Pfad detektiert. Durch entsprechende Einstellung der Phasendifferenzen in den DLI bzw. entsprechende Einstellung der relativen Phase zwischen den beiden Eingängen des 2×4 90°-Hybrids wird das Konstellationsdiagramm um 45° gedreht. Die resultierenden Differenzphasen werden durch Schwellenentscheidungen bei Null bei Auswertung der In-Phase- und Quadratur-Photoströme detektiert. Beim Vorhandensein von nur vier Differenzphasen (45°, 135°, 225°, 315°) ist diese Methode ausreichend. Schwellenentscheidungen bei Null liefern dann eine eindeutige Wiedergewinnung der Dateninformation (45°: S_I=1, S_Q=1, 135°: S_I=0, S_Q=1, 225°: S_I=0, S_Q=0, 315°: S_I=1, S_Q=0, wobei S_I die Entscheidung im In-Phase-Signalpfad und S_Q die Entscheidung im Quadratur-Signalpfad repräsentiert). Dies wird deutlich, wenn man die Differenzphasen in die Gleichungen (1) und (2) einsetzt und dann die Entscheidung am In-Phase- und Quadratur-Signal durchführt. Bei nur vier Differenzphasen ist somit nur die Polarität der In-Phase- und Quadratur-Signale wichtig und beliebige Werte der aktuellen und verzögerten Amplitude, deren Produkt in jedem Fall positiv ist, erlauben eine Detektion der Differenzphase für Entscheiderschwellen bei Null.
Beim Vorhandensein von mehr als vier Differenzphasen kann die Auswertung der In-Phase- und Quadratur-Signale nicht mehr durch eine einzige Schwelle bei Null pro Signal durchgeführt werden, sondern zur Wiedergewinnung der Information sind nun mehrere Schwellen pro Signal notwendig. Diese liegen auch nicht mehr bei Null. Weil aber die In-Phase- und Quadratur-Signale durch einen Mix aus Informationen (die aktuelle und die vorherige Amplitude sowie die Differenzphase) bestimmt werden, siehe Gleichung (1) und (2), ist eine Rückgewinnung der Information mit festen Schwellen ohne zusätzliche Maßnahmen nicht mehr möglich. Deshalb wird beim optischen Empfänger nach der Erfindung eine Normalisierung der Photoströme in einem Normalisierer vorgenommen.
In einer ersten Alternative der Erfindung besteht die Normalisierung in einer Division der detektierten Photoströme mit der aktuellen sowie um eine Symbol dauer verzögerten Amplitude, sodass dann alle Symbole auf einem einzigen Konstellationskreis liegen. Dazu wird die aus dem Amplitudendetektionspfad zur Verfügung stehende Amplitudeninformation verwendet. Nach der Normalisierung kann die Differenzphasen-Information problemlos durch eine standardmäßige IQ-Entscheidung wie bei den puren DPSK-Formaten zurückgewonnen werden. Die Amplitudeninformation steht über eine Entscheidung des Datensignals aus dem Amplitudendetektionspfad ohnehin zur Verfügung.
In einer zweiten Alternative der Erfindung besteht die Normalisierung lediglich in einer Division der detektierten Photoströme durch die verzögerte Amplitude. Hiermit wird der ungewünschte Faktor der verzögerten Amplitude in Gleichung (1) und (2) beseitigt und das ursprüngliche Konstellationsdiagramm der QAM steht für eine standardmäßige QAM-Entscheidung zur Verfügung. Wiederum wird für die Normalisierung das Datensignal aus dem Amplitudendetektionspfad verwendet, was in diesem Fall aber nicht direkt zur Amplitudenentscheidung verwendet werden muss.
In der dritten Alternative, die keinen Normalisierer verwendet, wird die Amplitudeninformation über den Amplitudendetektionspfad entschieden. Die Information der Differenzphase kann – unabhängig vom Amplitudenpfad – über die Durchführung einer ARG-Operation, bei der der Winkel aus Real- und Imaginärteil einer komplexen Zahl ermittelt wird (vergleiche beispielsweise Veröffentlichung VI) aus den In-Phase- und Quadratur-Signalen ermittelt werden. Dies ist mit Hilfe von digitaler Signalverarbeitung realisierbar.
