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Hintergrund der Erfindung
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Die
Erfindung bezieht sich auf einen Sender zum Erzeugen eines DQPSK-modulierten Signals,
umfassend: einen Signalverteiler zum Aufteilen eines optischen Trägersignals
in einen ersten und einen zweiten Zweig, ein erstes und ein zweites
Mach-Zehnder-Interferometer in dem ersten und beziehungsweise in
dem zweiten Zweig, von denen jedes mit einem elektrischen Modulationssignal
betrieben wird, einen Phasenschieber in einem der Zweige, welcher
eine Nennphasenverschiebung von π/2
erzeugt, und einen Kombinierer, um die optischen Ausgangssignale
der zwei Zweige zu kombinieren.
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Die
Erfindung bezieht sich auch auf einen Empfänger zum Demodulieren eines
DQPSK-modulierten optischen Signals, umfassend: einen Signalverteiler
zum Aufteilen des optischen Signals in einen ersten und in einen
zweiten Zweig, wobei jeder der Zweige einen Gegentaktempfänger umfasst,
der auf ein Differentialinterferometer folgt, wobei jedes der Differentialinterferometer
eine Zeitverzögerung
und einen Phasenschieber umfasst, die in den jeweiligen Zweigen
des Differentialinterferometers angeordnet sind, wobei der Phasenschieber
eine Nennphasenverschiebung mit einem Absolutwert von π/4 erzeugt.
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Die
Erfindung bezieht sich ferner auf ein faseroptisches Übertragungssystem
für DQPSK-modulierte optische
Signale, umfassend einen Vorcodierer zum Vorcodieren einer Folge
von Datenbits durch Erzeugen von zwei elektrischen Modulationssignalen,
einen Sender zum Erzeugen eines DQPSK-modulierten optischen Signals
aus den elektrischen Modulationssignalen, eine LWL-Leitung zum Übertragen
des DQPSK-modulierten optischen Signals und einen Empfänger zum
Demodulieren des über
die LWL-Leitung übertragenen DQPSK-modulierten
optischen Signals.
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Schließlich bezieht
sich die Erfindung auf ein Verfahren zur Stabilisierung eines optischen
Phasenschiebers, der vorzugsweise in einen Sender oder Empfänger der
oben genannten Art eingebaut ist.
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Die
vierwertige Differenzphasenumtastung (DQPSK für "Differential Quaternary Phase Shift
Keying") ist ein
vorteilhaftes neues Modulationsformat, das hohe Aufmerksamkeit als
vielversprechender Bewerber für optische
Netze mit hoher Spektraleffizienz erhalten hat, die in Hochgeschwindigkeitsübertragungen
(43 Gigabit/s und darüber)
eingesetzt werden können.
Die Erzeugung und der Empfang von DQPSK-Signalen sind jedoch recht
komplex, da mehrere Rückkopplungssignale
erzeugt werden müssen,
um den Sender beziehungsweise den Empfänger zu stabilisieren.
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Ein
System nach dem Stand der Technik ist aus
WO 03/049333 bekannt.
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Nachfolgend
wird zu einem besseren Verständnis
der Erfindung ein kurzer Überblick über DQPSK-Erzeugung
und -Empfang gegeben, wobei mit einer Erklärung der PSK- und QPSK-Modulationsverfahren
begonnen wird.
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Die
Phasenumtastung (PSK für "Phase Shift Keying") ist ein digitales
Modulationsverfahren zur Datenübertragung
durch Modulieren der Phase eines Bezugssignals (Trägerwelle).
Jede der Phasen wird einem eindeutigen binären Bitmuster zugeordnet, das
nachfolgend als "Symbol" bezeichnet wird
und das durch eine bestimmte Phase dargestellt ist. Bei QPSK sind
die Symbole in gleichen Abständen
um einen Kreis in der komplexen Ebene angeordnet, wobei jedes Symbol
einem aus zwei Bits bestehenden Muster entspricht ("dibits": "00", "10", "01", und "11"), wie in 2a dargestellt.
Bei der Differenzphasenumtastung (DPSK für "Differential Phase Shift Keying") wird die Information
nicht direkt in der Phase der Symbole codiert, sondern in ihrer
Phasendifferenz. Deshalb werden beim DQPSK-Modulationsverfahren
die Symbole von 2a in einer Pulsphasendifferenz
von jeweils π/4,
3/4 π, –3/4 π, –π/4 codiert.
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Obwohl
QPSK (und infolgedessen auch DQPSK) als vierwertige Modulation betrachtet
werden kann, ist es einfacher, sie als zwei unabhängig modulierte
Quadraturträger
zu betrachten. Die geraden (ungeraden) Bits werden dann genutzt,
um die Inphasenkomponente des Trägers
zu modulieren, während
die ungeraden (geraden) Bits genutzt werden, um die Quadraturphasenkomponente
des Trägers
zu modulieren. Deshalb muss zum Erzeugen eines DQPSK-Signals ein
binärer
Bitstrom in zwei Folgen unterteilt werden, die der Inphasen- beziehungsweise
der Quadraturphasenkomponente entsprechen, sodass die Erzeugung
eines DQPSK-modulierten
Signals im Vergleich zu klassischen Modulationsverfahren wie z.
B. der Ein-Aus-Tastung (OOK für "On-Off Keying") schwieriger ist.
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Ein
faseroptisches Übertragungssystem 1 für DQPSK-modulierte
optische Signale, das in 1 dargestellt ist, weist einen
Vorcodierer 2 zum Vorcodieren eines binären Bitstroms durch Erzeugen
der zwei oben beschriebenen Folgen und zum Bilden von zwei entsprechenden
Modulationssignalen auf. Diese werden einem Sender 3 bereitgestellt,
um daraus ein DQPSK-moduliertes optisches Signal zu erzeugen. Das
optische Signal wird danach über
eine LWL-Leitung 4 an einen Empfänger 5 übertragen,
der das DQPSK-modulierte optische Signal demoduliert, indem die
Inphasen- und die Quadraturphasenkomponenten rekonstruiert werden.
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Die
nachfolgende Beschreibung wird sich auf den Sender 3 und
den Empfänger 5 konzentrieren,
da die im Vorcodierer 2 durchgeführte Vorcodierung für die Erfindung
von geringerer Relevanz ist und ihre Funktionsweise dem Fachmann
gut bekannt ist.
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Der
DQPSK-Sender 3 von 1 wird detaillierter
in 3a dargestellt und umfasst eine Laserquelle 6 (Laserdiode)
zum Erzeugen eines optischen Trägersignals,
einen optischen Signalverteiler 7 zum Aufteilen des optischen
Trägersignals
in einen ersten und einen zweiten Zweig 8a, 8b mit
jeweils gleicher Stärke,
einen ersten Mach-Zehnder-Modulator (MZM) 9 im ersten Zweig 8a,
einen zweiten Mach-Zehnder-Modulator 10 und einen
optischen π/2-Phasenschieber 11 im
zweiten Zweig 8b und einen Signalkombinierer 7', um ein einziges DQPSK-Ausgangssignal
aus den optischen Signalen der beiden Zweige 8a, 8b zu
erzeugen. Der erste und zweite MZM 9, 10 werden
als Phasenmodulatoren betrieben und werden jeweils mit einem elektrischen
Modulationssignal uk, vk,
gesteuert, das der Inphasen- und der Quadraturphasenfolge entspricht,
wie sie oben beschrieben wurden. Die elektrischen Signale werden
mit einer Datenrate von jeweils 20 Gbit/s bereitgestellt, was zu
einer Gesamtdatenrate des optischen Signals von 40 Gbit/s führt.
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In
dem Sender 3 sind zwei Unvollkommenheiten hervorgehoben
worden: Vorspannungsabweichungen der Mach-Zehnder-Modulatoren 9, 10,
die als Phasen modulatoren genutzt werden, und Phasenumtastungsfehler
des π/2-Phasenschiebers 11,
die beide weiter unten noch ausführlicher
beschrieben werden.
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Zum
Modulieren des optischen Trägersignals
mit elektrischen Modulationssignalen uk,
vk werden die Mach-Zehnder-Modulatoren 9, 10,
die einfache Zweiwellen-Interferometer sind, mit einer elektrischen
Steuerspannung gesteuert, die zu einer sinusförmigen Transferfunktion führt, wie
sie in 4 dargestellt ist. Bei ordnungsgemäßer Arbeitsweise
wird eine Vorspannung der MZMs 9, 10 auf das Übertragungsminimum
des Interferometers eingestellt, sodass die elektrische Steuerung
jeweils für
+/–Vπ,
den beiden benachbarten Punkten des Übertragungsmaximums entspricht,
wie dies für
die in einer durchgezogenen Linie dargestellte Kurve von 4 der
Fall ist. Danach wird ein Signal mit hoher Bitrate angelegt, das
um 0 V zentriert ist und eine Amplitude von 2 Vπ aufweist.
Wenn jedoch die Vorspannung nicht korrekt eingestellt ist, kann
eine Vorspannungsabweichung ΔV
auftreten, die zu einer Verschiebung der Übertragungskurve in der Weise
führt,
dass die maximale optische Übertragung
nicht länger
für +/–Vπ erreicht
wird, sondern für
eine höhere
Spannung, wie dies für
die in einer gestrichelten Linie dargestellte Kurve in 4 der
Fall ist.
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Die
Vorspannungsabweichung ΔV,
die als eine Verschiebung der Vorspannung von ihrem korrekten Wert
definiert ist, führt
zu einer Veränderung
der Symbolkonstellation, indem sie aus ihren idealen Positionen in
der komplexen Ebene so, wie durch Pfeile in 2b dargestellt,
verschoben werden. Eine Vorspannungsabweichung im MZM 9 des
ersten Zweigs 8a verschiebt die Symbole in horizontaler
Richtung, wohingegen eine Vorspannungsabweichung im MZM 10 des
zweiten Zweigs 8b, die den π/2-Phasenschieber 11 aufweist, die
Symbole in vertikaler Richtung verschiebt (wobei nur der erste Fall
in 2b dargestellt ist). In beiden Fällen liegen
die Symbole näher
beieinander als im idealen Fall, sodass die gegeneinander bestehende
Empfindlichkeit geringer ist.
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Die
Veränderung
aufgrund der Vorspannungsabweichung führt zu einer Amplitudenverringerung
im DQPSK-modulierten Signal sowie zu Phasenfehlern, da modulierte
Phasen nicht gleich 0 und π/2
sind; bezüglich
eines optischen Signals mit einer Vorspannungsabweichung gleich π/10 siehe
die Zeitbereichsdarstellung von
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10a, wo die Amplitude der optischen Leistung und
Phase durch eine durchgezogene beziehungsweise eine gestrichelte
Linie dargestellt sind. Die Höhe
der Amplitude des modifizierten Signals ist im Vergleich zum idealen
Fall verringert, da die Interferenzen der Signale aus den beiden
Zweigen 8a, 8b im Kombinierer 7' von 3a nicht
vollständig
konstruktiv sind. Darüber
hinaus erscheinen einige Artefakte (Spitzen usw.) in den Phasen-
und Amplitudenkurven, da die maximale Übertragung nicht auf die Spannungen –Vπ beziehungsweise
+Vπ konzentriert
ist.
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Die
Verschlechterung der Leistung eines optischen Übertragungssystems, die durch
die Vorspannungsabweichung verursacht wird, kann aus 11a entnommen werden, die die so genannte Q-Factor
Penalty (durchgezogene Linie) und die Abweichung der Ausgangsleistung
(gestrichelte Linie), gemessen in dB in Abhängigkeit von der Vorspannungsabweichung
für ein
optisches Signal/Rausch-Verhältnis (OSNR
für "Optical Signal-to-Noise
Ratio") von 14,5
dB, darstellt. Aus 11a kann entnommen werden, dass,
obwohl die Systemleistung durch niedrige Vorspannungsabweichungen
nicht stark beeinträchtigt
wird, bei höheren
Abweichungen große
Penalty-Beträge
verursacht werden, die bei Abweichungen von 0,6 rad zu einer Penalty
von 1 dB führen.
Deshalb ist es zwingend erforderlich, eine Möglichkeit zu finden, wie die
Vorspannungsabweichungen in den MZMs 9, 10 verringert
werden können,
um den Sender 3 von 3a zu
stabilisieren.