Die beanspruchten drei neuen Varianten, mit denen bei einem Direktempfänger der optische Direktempfang auf die Detektion von sternförmigen QAM-Signalen mit beliebig vielen Phasenzuständen ausgeweitet werden kann, sind aber auch auf einen Überlagerungsempfänger, insbesondere für den Phasen-Diversitäts-Homodyn-Empfang, anwendbar. Dieser Empfängertyp ist bisher im Stand der Technik nur für M-wertige DPSK ohne zusätzlichen Amplitudendetektionspfad und für beliebig höherwertige DPSK auch nur im Zusammenhang mit Selbsthomodyn-Empfang bekannt. Im Folgenden wird nun gezeigt, dass durch Vorsehen derselben Komponenten wie bei einem Direktempfänger auch ein Überlagerungsempfänger für höherwertige QAM ertüchtigt werden kann.
Aus dem Stand der Technik sind ein Phasen-Diversitäts-Homodyn-Empfang nur für binäre Modulationsverfahren und ein Selbst-Homodyn-Empfang auch für höherwertige DPSK Verfahren bekannt. Bei dem mit der Erfindung beanspruchten Phasen-Diversitäts-Überlagerungsempfänger für sternförmige QAM mit differenzieller Phasencodierung wird erstmals – wie beim Direktempfänger für sternförmige QAM – ebenfalls ein Amplitudendetektionspfad zur Detektion der Intensität des empfangenen Datensignals über einen Koppler zur Verfügung gestellt. Über den parallelen Phasendetektionspfad wird das empfangene Datensignal in einen 2×4-90° Hybrid eingespeist, wo es mit dem Signal eines Lokallasers (LO) überlagert wird. Die Ausgänge des Hybrids werden von zwei Differenzempfängern detektiert. Die resultierenden In-Phase- und Quadratur-Signale können – vereinfacht dargestellt – mit folgenden Gleichungen beschrieben werden:
In Gleichung (3) und (4) stellt P_S(t) wiederum die optische Signalleistung zum Zeitpunkt t dar, P_LO(t) ist die Leistung des lokalen Lasers zum Zeitpunkt t, Δω ist die Frequenzabweichung von Signal- und Lokallaser, φ(t) repräsentiert die Modulationsphase und ∆φ_N(t) beschreibt einen zusätzlichen, zeitlich veränderlichen Phasenoffset, bedingt durch eine Nullphasenabweichung von Signal und LO sowie durch das Phasenrauschen. Zur Beseitigung dieses ungewünschten Phasenoffsets wird ein elektronisches Netzwerk verwendet, wie es auch schon in Veröffentlichung V vorgestellt wurde. Bei Berechnung der gesamten Struktur ergeben sich unter der Annahme von exakter Frequenzsynchronisation an den Ausgängen des elektronischen Netzwerks – vereinfacht dargestellt – die folgenden vom Phasenrauschen befreiten Photoströme:
Wie in den Gleichungen (1) und (2) ist auch hier Δφ(t) die aktuelle Modulations-Differenzphase zweier aufeinander folgender Symbole. Das überraschende, weil keinesfalls zwangsläufige oder selbstverständliche und zugleich sehr erfreuliche Ergebnis ist, dass die Gleichungen (5) und (6) – bis auf den konstanten und nicht störenden Term der Lokallaserleistung – den Gleichungen (1) und (2) beim Direktempfang entsprechen. Die nun vom Phasenrauschen befreiten detektierten In-Phase- und Quadratur-Photoströme sind, nach Durchlaufen des elektronischen Netzwerks, wie beim Direktempfang also proportional zu der aktuellen sowie um eine Symboldauer verzögerten Amplitude sowie der aktuellen Differenzphase. Somit können hier die gleichen baulichen Konzepte zur Wiedergewinnung von Amplituden- und Differenzphasen-Information angewendet werden wie zuvor schon beim Direktempfänger vorgeschlagen wurde.
In der ersten Alternative wird die Amplitude über den Amplitudendetektionspfad detektiert und die Zusatzinformation gleichzeitig zur Normalisierung auf einen Konstellationskreis genutzt, worauf dann anschließend auch die Differenzphasen-Information über IQ-Entscheidung wie bei DPSK bestimmt werden kann. In der zweiten Alternative wird die Information aus dem Amplitudendetektionspfad zur Normalisierung über die Durchführung einer Division durch die verzögerte Amplitude benutzt und dann anschließend eine IQ-Entscheidung oder Amplituden-/Phasenentscheidung über die empfangene QAM-Konstellation durchgeführt. Die dritte Alternative nutzt den Amplitudendetektionspfad zur direkten Amplitudendetektion und bestimmt die Differenzphase über die Durchführung einer ARG-Operation.