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Darüber hinaus
muss der DQPSK-Sender 3 von 3a in
Bezug auf Beeinträchtigungen
stabilisiert werden, die durch den π/2-Phasenschieber 11 verursacht
werden. Wenn die Phasenverschiebung des Phasenschiebers 11 nicht
gleich π/2
ist, sind Interferenzen in dem optischen Kombinierer 7' oder differentielle
Interferenzen im Demodulationsteil eines nachfolgenden Empfängers nicht
mehr vollständig
konstruktiv oder destruktiv. Wie aus 2c entnommen
werden kann, in der DQPSK-Symbole in der komplexen Ebene dargestellt
werden, führt
ein Phasenverschiebungsfehler zu einer Symmetrieabweichung in der
DQPSK-Konstellation, was unterschiedliche Abstände zwischen den Symbolen zur
Folge hat und so zu unterschiedlichen Amplitudenhöhen der
im Sender 3 erzeugten optischen DQPSK-Symbole führt, wie
aus 10b entnommen werden kann, die
eine Zeitbereichsdarstellung eines optischen Signals für einen
Phasenverschiebungsfehler von π/10
darstellt. Die Hauptbeeinträchtigung
des π/2-Phasenverschiebungsfehlers besteht
in der Unvollkommenheit der Interferenzen in dem optischen Kombinierer 7' am Ausgang
des Senders von 3a. Infolgedessen gibt es zusätzlich zu
einer ersten (normierten) Leistungsamplitudenhöhe 16 eine zweite
Amplitudenhöhe 17 in dem
optischen DQPSK-Signal (beide in 10b durch
Kreise gekennzeichnet), sodass sich die Erkennung am Empfänger 5 von 1 verschlechtert.
Dies ist besonders schwerwiegend, wenn differentielle Interferenzen
für die
Demodulation verwendet werden, da die unvollkommenen Interferenzen
zwischen aufeinander folgenden Pulsen die Systemleistung beeinträchtigen,
wie in 11b zu sehen ist, in der der
Q-Faktor (durchgezogene Linie) dargestellt ist, der durch einen
Phasenverschiebungsfehler am Sender verschlechtert wird, sodass
für einen
Phasenverschiebungsfehler von 0,3 rad (was π/10 entspricht) eine Penalty
von 1 dB erreicht wird.
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Zusätzlich zu
den Beeinträchtigungen
des Übertragungssystems 1 von 1,
die durch den Sender 3 bedingt sind und die oben beschrieben
wurden, gibt es weitere Beeinträchtigungen,
die durch den Empfänger bedingt
sind, der detaillierter in 5a dargestellt
ist.
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Der
Empfänger 5 umfasst
einen Signalverteiler 30 zum Aufteilen eines empfangenen
optischen DQPSK-Signals in zwei gleiche Teile, von denen jeder in
einen der zwei Zweige 31a, 31b eingespeist wird. Nachfolgend
werden nur die Komponenten im ersten Zweig 31a im Detail
beschrieben, wobei gleichen Komponenten im zweiten Zweig 31b mit
einem Strichindex versehene Bezugsziffern zugewiesen werden. Der
erste Zweig 31a umfasst ein Differentialinterferometer 32,
um zwei aufeinander folgende Pulse miteinander interferieren zu
lassen, und auf dieses folgt ein Gegentaktempfänger 33. Das Differentialinterferometer 32 teilt
das optische Signal in einen ersten und einen zweiten Zweig 36a, 36b auf,
von denen der erste eine Zeitverzögerung 34 aufweist
und von denen der zweite einen Phasenschieber 35 mit einer
Nennphasenverschiebung von +π/4
umfasst. Beide Zweige werden am Ausgang des Interferometers wieder
kombiniert und erneut aufgeteilt, um in Fotodioden in den jeweiligen
Zweigen des Differentialempfängers 33 eingespeist
zu werden, wobei die beiden optischen Eingangssignale der Fotodioden
in ein elektrisches Ausgangssignal umgewandelt werden.
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Der
zweite Zweig 31b unterscheidet sich vom ersten Zweig 31a nur
darin, dass der Phasenschieber 35' eine Nennphasenverschiebung von –π/4 statt
+π/4 erzeugt.
Die Gesamtphasendifferenz zwischen den beiden Phasenschiebern 35, 35' von π/2 ist der
Grund, warum der Gegentaktempfänger 33 des
ersten Zweigs 31a die Inphasenkomponente Ik des
optischen DQPSK-Signals decodiert, während der Gegentaktempfänger 33' des zweiten
Zweigs 33' die
Quadraturphasenkomponente Qk decodiert.
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Die
Hauptbeeinträchtigung
in dem oben beschriebenen DQPSK-Empfänger 5 besteht in
einer Phasenverschiebung, die nicht gleich π/4 ist, was zu einem Augendiagramm
mit mehreren Ebenen und einer geringeren Empfindlichkeit bei der
Erkennung führt.
Dieser Phasenverschiebungsfehler kann durch die folgenden Ursachen
bedingt sein: Laserverstimmung, Unvollkommenheiten aus dem π/4-Phasenschieber oder
eine Zeitverzögerung
T, die nicht gleich einer Bitzeit T ist.
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Alle
diese Ursachen können
in einem Phasenterm Δϕ summiert
werden: Δϕ = Δφπ/4-Verschiebung +
2ΠΔνLaserT
+ 2πΔTν0,mit:
- Δφπ/4
- gleich der Fehlanpassung
des Phasenschiebers
- ΔνLaser
- gleich der Laserverstimmung
gegenüber
seiner Mittelwellenlänge ν0;
- ΔT
- gleich dem Fehler
der Bitzeitverzögerung.
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Nachfolgend
bezeichnet der Begriff "Phasenverschiebungsfehler" den Phasenterm Δφ, der durch
alle oben beschriebenen Unvollkommenheiten bedingt ist.
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Wie
in dem Fall mit dem Phasenverschiebungsfehler des Senders führt auch
die Fehlanpassung der Phasenverschiebung im Empfänger zu unvollkommenen Interferenzen
und infolgedessen zu einem Augendiagramm mit 4 Ebenen, d. h., 4
unterschiedlichen Amplitudenhöhen.
Die Zeitbereichsdarstellung der normierten Amplitude der Spannung
des elektrischen Signals am Ausgang des Gegentaktempfängers 33 wird
in 10c für
den Idealfall (durchgezogene Linie) und einen Phasenverschiebungsfehler
gleich π/10
(gestrichelte Linie) dargestellt. Es ist bemerkenswert, dass die
Veränderungen
gegenüber
dem idealen Signal ungefähr 50%
des normierten Wertes der Stärke
betragen, sodass in diesem Fall statt der zwei Höhen, wenn der Empfänger optimiert
ist, vier verschiedene Höhen
auftreten. Infolgedessen wird eine logische "1",
die mit einer Nennamplitudenhöhe
von 1,0 codiert werden sollte, in zwei unterschiedlichen Amplitudenhöhen codiert,
von denen die erste 18 gleich 0,7, die zweite 19 gleich 1,2 ist.
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Wie
erwartet, zeigt 11c, dass die Toleranz gegenüber dem
Phasenverschiebungsfehler, die als Q-Factor Penalty (in dB) auf
der Empfängerseite
gemessen wird, sehr gering ist: für ±π/40 wird 1 dB erreicht (durchgezogene
Linie). Zum Vergleich: Eine Phasenverschiebung gleich π/40 entspricht ΔνLaser =
500 MHz. Was nun eine Laserquelle betrifft, so liegt die übliche Wellenlängenstabilität bei ungefähr 0,01
nm, d. h., 1,2 GHz.
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Zusammenfassend
lässt sich
feststellen, dass der Sender ebenso wie der Empfänger stabilisiert werden müssen, um
den oben veranschaulichten Beeinträchtigungen entgegenzuwirken.
Für diesen
Zweck müssen
Rückkopplungssignale
gefunden werden, aus denen geeignete Vorspannungssignale für die Mach-Zehnder-Modulatoren und Phasenschieber
erzeugt werden können.
Die beste Lösung
nach dem Stand der Technik besteht darin, Modulator (Sender) und
Demodulator (Empfänger)
einzustellen, indem die Bitfehlerrate (BER für "Bit Error Rate") als Rückkopplungssignal verwendet
wird. Der Grundgedanke dieser Lösung
besteht darin, optimale Einstellungen zu finden, indem die BER minimiert
wird. Der Nachteil dieser Lösung
für die
Einstellungen von Sender und Empfänger liegt jedoch in den Kosten
der BER-Überwachung,
bei denen es sich um einen recht komplexen Algorithmus handelt.
Darüber
hinaus wird die BER an der Empfängerseite überwacht,
die mehrere hundert Kilometer vom Sender entfernt liegen kann.
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Ziel der Erfindung
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Ein
erstes Ziel der Erfindung besteht darin, einen DQPSK-Sender der
oben beschriebenen Art bereitzustellen, der die Mach-Zehnder-Modulatoren
und vorzugsweise auch die π/2-Phasenschieber
durch Vorspannungssignale stabilisiert, die auf eine überraschend
einfache und kostengünstige
Weise erzeugt werden.
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Ein
zweites Ziel der Erfindung besteht darin, einen DQPSK-Empfänger der
oben beschriebenen Art bereitzustellen, der einen Phasenverschiebungsfehler
durch auf eine überraschend
einfache und kostengünstige
Weise erzeugte Vorspannungssignale minimiert.
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Ein
drittes Ziel der Erfindung besteht darin, ein faseroptisches Übertragungssystem
für DQPSK-modulierte
optische Signale bereitzustellen, welches einen Sender und einen
Empfänger
aufweist, die in Bezug auf Phasenverschiebungsfehler und Vorspannungsabweichungen
stabilisiert sind.
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Ein
viertes Ziel der Erfindung besteht darin, ein Verfahren zur Stabilisierung
eines optischen Phasenschiebers für ein DQPSK-moduliertes optisches
Signal unter Verwendung eines Vorspannungssignals bereitzustellen,
welches effizient erzeugt werden kann.
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Kurzbeschreibung der Erfindung
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Nach
einem ersten Aspekt der Erfindung wird dieses Ziel durch einen Sender
der oben genannten Art erreicht, welcher eine Rückkopplungsschaltung umfasst,
die mindestens ein erstes und ein zweites Vorspannungssignal erzeugt,
um eine Vorspannung von mindestens dem ersten und zweiten Mach-Zehnder-Interferometer
einzustellen, wobei die Rückkopplungsschaltung
umfasst: einen Detektor, um mindestens ein erstes und zweites Rückkopplungssignal
aus einem Mustersignal zu erzeugen, das aus dem optischen Signal
nach dem Kombinierer extrahiert wird, und für jedes Vorspannungssignal:
einen lokalen Oszillator, der ein Hilfssignal erzeugt, welches das
Vorspannungssignal mit einer vordefinierten Frequenz moduliert,
einen Lock-in-Detektor, der eine Phasendifferenz zwischen dem Rückkopplungssignal
und dem Hilfssignal bestimmt, und eine Vorspannungsschaltung, um
das Vorspannungssignal aus einem Ausgangssignal des Lock-in-Detektors
zu erzeugen, wobei sich die vordefinierten Frequenzen der Hilfssignale
voneinander unterscheiden und vorzugsweise keine ganzzahligen Vielfachen
voneinander sind, wobei der Detektor eine Erkennungseinheit für die Spitzenleistung
umfasst, vorzugsweise einen quadratischen Detektor, um ein Rückkopplungssignal
zu erzeugen, das auf eine einen Schwellenwert überschreitende Leistung des
Mustersignals schließen
lässt.
Die Bandbreite des quadratischen Empfängers beträgt ungefähr 20 GHz (was der Symbolrate
von DQPSK entspricht, da ein Symbol zwei Bit enthält). Das
auf diese Weise erzeugte Rückkopplungssignal
wird zur Erzeugung eines Vorspannungssignals für den Phasenschieber verwendet.