Im Falle der direkten Amplitudenentscheidung über den Amplitudendetektionspfad kann es außerdem vorteilhaft sein, die Amplitude ebenfalls über ein Überlagerungsempfangs-Verfahren zu detektieren. Dies wird in einer weiteren Ausführungsform beansprucht.
Sowohl für den Direktempfänger als auch für den Phasen-Diversitäts-Homodyn-Empfänger ist es weiterhin vorteilhaft, den 2×4-90°-Hybrid als Multimode Interferenz (MMI) Koppler zusammen mit den beiden Differenzempfängern auf einem Chip zu integrieren. Für den optischen Direktempfänger kann ebenfalls der eingangsseitige 3dB-Koppler sowie die Symbolverzögerung vor einem der Hybrid-Eingänge und ferner ein Phasenschieber vor einem der Hybrid-Eingänge mit integriert werden. Mit diesem zusätzlichen Phasenschieber ist es möglich, das empfangene Konstellationsdiagramm beliebig zu drehen und somit unterschiedliche Entscheidungsmechanismen zu realisieren.
Soll beim Phasen-Diversitäts-Empfänger die Verwendung eines 2×4 90° Hybrids vermieden werden, ist in einer weiteren Ausführungsform prinzipiell auch eine dreiarmige Konfiguration unter Verwendung eines 3×3 Kopplers möglich. Die In-Phase- und Quadratur-Signale können dann über adäquate elektrische Prozessierung gebildet werden, wie auch aus Veröffentlichung V bekannt.
Der mögliche Einsatz des Phasen-Diversitäts-Homodyn-Empfängers nach der Erfindung als WDM-Empfänger stellt einen besonderen Vorteil der Erfindung dar. Durch Abstimmen des Lokallasers auf die Frequenz des gewünschten Kanals und Tiefpassfilterung der detektierten In-Phase- und Quadratur-Photoströme kann ein gewünschter Kanal selektiert werden. Da die Kanaltrennung durch elektrische Filterung erfolgt, kann dabei eine hohe Trennschärfe erzielt werden. Auf optische Filter zur Kanalselektion, wie sie beim Direktempfang verwendet werden müssen, kann gänzlich verzichtet werden. Ebenfalls vorteilhaft ist, dass optional ein Modul zur elektronischen Dispersionskompensation vorgesehen werden kann, mit dem eine theoretisch ideale, in der Praxis aber durch die Auslegung der Filter in der Performance begrenzte Kompensation der chromatischen Dispersion erreicht werden kann. Die Erhaltung der zeitlichen Phaseninformation ist hierbei ein besonderer Vorteil im Vergleich zum Direktempfang.
Das elektronische Netzwerk zur Kompensation des Phasenrauschens beim Phasen-Diversitäts-Empfänger nach der Erfindung kann prinzipiell mit analogen Komponenten oder auch mit digitaler Signalverarbeitung realisiert werden. Dabei ist beim Homodynempfang ebenfalls auf übereinstimmende Frequenzen von Signal- und Lokallaser zu achten. Abweichungen führen zu einem Performance-Verlust. Eventuell muss die Frequenzgleichheit daher durch zusätzlichen Aufwand garantiert werden. Hierfür kann beispielsweise eine automatische Frequenzregelschleife (AFC Loop) oder auch eine digitale Schätzung der Frequenzabweichung verwendet werden.
Ein weiterer Vorteil der mit der Erfindung vorgeschlagenen Empfänger liegt darin, dass die gesamte Empfängerstruktur bis hin zu den Entscheidern bei gleicher Symbolrate einen vom Modulationsformat unabhängigen Aufbau hat. Dies macht den Einsatz der Empfänger in adaptiven Systemen denkbar, wobei unterschiedliche Modulationsformate durch alleinige Anpassung der abschließenden Entscheiderelektronik sowie Datenrekonstruktions-Logik realisiert werden können. Denkbar ist sowohl der modulare Austausch modulationsspezifischer elektronischer Module als auch die parallele Auslegung für unterschiedliche Modulationsformate durch Arrays von Elektronik-Modulen.