Die mittlere Leistung des Mustersignals, die zum Erzeugen der Rückkopplungssignale
des Mach-Zehnder-Modulators verwendet wird, kann in diesem Fall
nicht verwendet werden, da die mittlere Leistung konstant ist, wie
auch immer die Phasenverschiebung ausfällt. Wie weiter oben beschrieben,
führt der
Phasenverschiebungsfehler jedoch dazu, dass das DQPSK-modulierte Signal
Amplitudenhöhen 18, 19 erzeugt,
die über
und unter einem Nennwert liegen, wie in 10c dargestellt. Wenn
infolgedessen der Schwellenwert auf die Nennhöhe der Amplitude des DQPSK-modulierten
Signals (die in 10c gleich 1,0 ist) eingestellt
wird, wobei ein Rückkopplungssignal
basierend auf der Spitzenleistung erzeugt wird, die diesen Nennwert überschreitet,
und wenn im Anschluss daran das Rückkopplungssignal anschließend minimiert
wird, führt
dies zu einem Ausgleich der Amplitudenhöhen in der Weise, dass die
Amplitudenhöhen 18, 19 über und
unter der Nennhöhe
rekombiniert werden können.
Bezüglich
der Abhängigkeit
eines solchen Rückkopplungssignals
vom Phasenverschiebungsfehler siehe die als gestrichelte Linie dargestellte
Kurve von 11b.
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Der
erfindungsgemäße Sender
erzeugt Vorspannungssignale in Abhängigkeit von Rückkopplungssignalen
basierend auf dem optischen Ausgangssignal des Senders, und zwar
im Gegensatz zum Stand der Technik, wo die Vorspannungssignale in
Abhängigkeit
von der BER erzeugt werden, die nach einem Entscheidungsgatter am
Ausgang des Empfängers
gemessen wird. Das Grundkonzept der Erfindung besteht darin, das
(die) Rückkopplungssignal(e)
als Eingangssignal für
eine Lock-in-Erkennung zu verwenden, welche die an die Mach-Zehnder gelieferten
Vorspannungssignale (und vorzugsweise ein weiteres Vorspannungssignal
an den Phasenschieber) so einstellt, dass eine Abweichung des Rückkopplungssignals
von einem Nennwert minimiert wird. Vorzugsweise wird für den ersten
und den zweiten Mach-Zehnder-Modulator und den Phasenschieber jeweils
ein individuelles Rückkopplungssignal
erzeugt, obwohl es auch möglich
ist, dass an eine dieser Komponenten ein Vorspannungssignal geliefert
wird, das nicht in der oben beschriebenen Weise erzeugt wurde. Das
Prinzip der Lock-in-Erkennung zur Stabilisierung eines einzelnen
Mach-Zehnder-Modulators ist als solches bekannt, siehe z. B.
US 6.278.539 B1 .
Es wird angenommen, dass die Modulation des Vorspannungssignals
gemäß der vorliegenden
Erfindung entweder in der Rückkopplungsschaltung
oder im Mach-Zehnder-Modulator ausgeführt werden kann und dass verschiedene
Möglichkeiten
für die
Modulation möglich
sind, wie im Detail in dem Dokument beschrieben, auf das oben verwiesen
wurde.
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In
der vorliegenden Anwendung wird die Stabilisierung von beiden Mach-Zehnder-Modulatoren
durch Erzeugen von mindestens zwei individuellen Rückkopplungssignalen
aus einem gemeinsamen Mustersignal ausgeführt. Um in der Lage zu sein,
individuelle Rückkopplungssignale
aus dem Mustersignal am Ausgang des Kombinierers zu erzeugen, werden
die vordefinierten Frequenzen der Hilfssignale so gewählt, dass
sie sich voneinander unterscheiden. Darüber hinaus können Interferenzen
zwischen diesen Frequenzen unterdrückt werden, wenn die Frequenzen
so gewählt
werden, dass sie nicht länger
ganzzahlige Vielfache voneinander sind.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
des Senders umfasst der Detektor eine Erkennungseinheit für die mittlere
Leistung, um ein Rückkopplungssignal
zu erzeugen, das auf eine mittlere Leistung des Mustersignals schließen lässt. Die
mittlere Leistung des optischen Signals nach dem Kombinierer wird
maximiert, wenn die Vorspannungsabweichung der Mach-Zehnder-Modulatoren
minimiert wird; bezüglich
der Leistungsabweichung in Abhängigkeit
von der Vorspannungsabweichung siehe die als gestrichelte Linie
dargestellte Kurve in 11a.
Die mittlere Leistung nimmt mit zunehmender Vorspannungsabweichung
ab, im Einklang mit dem Umstand, dass die Werte auf dem Konstellationsdiagramm
näher beieinander
liegen, wenn die Vorspannungsabweichung ansteigt. Infolgedessen
kann durch das Erzeugen eines Vorspannungssignals, welches das Rückkopplungssignal
maximiert, die optimale Einstellung der Mach-Zehnder-Modulatoren
erreicht werden.
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In
einer weiteren stark bevorzugten Ausführungsform umfasst der Detektor
ferner ein so genanntes "Bias-Tee", bei dem es sich
um eine Komponente handelt, die zur Durchleitung eines HF-Signals
genutzt wird, die jedoch auch ermöglicht, den Pegel des Dauerstrichs
(CW für "Continuous Wave") des Signals zu
verändern,
um einen einstellbaren Schwellenwert der Erkennungseinheit für die mittlere
Leistung zu erzeugen. Das Bias-Tee erzeugt einen Versatz der Amplitude
des Mustersignals in der Weise, dass der Schwellenwert auf den Nennwert
des DQPSK-modulierten Signals eingestellt werden kann.
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Vorzugsweise
ist die quadratische Detektoreinheit eine Diode. Eine Diode liefert
eine quadratische Kennlinie oberhalb eines bestimmten Spannungsschwellenwertes
(z. B. 0,7 V) und eignet sich deshalb ideal als Erkennungseinheit
für eine
Spitzenleistung.
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In
einer weiteren bevorzugten Ausführungsform
ist mindestens ein Filter am Ausgang des Detektors angeordnet. Das
Signal am Ausgang des quadratischen Detektors ist nahezu ein CW-Signal
(moduliert mit der Frequenz des Hilfssignals im kHz-Bereich), und
das Filter ist ein Bandpassfilter mit einer Mittenfrequenz auf einer
vordefinierten Frequenz des Hilfssignals.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt der Erfindung wird dieses Ziel durch einen Empfänger der
oben genannten Art erreicht, der eine Rückkopplungsschaltung umfasst,
die mindestens ein Vorspannungssignal zum Einstellen einer Vorspannung
von mindestens einem der Phasenschieber erzeugt, wobei die Rückkopplungsschaltung
umfasst: mindestens einen Detektor zum Erzeugen eines Rückkopplungssignals
aus einem aus dem Ausgangssignal des jeweiligen Gegentaktempfängers extrahierten
Mustersignal, wobei der Detektor eine Erkennungseinheit für die Spitzenleistung
umfasst, vorzugsweise einen quadratischen Detektor, um ein Rückkopplungssignal
zu erzeugen, das auf eine Leistung des Mustersignals schließen lässt, die
einen Schwellenwert überschreitet,
der einer Nennhöhe
der Amplitude des Mustersignals entspricht, und mindestens einen
lokalen Oszillator, der ein Hilfssignal erzeugt, welches das Vorspannungssignal
mit einer vordefinierten Frequenz moduliert, mindestens einen Phasenkomparator,
der eine Phasendifferenz zwischen dem Rückkopplungssignal und dem Hilfssignal
bestimmt, und mindestens eine Vorspannungsschaltung, um das Vorspannungssignal
aus einem Ausgangssignal des Phasenkomparators zu erzeugen.
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In
dem Empfänger
gemäß der Erfindung
kann der oben beschriebene Phasenverschiebungsfehler Δϕ minimiert
werden, indem ein Vorspannungssignal für die Phasenschieber auf dieselbe
Weise erzeugt wird, wie im Zusammenhang mit dem Phasenschieber des
Senders beschrieben; bezüglich
der Abhängigkeit
der Abweichung des Rückkopplungssignals
vom Phasenverschiebungsfehler siehe die als gestrichelte Linie dargestellte
Kurve von 11c. Obwohl zur Verringerung
des Phasenfehlers des Empfängers
statt der Lock-in-Erkennung ein Augenmonitor verwendet werden könnte, weist
letzterer eine komplexe und kostspielige Struktur auf, die mit doppelten
DFF, XOR usw. arbeitet, sodass die von der Erfindung bereitgestellte
Lösung
viel einfacher ist und die Kosten erheblich verringert werden. In
weiteren bevorzugten Ausführungsformen
umfasst der Detektor ferner ein Bias-Tee zum Erzeugen eines einstellbaren
Schwellenwertes der Erkennungseinheit für die Spitzenleistung (vorzugsweise
eine Diode), und/oder er umfasst mindestens ein Filter am Ausgang
des Detektors.
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Gemäß einem
dritten Aspekt der Erfindung wird das Ziel durch ein faseroptisches Übertragungssystem
für DQPSK-modulierte
optische Signale erreicht, welches einen Sender gemäß dem ersten
Aspekt der Erfindung und einen Empfänger gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung
aufweist, wodurch die Werte der durch die oben beschriebenen Beeinträchtigungen
bedingten Q-Factor Penalty verringert werden.
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Gemäß einem
vierten Aspekt der Erfindung wird das Ziel durch ein Verfahren zur
Stabilisierung eines optischen Phasenschiebers für DQPSK-modulierte Signale
erreicht, umfassend die Schritte: des Extrahierens eines Mustersignals
aus dem Ausgang des Phasenschiebers; des Erzeugens eines Rückkopplungssignals durch
Messen der Leistung des Mustersignals, die einen Schwellenwert überschreitet,
welcher einer Nennhöhe
der Amplitude des DQPSK-modulierten Signals entspricht; und des
Erzeugens eines Vorspannungssignals für den Phasenschieber, welches
das Rückkopplungssignal
minimiert, vorzugsweise durch Lock-in-Erkennung, wodurch der Phasenverschiebungsfehler
des Phasenschiebers minimiert wird.
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Weitere
Vorteile können
der Beschreibung und der beigefügten
Zeichnung entnommen werden. Die weiter oben und weiter unten erwähnten Merkmale
können
in Übereinstimmung
mit der Erfindung entweder einzeln oder gemeinsam in jeder beliebigen
Kombination verwendet werden. Die erwähnten Ausführungsformen sind nicht als
erschöpfende
Aufzählung
zu verstehen, sondern haben vielmehr beispielhaften Charakter zur
Beschreibung der Erfindung.
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Zeichnung
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1 zeigt
ein faseroptisches Übertragungssystem
für DQPSK-modulierte
optische Signale;
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2a–c zeigen
eine Darstellung von DQPSK-Symbolen in der komplexen Ebene für einen
idealen Fall (a), mit einer Vorspannungsabweichung (b) und einem
Phasenverschiebungsfehler (c);
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3a,
b zeigen einen Sender für
DQPSK-modulierte Signale nach dem Stand der Technik (a) und einen
erfindungsgemäßen Sender,
der eine Rückkopplungsschaltung
aufweist, die mit unterschiedlichen Frequenzen modulierte Vorspannungssignale
liefert (b);
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4 zeigt
die optische Übertragung
eines Mach-Zehnder-Modulators in Abhängigkeit von einem elektrischen
Steuersignal;
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5a,
b zeigt einen Empfänger
nach dem Stand der Technik (a) und ein Detail eines erfindungsgemäßen Empfängers, der
eine Rückkopplungsschaltung
zum Erzeugen eines Vorspannungssignals aufweist (b);
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6 zeigt
eine Rückkopplungsschaltung
zum Erzeugen eines Vorspannungssignals für einen Mach-Zehnder-Modulator,
der in den Sender von 3b integriert ist;
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7 zeigt
eine Rückkopplungsschaltung
zum Erzeugen eines Vorspannungssignals für den π/2-Phasenschieber von 3b unter
Verwendung eines quadratischen Detektors;
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8 zeigt
ein Kennliniendiagram des Stroms (in mA) in Abhängigkeit von der Spannung (in
mV) eines quadratischen Detektors;
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9 zeigt
die Erzeugung eines Rückkopplungssignals
aus einem Mustersignal unter Verwendung eines solchen quadratischen
Detektors; und
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10a–c
zeigen eine Zeitbereichsdarstellung eines optischen Ausgangssignals
eines DQPSK-Senders mit (a) einer Vorspannungsabweichung von π/10 und (b)
einem Phasenverschiebungsfehler gleich π/20 sowie eine Zeitbereichsdarstellung
eines elektrischen Signals am Ausgang eines DQPSK-Empfängers mit
einem Phasenverschiebungsfehler von π/10; und
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11a–c
zeigen eine Abweichung eines Rückkopplungssignals
und eine Q-Factor
Penalty (beide in dB) in Abhängigkeit
von (a) einer Vorspannungsabweichung beziehungsweise (b, c) einem
Phasenverschiebungsfehler.