Zukünftige Untersuchungen werden zeigen, welche Modulationsformate in welchen Netzsegmenten besonders sinnvoll einsetzbar sind. Die Flexibilität des mit der Erfindung vorgeschlagenen Empfängers bezüglich der Modulationsformate ermöglicht den Einsatz in optischen Weitverkehrs-, Metro- und Zugangsnetzen.
Ausführungsbeispiele
Zum weiteren Verständnis des optischen Empfängers nach der Erfindung für den Empfang eines optischen Datensignals, das durch Anwendung der M-wertigen sternförmigen Quadratur-Amplitudenmodulation mit differenzieller Phasenkodierung aus einzelnen Symbole der Länge der Symboldauer besteht und eine Amplitudeninformation und eine differenzielle Phaseninformation enthält, werden im Folgenden beispielhaft einzelne Ausführungsformen anhand der schematischen Figuren erläutert. Dabei zeigt die
1 aus dem Stand der Technik: ein Konstellationsdiagramm einer sternförmigen 16-QAM mit acht Phasenzuständen,
2 eine Ausführungsform als optischer Direktempfänger (Konfiguration mit zwei DLI) mit einer Normalisierung auf einen Konstellationskreis und einer IQ-Entscheidung der Phaseninformation,
3 eine Ausführungsform als optischer Direktempfänger (Konfiguration mit 2×4 90° Hybrid und zusätzlichem Phasenschieber vor einem der Hybrid-Eingänge) mit einer Normalisierung auf einen Konstellationskreis und einer IQ-Entscheidung der Phaseninformation,
4 eine Ausführungsform als optischer Direktempfänger mit einer einfachen Normalisierung sowie einer Entscheidung der rekonstruierten QAM-Konstellation bei Verwendung der Struktur mit 2×4 90°-Hybrid,
5 eine Ausführungsform als optischer Direktempfänger und einer Bestimmung der Phaseninformation nach Durchführung einer ARG-Operation bei Verwendung der Struktur mit 2×4 90°-Hybrid,
6 eine Ausführungsform als Phasen-Diversitäts-Homodyn-Empfänger mit einer Normalisierung auf einen Konstellationskreis und einer IQ-Entscheidung der Phaseninformation,
7 eine Ausführungsform als Phasen-Diversitäts-Homodyn-Empfänger mit einer einfachen Normalisierung und einer Entscheidung der rekonstruierten QAM-Konstellation und
8 eine Ausführungsform als Phasen-Diversitäts-Homodyn-Empfänger mit einer Bestimmung der Phaseninformation nach Durchführung einer ARG-Operation.
Die 1 zeigt ein Konstellationsdiagramm einer sternförmigen 16QAM mit acht Phasenzuständen. Mit einem derartig höherwertigen Modulationsverfahren (M = Anzahl des Symbole = 8) kodierte Datensignale können erstmals mit dem optischen Empfänger nach der Erfindung ohne weiteres empfangen und einwandfrei dekodiert werden.
Die 2 zeigt den optischen Empfänger OE nach der Erfindung in der Ausbildung eines optischen Direktempfängers DD. Das empfangene Datensignal Star-M QAM wird über einen ersten optischen Koppler KP1 auf einen Amplitudendetektionspfad ADP und einen Phasendetektionspfad PDP aufgeteilt. Im Amplitudendetektionspfad ADP befindet sich eine Photodiode PD, die das ankommende optische Datensignal detektiert und dessen Amplitude bzw. Intensität in einen entsprechenden elektrischen Strom umwandelt. Im Phasendetektionspfad PDP ist einer zweiter optischer Koppler KP2 (im gewählten Ausführungsbeispiel mit einer gleichmäßigen 3 dB-Signalaufteilung) angeordnet, der das empfangene Datensignal auf einen In-Phase-Signalpfad IPS und einen Quadratur-Signalpfad QS aufteilt. In beiden Pfaden sind hintereinander jeweils ein Verzögerungs-Interferometer DLI1, DLI2 als PM-IM-Wandler PIW und ein Differenzsignaldetektor DE1, DE2 angeordnet. Bei den Verzögerungs-Interferometern DLI1, DLI2 werden nur ein Eingang, aber beide Ausgänge benutzt. In einem Pfad des DLI1, DLI2 wird die Verzögerung um die Symboldauer T_S, im jeweils anderen Pfad die Phasenverschiebung des In-Phase-Signals φ_I bzw. des Quadratur-Signals φ_Q eingestellt. In den Differenzsignaldetektoren DE1, DE2 werden die optischen In-Phase- und Quadratursignale jeweils über zwei Photodioden detektiert und über einen Differenzverstärker in entsprechende elektrische Ströme umgesetzt.