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Die
nachfolgende detaillierte Beschreibung der Erfindung bezieht sich
auf die beigefügte
Zeichnung. Dieselben Bezugsziffern können in unterschiedlichen Figuren
der Zeichnung zur Kennzeichnung derselben oder ähnlicher Elemente verwendet
werden.
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Nachfolgend
wird die Stabilisierung des in 3a dargestellten
DQPSK-Senders 3 erklärt. Zur
Stabilisierung der Mach-Zehnder-Modulatoren 9, 10 und
des π/2-Phasenschiebers 11 des
Senders 3 umfasst er eine in 3b dargestellte
Rückkopplungsschaltung 12.
Ein Mustersignal wird aus dem Ausgang des Senders 3 nach
dem Kombinierer 7' durch
einen Tap-Koppler 14 extrahiert. Das Mustersignal wird
in die Rückkopplungsschaltung 12 eingespeist,
die eine Fotodiode 13 zur Umwandlung optisch/elektrisch
des Mustersignals umfasst. Die Rückkopplungsschaltung 12 verwendet
das Mustersignal, um drei Vorspannungssignale 15.1 bis 15.3 zu
erzeugen, von denen jedes mit einer unterschiedlichen vordefinierten
Frequenz f1 bis f3 moduliert wird, die den Mach-Zehnder-Modulatoren 9, 10 beziehungsweise
dem π/2-Phasenschieber 11 bereitgestellt
werden. Die Vorspannungssignale 15.1 bis 15.3 werden
so gewählt,
dass die Vorspannungsabweichung der MZMs 9, 10 und
der Phasenverschiebungsfehler des Phasen schiebers 11 minimiert
werden. 3b stellt nur die Gesamtarchitektur
der Rückkopplungsschaltung
dar, wobei die Komponenten, die zum Erzeugen der Vorspannungssignale 15.1 bis 15.3 benötigt werden,
nicht grafisch dargestellt sind, da diese im Zusammenhang mit 6 und 7 weiter
unten beschrieben werden.
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6 zeigt
die Komponenten der Rückkopplungsschaltung
12.1,
die zum Erzeugen eines Vorspannungssignals für den ersten Mach-Zehnder-Modulator
9 benötigt werden.
Zu diesem Zweck umfasst die Rückkopplungsschaltung
12.1 einen
Detektor
21 mit einer Erkennungseinheit für die mittlere
Leistung
26, um ein Rückkopplungssignal
zu erzeugen, das auf eine mittlere Leistung des Mustersignals schließen lässt. Ein
(nicht dargestelltes) Filter ist in dem Detektor
21 angeordnet,
um die Komponenten des Mustersignals auszuwählen, die in einem Frequenzbereich
in der Nähe
der vordefinierten Frequenz f1 liegen. Ein lokaler Oszillator
20 erzeugt
ein Hilfssignal, das ein in einer Vorspannungsschaltung
23 erzeugtes
Vorspannungssignal mit einer vordefinierten Frequenz f1 moduliert.
Das Rückkopplungssignal
und das Hilfssignal werden in einen Lock-in-Detektor
22 eingespeist,
der einen Phasenunterschied zwischen ihnen bestimmt. Der Ausgang
des Lock-in-Detektors wird gefiltert und an die Vorspannungsschaltung
23 geliefert,
um ein Gleichspannungs-Vorspannungssignal zu erzeugen, welches das
Rückkopplungssignal
aus dem Detektor
21 in einer Weise maximiert, die dem mit
Lock-in-Erkennung (wie im Detail z. B. in
US 6.278.539 beschrieben) vertrauten
Fachmann bekannt ist. Wie weiter oben beschrieben, führt die
Maximierung der mittleren Leistung am Ausgang des Senders
3 zu
einer Maximierung der Vorspannungsabweichung des Mach-Zehnder-Modulators
9.
Dieselben Komponenten, die in
6 dargestellt
sind, können
auch zum Erzeugen eines Rückkopplungssignals
für den
zweiten Mach-Zehnder-Modulator
10 verwendet
werden, wobei der einzige Unterschied darin besteht, dass der lokale
Oszillator
20 ein Hilfssignal auf einer anderen Frequenz
f2 erzeugt, um das Auftreten von Interferenzen zwischen den Modulationsfrequenzen
der Vorspannungssignale zu vermeiden.
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7 zeigt
die Komponenten einer Rückkopplungsschaltung 12.2 zum
Erzeugen eines Vorspannungssignals für den Phasenschieber 11,
die sich von der Rückkopplungsschaltung 12.1 von 6 nur
darin unterscheidet, dass der Detektor 21' einen quadratischen Detektor 29 als
Erkennungseinheit für
Leistungsspitzen statt der Erkennungseinheit für die mittlere Leistung 26 umfasst.
Auf diese Weise kann die Leistung des Mustersignals, die einen Schwellenwert überschreitet,
der einem Nennpegel des DQPSK-modulierten Signals entspricht, gemessen
und als Rückkopplungssignal
genutzt werden, wie weiter unten noch ausführlicher beschrieben wird.
Durch Minimieren des auf diese Weise erzeugten Rückkopplungssignals kann der
durch den Phasenschieber 11 bedingte Phasenverschiebungsfehler
minimiert und somit der Ausgleich der Amplitudenhöhen des
optischen Signals erreicht werden.
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Zwei
der Rückkopplungsschaltungen 12.1,
wie in 6 dargestellt, und die Rückkopplungsschaltung 12.2 von 7 sind
in die in 3b dargestellte Rückkopplungsschaltung 12 integriert,
um Vorspannungssignale an die zwei Mach-Zehnder-Modulatoren 9, 10 beziehungsweise
den Phasenschieber 11 zu liefern. Selbstverständlich können gleiche
Komponenten der Rückkopplungsschaltungen 12.1 und 12.2 in
gemeinsamen physischen Einheiten der Rückkopplungsschaltung 12 von 3b angeordnet
werden, um eine weitere Verringerung der Kosten zu ermöglichen.