In der elektrischen Auswertungseinheit AWE sind hinter den beiden Differenzsignaldetektoren DE1, DE2 in Reihe ein Normalisierer NORM, ein Symbolentscheider SE, eine Daten-Rekonstruktionslogik DRL und – im gewählten Ausführungsbeispiel, da nur optional – ein Multiplexer MUX angeordnet, der den parallelen rekonstruierten Datenstrom wieder in einen seriellen Datenstrom Daten-Bits rückwandelt. Der parallele Amplitudendetektionspfad ADP bzw. dessen elektrisches Ausgangssignal wird sowohl dem Normalisierer NORM als aus dem Symbolentscheider SE zugeführt, sodass die Amplitudeninformation an beiden Komponenten direkt zur Verfügung steht.
Im Normalisierer NORM wird die oben bereits erläuterte Normalisierung der unterschiedlichen Phasen- und Amplitudenzustände auf einen gemeinsamen Konstellationskreis durchgeführt (die mathematische Operation ist in dem Einschub in der 1 dargestellt, dabei bezeichnet T_S die Symboldauer, I(t) das In-Phase-Signal, Q(t) das Quadratur-Signal und P_S(t) die Lichtintensität des optischen Datensignals Star-M QAM). Der Symbolentscheider SE führt zur Rekonstruktion der Phaseninformation eine einfache IQ-Entscheidung (wie bei DPSK) durch, und ermittelt die Amplitudeninformation direkt aus dem Signal des Amplitudendetektionspfads ADP.
Die Entsprechung dieses Aufbaus mit einem Homodyn-Empfänger ist in der 6 aufgezeigt. Die nachfolgenden Figuren weisen einen grundsätzlich zur 2 analogen Aufbau auf. Dort jeweils nicht erwähnte oder angezeigte Bezugszeichen sind entsprechend der 2 zu entnehmen oder in deren Zusammenhang erläutert.
In der 3 ist ebenfalls eine Ausführungsform des optischen Empfängers OE, nach der Erfindung als Direktempfänger DD dargestellt. Im Unterschied zu der Ausführungsform gemäß 2 ist der PM-IM-Wandler PIW jedoch als 2×4-90°-Hybrid HY mit einem zusätzlichen Symbolverzögerer SV um die Symboldauer T_S vor einem der Eingänge des 2×4-90°-Hybrid HY ausgeführt.
Der 2×4-90°-Hybrid HY kann als Multimode Interferenz Koppler MMI realisiert werden. Im gezeigten Ausführungsbeispiel kann eine zusätzliche Phasenverschiebung zur beliebigen Drehung des Konstellationskreises vorgesehen sein. Hierzu ist ein Phasenschieber PS vor einem der beiden Eingänge des 2×4-90°-Hybrid HY angeordnet. Dabei ist der Phasenschieber PS jedoch nur als Option anzusehen.
Die 4 zeigt ebenfalls einen Direktempfänger DD gemäß 3, hier jedoch mit einer einfachen Normalisierung. Dazu ist der Amplitudendetektionspfad ADP nur noch mit dem Normalisierer NORM verbunden. Es wird eine einfache Division nur mit der um die Symboldauer T_S verzögerten Amplitude durchgeführt. Amplituden- und Phaseninformation werden mittels IQ-Entscheidung im Symbolentscheider SE anhand der rekonstruierten QAM-Konstellation gewonnen. Die Entsprechung dieses Aufbaus mit einem Phasen-Diversitäts-Homodyn-Empfänger ist in der 7 aufgezeigt.
In der 5 ist ein Direktempfänger DD gemäß 3 oder 4 dargestellt, bei dem der Amplitudendetektionspfad nur auf den Symbolentscheider SE geführt ist. Die Phasendetektion erfolgt über einen ARG-Operator ARG, in dem der Winkel zwischen dem In-Phase-Signal I(t) als Realteil und dem Quadratur-Signal Q(t) als Imaginärteil einer komplexen Zahl ermittelt wird. Die Entsprechung dieses Aufbaus mit einem Homodyn-Empfänger ist in der 8 aufgezeigt.