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Nachfolgend
wird die Stabilisierung des Empfängers 5 von 5a in
Verbindung mit 5b beschrieben, die den ersten
Zweig 31a des Empfängers 5 darstellt,
welcher eine Rückkopplungsschaltung 12.2 aufweist,
wie sie in 7 dargestellt ist. In dem Empfänger 5 wird
das Ausgangssignal des ersten Gegentaktempfängers 33 an einen
D-Flip-Flop (DFF) geliefert, der zur weiteren Verarbeitung des elektrischen
Signals mit einem Taktsignal C getaktet ist. Ein Tap-Koppler 37 wird
verwendet, um einen Teil des elektrischen Signals vor dem DFF zu
extrahieren, wobei es als Mustersignal an die in 7 dargestellte
Rückkopplungsschaltung 12.2 geliefert
wird, die ein zusätzliches
Bias-Tee 24 in dem Detektor 21' umfasst, um einen Versatz des
Mustersignals so zu erzeugen, dass die Nennamplitudenhöhe für das Symbol "1" von letzterem auf die Schwellenspannung
der Diode eingestellt werden kann, die als quadratischer Detektor 29 dient.
Das Bias-Tee 24 weist
drei Anschlüsse
auf: einen ersten, an den das HF-Signal vom Tap-Koppler 37 bereitgestellt wird,
einen zweiten, der einen dem Versatz entsprechenden CW-Pegel aufweist
(dargestellt durch einen Pfeil in 5b), und
den Ausgangsanschluss, der die Summe der beiden Eingangsanschlüsse bildet.
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Eine
realistische Kennlinie eines quadratischen Detektors ist in 8 gezeigt,
in der der Strom am Ausgang der Diode (in mA) in Abhängigkeit
von der Spannung (in mV) dargestellt wird. Die Bandbreite des quadratischen
Detektors 29 sollte so gewählt werden, dass sie ungefähr 20 GHz
beträgt,
damit die Spitzenleistung erkannt werden kann.
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Die
Erzeugung des Rückkopplungssignals
bei Verwendung des quadratischen Detektors 29 wird nun ausführlicher
unter Bezugnahme auf 9 beschrieben, wo die Kennlinie
des quadratischen Detektors von 8 schematischer
dargestellt ist. Die Spannung des Eingangssignals des quadratischen
Detektors 29, d. h., des Mustersignals aus dem Gegentaktempfänger 33,
ist ein Signal mit 4 Ebenen für
den Fall, dass ein Phasenverschiebungsfehler auftritt. Ein Versatz 27 des
Mustersignals wird so eingestellt, dass die Nennamplitudenhöhe des Mustersignals
mit der Schwellenspannung der Diode (z. B. 0,7 V) übereinstimmt.
Die Abhängigkeit
des Diodenstroms von Spannungen oberhalb der Schwelle weist eine
quadratische Kennlinie auf, und infolgedessen stellt das Rechteckwellen-Ausgangssignal
aus dem quadratischen Detektor, wie es in 9 gezeigt
ist, die Leistung des elektrischen Mustersignals dar, die den Schwellenwert überschreitet.
Das Ausgangssignal aus dem quadratischen Detektor ist nahezu ein
CW-Signal (moduliert mit der Frequenz f3 im kHz-Breich) und wird
an ein Tiefpassfilter 28 geliefert, um die Wellenlängen in
der Nähe
der Modulationsfrequenz f3 auszuwählen.
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Das
Rückkopplungssignal
am Ausgang des Filters 28 wird danach an die Lock-in-Detektorschaltung geliefert,
die den Lock-in-Detektor 22, die Vorspannungsschaltung 23 und
den lokalen Oszillator 20 der in 7 und 5b dargestellten
Rückkopplungsschaltung
umfasst, wobei ein geeignetes Vorspannungssignal für den π/4-Phasenschieber 35 des
ersten Zweigs 31a des Empfängers 5 erzeugt wird.
Selbstverständlich kann
eine identische Rückkopplungsschaltung 12.2 zur
Stabilisierung des zweiten π/4-Phasenschiebers 35' im zweiten
Zweig 31b des Empfängers 5 verwendet
werden. Es ist wichtig zu beachten, dass durch das Erzeugen des
Vorspannungssignals in der oben beschriebenen Weise nicht nur Phasen verschiebungsfehler ausgeglichen
werden können,
die durch die Phasenschieber 35, 35' bedingt sind, sondern auch Phasenverschiebungsfehler,
die auf eine Frequenzverschiebung im Laser am Senderende zurückzuführen sind,
sowie durch die Zeitverzögerungen 34, 34' bedingte Phasenverschiebungsfehler.
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Der
stabilisierte Sender 3 und Empfänger 5 werden vorteilhaft
in einem faseroptischen Übertragungssystem
eingesetzt, wie es in 1 dargestellt ist, wobei sie
auf diese Weise die Übertragung
von DQPSK-modulierten Signalen ohne durch Phasenverschiebungsfehler
oder Vorspannungsabweichungen bedingte Signalverschlechterungen
bereitstellen. Dies ist möglich,
da die Erfindung Vorspannungssignale verwendet, die von klug gewählten Rückkopplungssignalen
abgeleitet werden, deren Maximierung und Minimierung zur Vermeidung
von Vorspannungsabweichungen beziehungsweise Phasenverschiebungsfehlern
führen.
Die Maximierung oder Minimierung wird durch eine Lock-in-Erkennung
in der Weise durchgeführt,
dass die Erfindung eine einfache und kostengünstige Möglichkeit bereitstellt, Vorspannungssignale
für die Übertragung
von DQPSK-modulierten Signalen mit einer geringen Penalty zu erzeugen.
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Legende zu den Zeichnungen
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Figur 10a bis 10c:
| Amplitude | Amplitude |
| Phase | Phase |
| Time | Zeit |
Figur 11a bis 11c:
| deviation
(dB) | Abweichung
(dB) |
| Bias
deviation (rad) | Vorspannungsabweichung
(rad) |
| Phase
shift error (rad) | Phasenverschiebungsfehler
(rad) |