Die 6, 7 und 8 zeigen zu den 2, 4 und 5 entsprechende Ausführungsformen für einen Homodyn-Überlagerungsempfänger HD. Dabei wird der Phasendetektionspfad PDP von einem 2×4-90°-Hybrid HY begonnen, auf dessen zweiten Eingang ein Signal eines Lokaloszillators LO gegeben wird. Jeweils zwei Ausgänge des 2×4-90°-Hybrids HY führen zum In-Phase-Signalpfad IPS und zum Quadratur-Signalpfad QS. In beiden Pfaden sind jeweils ein Differenzsignaldetektor DE1, DE2 und nachfolgend ein Tiefpassfilter TP1, TP2 angeordnet. An die Ausgänge der beiden Tiefpassfilter TP1, TP2 schließt sich ein elektronisches Netzwerk NW zur Weiterverarbeitung der vom Phasenrauschen gestörten In-Phase- und Quadratur-Signale I*(t), Q*(t) an, in dem das In-Phase-Signal I(t) durch eine Selbstmultiplikation des In-Phase-Signals I*(t) und Quadratur-Signals Q*(t) mit deren um die Symboldauer T_S verzögerten Kopien sowie einer anschließenden Addition und das Quadratur-Signal Q(t) durch eine Überkreuzmultiplikation des In-Phase-Signals I*(t) und Quadratur-Signals Q*(t) mit deren um die Symboldauer T_S verzögerten Kopien sowie einer anschließenden Subtraktion gewonnen werden. Die beiden Ausgänge des elektronischen Netzwerks NW treffen dann je nach Ausführungsform wieder auf den Normalisierer NORM (6 und 7) oder den ARG-Operator ARG (8). Es kann also auch bei dem Homodyn-Überlagerungsempfänger HD die grundsätzliche Konzeption nach der Erfindung zur Demodulation von M-wertiger, insbesondere höherwertiger sternförmiger Quadratur-Amplitudenmodulation mit differenzieller Phasenkodierung verwendet werden.

ADP: Amplitudendetektionspfad
ARG: ARG-Operator
AWE: elektrische Auswertungseinheit
DD: optischer Direktempfänger
DE: Differenzsignaldetektor (Balanced Detektor)
DLI: Verzögerungs-Interferometer
DRL: Daten-Rekonstruktionslogik
HD: Homodyn-Überlagerungsempfänger
HY: 2×4-90°-Hybrid
I(t): In-Phase-Signal
I*(t): empfangenes In-Phase-Signal beim HD, gestört durch Phasenrauschen
IPS: In-Phase-Signalpfad
KP: optischer Koppler
LO: Lokaloszillator
MMI: Multi-Mode-Interferenzkoppler
MUX: Multiplexer
NORM: Normalisierer
NW: elektronisches Netzwerk
OE: optischer Empfänger
PD: Photodiode
PDP: Phasendetektionspfad
PS: Phasenschieber
PIW: PM-IM-Wandler
Q(t): Quadratur-Signal
Q*(t): empfangenes Quadratur-Signal beim HD, gestört durch Phasenrauschen
QS: Quadratur-Signalpfad
SV: Symbolverzögerer
TP: Tiefpassfilter
T_S: Symboldauer
SE: Symbolentscheider
Star-M QAM: empfangenes Datensignal mit sternförmiger QAM-Modulation

Claims

Optischer Empfänger (OE) für den Empfang eines optischen Datensignals (STAR-M QAM), das durch Anwendung der M-wertigen sternförmigen Quadratur-Amplitudenmodulation mit differenzieller Phasenkodierung aus einzelnen Symbolen mit der Länge der Symboldauer (T_S) besteht und eine Amplitudeninformation und eine differenzielle Phaseninformation enthält, mit einer optischen Aufteilung des empfangenen Datensignals (STAR-M QAM) auf zwei Signalpfade, von denen der eine als Amplitudendetektionspfad (ADP) und der andere als Phasendetektionspfad (PDP) ausgebildet ist, wobei der Phasendetektionspfad (PDP) in einen In-Phase-Signalpfad (IPS) zur Erzeugung von In-Phase-Signalen (I(t)) und einen Quadratur-Signalpfad (QS) zur Erzeugung von Quadratur-Signalen (Q(t)) aufgeteilt ist und In-Phase-Signalpfad (IPS) und Quadratur-Signalpfad (QS) sowie Amplitudendetektionspfad (ADP) mit einer elektrischen Auswertungseinheit (AWE) zur Demodulation des empfangenen Datensignals (STAR-M QAM) verbunden sind, gekennzeichnet durch 1. eine Anordnung eines Normalisierers (NORM) und nachfolgend eines Symbolentscheiders (SE) und einer Datenrekonstruktionslogik (DRL) in der elektrischen Auswertungseinheit (AWE), und entweder 1.1 eine Verbindung des Amplitudendetektionspfads (ADP) sowohl mit dem Normalisierer (NORM) als auch mit dem Symbolentscheider (SE), wobei im Normalisierer (NORM) die In-Phase- und Quadratur-Signale (I(t), Q(t)) durch die aktuelle und die um die Symboldauer (T_S) verzögerte Amplitudeninformation des empfangenen Datensignals (STAR M-QAM) dividiert werden und im Symbolentscheider (SE) die Symbolentscheidungen durch Amplitudenentscheidung und durch In-Phase/Quadratur-Phasenentscheidung getroffen werden, oder 1.2. eine Verbindung des Amplitudendetektionspfads (ADP) zumindest mit dem Normalisierer (NORM), wobei im Normalisierer (NORM) die In-Phase und Quadratur-Signale (I(t), Q(t)) nur durch die um die Symboldauer (T_S) verzögerte Amplitudeninformation dividiert werden und im Symbolentscheider (SE) die Symbolentscheidungen über eine In-Phase/Quadratur-Entscheidung oder eine Amplituden/Phasen-Entscheidung anhand der rekonstruierten QAM-Konstellation getroffen werden, oder 2. eine Anordnung eines ARG-Operators (ARG) und nachfolgend eines Symbolentscheiders (SE) und einer Datenrekonstruktionslogik (DRL) in der elektrischen Auswertungseinheit (AWE) und eine Verbindung des Amplitudendetektionspfads (ADP) zumindest mit dem Symbolentscheider (SE), wobei im ARG-Operator (ARG) eine Winkelbestimmung der In-Phase- und Quadratur-Signale (I(t), Q(t)) durchgeführt wird und im Symbolentscheider (SE) die Symbolentscheidungen durch Amplitudenentscheidung und durch Phasenentscheidung aus dem Ausgangssignal des ARG-Operators (ARG) getroffen werden.
Optischer Empfänger (OE) nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Ausbildung als Direktempfänger (DD) mit einer Anordnung eines optischen Kopplers (KP2) im Phasendetektionspfad (PDP) zur Bildung des In-Phase-Signalpfads (IPS) und des Quadratur-Signalpfads (QS) und einem PM-IM-Wandler (PIW) mit zwei aktiven Eingängen und vier Ausgängen und einem nachfolgenden Differenzsignaldetektor (DE) sowohl im In-Phase-Signalpfad (IPS) als auch im Quadratur-Signalpfad (QS).
Optischer Empfänger (OE) nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch eine Ausbildung des PM-IM-Wandler (PIW) mit zwei Verzögerungs-Interferometern (DLI) oder mit einem 2×4-90°-Hybrid (HY) und einem Symbolverzögerer (SV) vor einem der beiden Eingänge des 2×4-90°-Hybrids (HY).
Optischer Empfänger (OE) nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch einen zusätzlichen Phasenschieber (PS) vor einem Eingang des 2×4-90°-Hybrids (HY).
Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch eine eingangsseitige, zusätzliche Anordnung eines optischen Verstärkers und nachfolgend eines optischen Bandpassfilters zur Verbesserung der Empfängerempfindlichkeit.
Optischer Empfänger (OE) nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Ausbildung als Phasen-Diversitäts-Überlagerungsempfänger mit einer Anordnung eines 2×4-90°-Hybrids (HY) im Phasendetektionspfad (PDP) mit einem Lokaloszillator (LO) an einem der beiden Eingänge des 2×4-90°-Hybrids (HY), einer nachfolgenden Anordnung von je einem Differenzsignaldetektor (DE1, DE2) an jeweils zwei Ausgängen des 2×4-90°-Hybrids (HY) und einer nachfolgenden Anordnung eines elektronischen Netzwerks (NW), in dem das vom Phasenrauschen befreite In-Phase-Signal (I(t)) durch eine Selbstmultiplikation des In-Phase-Signals (I*(t)) und Quadratur-Signals (Q*(t)) mit deren um die Symboldauer (T_S) verzögerten Kopien sowie einer anschließenden Addition und das vom Phasenrauschen befreite Quadratur-Signal (Q(t)) durch eine Überkreuzmultiplikation des In-Phase-Signals (I*(t)) und Quadratur-Signals (Q*(t)) mit deren um die Symboldauer (T_S) verzögerten Kopien sowie einer anschließenden Subtraktion gebildet werden.
Optischer Empfänger (OE) nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch eine Ausbildung als Phasen-Diversitäts-Homodynempfänger (HD) durch eine Frequenzeinstellung des Lokaloszillators (LO) auf die Trägerfrequenz des optischen Datensignals (STAR-M QAM).
Optischer Empfänger (OE) nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch eines Frequenzoffsetregelung zwischen der Frequenz des Lokaloszillators (LO) und der Trägerfrequenz des Datensignals (STAR-M QAM) durch eine automatische Frequenzregelschleife oder ein digitales Modul zur Schätzung und Korrektur des Frequenzoffsets.
Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 6 bis 8, gekennzeichnet durch einen Tiefpassfilter (TP1, TP2) hinter jedem Differenzsignaldetektor (DE1, DE2).
Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 6 bis 9, gekennzeichnet durch eine analoge oder digitale Ausbildung des elektronischen Netzwerks (NW).
Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 6 bis 10, gekennzeichnet durch eine zusätzliche Verwendung eines elektronischen, analogen oder digitalen Entstörmoduls zur Kompensation von Störeffekten der optischen Übertragung.
Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 6 bis 11, gekennzeichnet durch Auslegung des Phasendetektionspfads (PDP) nach dem Polarisations-Diversitäts-Verfahren für Polarisationsunabhängigkeit.
Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 6 bis 12, gekennzeichnet durch eine Anordnung einer direkt detektierenden Photodiode (PD) im Amplitudendetektionspfad (ADP) oder durch eine kohärente Amplitudendetektion mittels eines beliebigen Überlagerungsempfangs-Verfahrens.
Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 6 bis 13, gekennzeichnet durch den Austausch des 2×4 90° Hybrids (HY) und der beiden Differenzsignaldetektoren (DE) gegen einen 3×3 Koppler und drei Differenzsignaldetektoren (DE), aus deren Ausgangssignalen dann durch entsprechende Prozessierung das In-Phase-Signal (I*(t)) und das Quadratur-Signal (Q*(t)) gebildet werden.
Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 1 bis 13, gekennzeichnet durch eine Ausbildung des 2×4-90°-Hybrids (HY) als Multi-Mode-Interferenz-Koppler (MMI).
Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 1 bis 15, gekennzeichnet durch eine analoge oder digitale Ausbildung des Normalisierers (NORM) und/oder des ARG-Operators (ARG).
Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 1 bis 16, gekennzeichnet durch einen integrierten Aufbau von zwei oder mehreren optischen und/oder elektrischen Komponenten auf einem gemeinsamen Chip.
Verwendung des optischen Empfänger (OE) in der Ausbildung eines Überlagerungsempfängers (HD) nach einem der Ansprüche 6 bis 17, gekennzeichnet durch einen Einsatz als abstimmbarer WDM-Empfänger zur Selektion von optischen WDM-Kanälen, wobei der gewünschte Kanal homodyn ins Basisband umgesetzt wird und durch Tiefpassfilter (TP1, TP2) im In-Phase- und Quadratur-Signalpfad (IPS, QS) hinter den Differenzsignaldetektoren (DE1, DE2) von den anderen Kanälen getrennt wird.
Verwendung des optischen Empfängers (OE) nach einem der Ansprüche 1 bis 17, gekennzeichnet durch einen Einsatz als modulationsformat-flexibler Empfänger in adaptiven optischen Systemen, wobei die Symbolentscheider (SE) und die Daten-Rekonstruktions-Logik (DRL) modulationsspezifisch angepasst werden und diese entweder mobil vorhanden und gegeneinander manuell austauschbar oder parallel stationär in einem Array vorhanden und individuell elektrisch ansteuerbar sind.